CN101753502B - 一种信号处理方法及信号处理装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种信号处理方法，通过将交织编码后的待发送数据进行预编码生成预编码数据，将所述预编码数据通过星座图映射生成映射数据，然后对所述映射数据进行相关编码生成相关编码数据，最后将所述相关编码数据进行IFFT生成OFDM符号，对所述OFDM符号进行相应处理后发送。相应的本发明还公开了一种信号处理装置，本发明提供的技术方案，通过预编码和相关编码加快了子载波的带外衰减，减少了子载波旁瓣的带外泄漏，使得子载波主瓣能量更加集中，从而可以进一步加深频谱凹陷深度，消除对相应频带的干扰。

Description

一种信号处理方法及信号处理装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种信号处理方法和信号处理装置。

背景技术

随着现代社会对无线通信的需求不断增长以及无线通信技术的飞速发展，无线通信用户大量急剧增加，另一方面，随着人民群众生活水平的提高，人们对无线通信的要求越来越高，现有的一些无线通信技术已经无法满足一些如家庭影院、视频点播、超高速因特网接入等新兴应用的需求，从而使得适用于无线通信的频谱资源变得日益紧张。近距离无线通信技术通常辐射小，对邻近的通信设备干扰小，可以重复利用频谱资源，传输速度高，因此，近年来，近距离无线通信技术受到广泛重视并得到快速发展，超宽带(Ultra Wideband，UWB)技术被视为下一代无线通信的关键技术之一。

基于多频带正交频分复用超宽带(Multi-Band Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing Ultra Wideband，MB-OFDM UWB)系统将联邦通信委员会(FederalCommunications Commission，FCC)分配的3.1GHz-10.6GHz的未授权频带分为14个子带，每个子带为528MHz，用来发送128个点的OFDM信号，每个子载波占用4.125MHz的带宽。

认知无线电(Cognitive Radio，CR)是指一种包含智能收发器的无线通信技术，该收发器能智能检测出哪些频段未被占用以及哪些频段正在被使用。当检测出某些频段未被占用时，CR系统就可以暂时使用该波段进行通信。当检测出某些频段正好在CR系统当前的发射频段内，CR系统可以改变本系统发射的频段以避开授权用户，或者降低在相应频段上的发射功率，以减小对授权用户的干扰。MB-OFDM技术是实现CR技术的首选方案。

如图1所示，是欧洲计算机制造商协会(European Computer ManufacturersAssociation，ECMA)定义的MB-OFDM UWB系统框图。物理层汇聚协议(Physical Layer Convergence Protocol，PLCP)包头包含包的一些信息，表示层服务数据单元(Presentation Service Data Unit，PSDU)则包含数据信息，PLCP包头和PSDU分别经过卷积码编码、交织、星座图映射、关闭子载波、形成OFDM符号，并与关闭子载波后的前导符合并生成数据包，通过数模转换后调制到相应载波上发射出去。其基带信号的数学模型为：

$s_n\left(t\right)=w_T\left(t\right)\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,n}\exp \left(j2\mathrm{\πk\Δft}\right)---\left(1\right)$

其中，s_n(t)为单个基带符号的时域表示；N为子载波总数，即反快速傅立叶变换(Inverse Fourier Transform，IFFT)的点数；Δf是子载波间隔；d_k，n是调制到各个子载波上的数据。不考虑补零后缀(zero-padded suffix，ZPS)，整个OFDM符号的持续时间为T_s＝T_FFT＝1/Δf；w_T(t)为窗函数，定义为：

$w_T\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\sin }^2\left[\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}(0.5+\frac{1}{T_{\mathrm{TR}}})\right]& -\frac{T_{\mathrm{TR}}}{2}<t<\frac{T_{\mathrm{TR}}}{2}\\ 1& \frac{T_{\mathrm{TR}}}{2}<t<T_s-\frac{T_{\mathrm{TR}}}{2}\\ {\sin }^2\left[\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}(0.5-\frac{t-T_s}{T_{\mathrm{TR}}})\right]& T_s-\frac{T_{\mathrm{TR}}}{2}<t<T_s+\frac{T_{\mathrm{TR}}}{2}\end{array}\right.---\left(2\right)$

式中，T_TR为符号间的过渡时间。

通过星座图映射，可将要调制到子载波上的数据表示为：

$d_{k,n}=\left(R_{k,n}{e}^{j{\mathrm{\&theta;}}_{k,n}}\right)K_{\mathrm{MOD}}---\left(3\right)$

其中， $R_{k,n}=\sqrt{{x_{k,n}}^2+{y_{k,n}}^2},$ θ_k，n＝tan^-1(y_k，n/x_k，n)，x_k，n及y_k，n分别为映射后数据在x轴及y轴上的分量；K_MOD为归一化常数，从而有：

$s\left(t\right)=\underset{n=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{w}_T(t-\mathrm{nTs})\underset{k=0}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(R_{k,n}{e}^{j{\mathrm{\&theta;}}_{k,n}}{K}_{\mathrm{MOD}}\right)\exp \left(j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;f}(t-\mathrm{nTs})\right)$

$=\underset{n=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=0}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}_{k,n}{K}_{\mathrm{MOD}}{w}_T(t-\mathrm{nTs})\exp \left(j(2\mathrm{\&pi;k\&Delta;f}(t-\mathrm{nTs})+{\mathrm{\&theta;}}_{k,n})\right)$

$=\underset{k=0}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}(\underset{n=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}_{k,n}{K}_{\mathrm{MOD}}{w}_T(t-\mathrm{nTs})\exp \left(j(2\mathrm{\&pi;k\&Delta;f}(-\mathrm{nTs})+{\mathrm{\&theta;}}_{k,n})e^{j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}}\right)$

$=\underset{k=0}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{g}_k\left(t\right)e^{j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}}---\left(4\right)$

其中， $g_k\left(t\right)=\underset{n=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}_{k,n}{K}_{\mathrm{MOD}}{w}_T(t-\mathrm{nTs})\exp (j(2\mathrm{\&pi;k\&Delta;f}(-\mathrm{nTs})+{\mathrm{\&theta;}}_{k,n})$ 是OFDM单个子载波信号的数学表达式，所以单个子载波波形的功率谱密度为：

$P_{g_k}\left(f\right)=\frac{{\left|W_T\left(f\right)\right|}^2}{T_s}\underset{n=-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}R\left(k\right)e^{j2\mathrm{\&pi;kf}{T}_s}---\left(5\right)$

其中， $W_T\left(f\right)=T_s\sin c\left(T_{s}f\right)=\frac{\cos \left(\mathrm{\&pi;}{T}_{\mathrm{TR}}f\right)}{1-4T_{\mathrm{TR}}^2{f}^2}{e}^{-\mathrm{j\&pi;}{T}_{s}f}$ 是时间窗函数w_t(f)的傅立叶变换。

进一步推导可得到整个OFDM符号的功率谱密度表达式为：

$P_s\left(f\right)=R_s\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|W_T(f-\mathrm{k\&Delta;f})\right|}^2---\left(6\right)$

其中R_s＝1/T_s为符号速率。

OFDM符号可以通过关闭部分子载波产生频谱凹陷来降低对已有窄带系统的干扰。假设MB-OFDM UWB系统检测到在 $[f_1,f_2]\&Subset;[0,(N-1)\mathrm{\&Delta;f}]$ 存在某一窄带系统，MB-OFDM UWB系统需要将[K₁，K₂]间的子载波关闭以产生频谱凹陷，其中K₁＝floor(f₁/Δf)，floor为向下取整函数，K₂＝ceil(f₂/Δf)，ceil为向上取整函数。音调指零(Tone-Nulling)矩阵将第K₁位至第K₂位置0，其余位置的元素置为1，可得此时的凹陷位置的功率谱密度函数为：

$\begin{array}{cc}{P}_{\mathrm{notch}}\left(f\right)=R_s(\underset{k=0}{\overset{K_1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|W_T(f-\mathrm{k\&Delta;f})\right|}^2+\underset{k=K_2}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|W_T(f-\mathrm{k\&Delta;f})\right|}^2)& f\&Element;[f_1,f_2]\end{array}---\left(7\right)$

上述MB-OFDM UWB系统采用的是国际标准划分的3.1GHZ-10.6GHz的未授权频谱，而中国超宽带标准的可用频谱为4.2GHZ-4.8GHZ以及6.0GHZ-8.55GHZ，所以在中国的频谱规划中，在某些限制区域，例如3.6-6.0GHz范围内，对超宽带信号的发射功率有着严格的限制。

发明人在实现本发明的过程中，发现上述现有技术限制发射功率的技术是直接关闭存在干扰的频带上相应的子载波，该技术产生的频谱凹陷深度不够，未能达到消除对相应频带的干扰的目的。

发明内容

鉴于上述现有技术所存在的问题，本发明实施例提供了一种信号处理方法及信号处理装置，以加深OFDM信号频谱凹陷，消除对相应频带的干扰。

为了达到上述发明目的，本发明实施例提供了一种信号处理方法，包括：

将交织编码后的待发送数据进行预编码生成预编码数据；

对所述预编码数据进行星座图映射生成映射数据；

对所述映射数据进行相关编码生成相关编码数据；

对所述相关编码数据进行快速傅立叶反变换IFFT生成正交频分复用OFDM符号；

对所述OFDM符号进行相应处理后发送。

相应地本发明实施例还提供了一种信号处理装置，包括：

预编码模块，用于将交织编码后的待发送数据进行预编码生成预编码数据；

星座图映射模块，用于对所述预编码模块生成的预编码数据进行星座图映射生成映射数据；

相关编码模块，用于对所述星座图映射模块生成的映射数据进行相关编码生成相关编码数据；

OFDM符号生成模块，用于对所述相关编码模块生成的相关编码数据进行IFFT生成相应的OFDM符号；

发送模块，用于将所述OFDM符号进行相应处理后发送。

相应地本发明实施例还提供了一种信号处理方法，包括：

将同步处理后的接收数据通过OFDM解调生成相关编码数据；

对所述相关编码数据进行相关编码解调生成相应的映射数据；

对所述映射数据进行星座图映射解调生成预编码数据；

对所述预编码数据进行预编码解调生成交织编码数据；

对所述交织编码数据进行解调并译码。

相应地本发明还提供了一种信号处理装置，包括：

OFDM解调模块，用于将同步处理后的接收数据通过OFDM解调生成相关编码数据；

相关编码解调模块，用于将所述接收模块生成的相关编码数据解调生成相应的映射数据；

星座图映射解调模块，用于将所述相关编码解调模块生成的映射数据解调生成预编码数据；

预编码解调模块，用于将所述星座图映射解调模块生成的预编码数据解调生成交织编码数据；

译码模块，用于对所述预编码解调模块生成的交织编码数据进行解调并译码。

本发明实施例提供的一种信号处理方法及装置，通过将交织编码后的待发送数据进行预编码生成预编码数据，将所述预编码数据通过星座图映射生成映射数据，然后对所述映射数据进行相关编码生成相关编码数据，最后将所述相关编码数据进行IFFT生成OFDM符号，对所述OFDM符号进行相应处理后发送，这样通过预编码和相关编码加快了子载波的带外衰减，减少了子载波旁瓣的带外泄漏，使得子载波主瓣能量更加集中，从而可以进一步加深频谱凹陷深度，消除对相应频带的干扰。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是现有技术MB-OFDM UWB系统结构框图；

图2是本发明第一实施例信号处理方法的流程图；

图3是本发明实施例单个子载波频谱和现有技术单个子载波频谱的比较图；

图4是本发明实施例和现有技术在关闭相同带宽子载波情况下频谱凹陷的比较图；

图5是本发明第二实施例信号处理方法流程图；

图6是本发明第三实施例信号处理装置结构示意图；

图7是本发明第四实施例信号处理装置结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图2是本发明第一实施例信号处理方法流程图，包括以下步骤：

101、将交织编码后的待发送数据进行预编码生成预编码数据；

具体的，待发送数据通过卷积编码和交织编码后生成交织编码数据a_k，根据下面的公式对所述交织编码数据a_k进行预编码生成预编码数据b_k：

$b_k=a_k\&CirclePlus;b_{k-1}---\left(8\right)$

其中，a_k为交织编码后第k时刻的待发送数据，b_k为第k时刻的预编码数据，b_k-1为第k-1时刻的预编码数据，

为模2加法。所述预编码过程可以避免在接收端进行解码时由于相关编码导致的错误传播问题。

102、将所述预编码数据通过星座图映射生成映射数据；

具体的，在本发明实施例中，所述星座图映射的映射方式包括正交相移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)和数字对比映射(Digital ContrastMapper，DCM)，QPSK将串行的二进制数据分成很多2bit的组，并将其转换成一个代表4个QPSK星座图点之一的复数，最后将得到的复数用 $K_{\mathrm{MOD}}=\sqrt{2}$ 进行归一化。DCM则将二进制数据分成200bit的组，并将其映射到一个4维的星座图上，最后用 $K_{\mathrm{MOD}}=\sqrt{10}$ 将得到的复数归一化。

103、对所述映射数据进行相关编码生成相关编码数据；

具体的，根据下面的公式对所述映射数据进行相关编码生成相关编码数据：

d_k＝c_k-c_k-1                 (9)

其中，c_k为第k时刻的映射数据，c_k-1为第k-1时刻的映射数据，d_k为第k时刻的相关编码数据。

104、将所述相关编码数据通过IFFT生成相应的OFDM符号；

具体的，根据下面的等式将所述相关编码数据通过反快速傅立叶变换生成相应的OFDM符号：

$s_n^{\&prime;}\left(t\right)=w_T\left(t\right)\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_k\exp \left(j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}\right)$

$=w_T\left(t\right)\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}(c_k-c_{k-1})\exp \left(j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}\right)$

$=w_T\left(t\right)\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_k\exp \left(j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}\right)-w_T\left(t\right)\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{k-1}\exp \left(j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}\right)---\left(10\right)$

其中，

为单个基带符号，w_T(t)为窗函数，与式子(2)定义相同，Δf为子载波间隔，d_k为第k时刻的相关编码数据。为了分析方便，假设c₀和c_N均为0，则变成：

$s_n^{\&prime;}\left(t\right)=w_T\left(t\right)\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_k\exp \left(j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}\right)-w_T\left(t\right)\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{k-1}\exp \left(j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}\right)$

$=w_T\left(t\right)\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_k\exp \left(j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}\right)-w_T\left(t\right)\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_k\exp \left(j2\mathrm{\&pi;}(k+1)\mathrm{\&Delta;ft}\right)$

$=[w_T\left(t\right)-w_T\left(t\right)\exp \left(j2\mathrm{\&pi;\&Delta;ft}\right)]\&times;\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_k\exp \left(j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}\right)$

$=w_T^{\&prime;}\left(t\right)\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_k\exp \left(j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}\right)---\left(11\right)$

其中时间窗

定义为： $w_T^{\&prime;}\left(t\right)=w_T\left(t\right)\&times;[1-\exp \left(j2\mathrm{\&pi;\&Delta;ft}\right)],$

的傅里叶变换

可以表示成：

$W_T^{\&prime;}\left(f\right)=W_T\left(f\right)-W_T(f-\mathrm{\&Delta;f})---\left(12\right)$

将在现有技术中推导得到的W_T(f)代入上式，为了分析方便，令 $\mathrm{\&alpha;}=\frac{\cos \left(\mathrm{\&pi;}{T}_{\mathrm{TR}}f\right)}{1-4T_{\mathrm{TR}}^2{f}^2},$ 对式子进行简化，可得：

$W_T^{\&prime;}\left(f\right)=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;T_s\&times;[\sin c\left(T_{s}f\right)\exp (-\mathrm{j\&pi;}{T}_{s}f)-\sin c\left(T_s(f-\mathrm{\&Delta;f})\right)\exp (-\mathrm{j\&pi;}{T}_s(f-\mathrm{\&Delta;f})]$

$=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;T_s\&times;\exp (-\mathrm{j\&pi;}{T}_{s}f)[\sin c\left(T_{s}f\right)+\sin c\left(T_s(f-\mathrm{\&Delta;f})\right)]$

$=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;T_s\&times;\exp (-\mathrm{j\&pi;}{T}_{s}f)\frac{\mathrm{\&Delta;}f\sin \left(\mathrm{\&pi;}{T}_{s}f\right)}{\mathrm{\&pi;}{T}_{s}f(\mathrm{\&Delta;f}-f)}---\left(13\right)$

从而进一步可以得到进行相关编码之后单个子载波波形的功率谱密度为：

$P_{\mathrm{gk}}^{\&prime;}\left(f\right)=\frac{{\left|W_T^{\&prime;}\left(f\right)\right|}^2}{T_s}\underset{n=\&infin;}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}R\left(k\right)\&CenterDot;e^{j2\mathrm{\&pi;kf}{T}_s}---\left(14\right)$

比较式子(14)和(6)，可以看出，现有技术中的单个子载波频谱的带外衰减速率为a/f，而本发明实施例提供的相关编码后单个子载波频谱的带外衰减速率变为了α/f²，说明相关编码加快了子载波的带外衰减速率。为了更好地说明本发明实施例的技术效果，通过计算机仿真如图3所示，是本发明单个子载波频谱和现有技术单个子载波频谱的比较图，可以看出相关编码后的子载波主瓣能量更加集中，旁瓣泄漏也比相关编码前小。

结合公式(13)及(14)可以进一步得到相关编码后的频谱凹陷位置功率谱为：

$\begin{array}{cc}{P}_{\mathrm{notch}}\&prime;\left(f\right)=R_s(\underset{k=0}{\overset{K_1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|W_T^{\&prime;}(f-\mathrm{k\&Delta;f})\right|}^2+\underset{k=K_2}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|W_T^{\&prime;}(f-\mathrm{k\&Delta;f})\right|}^2)& f\&Element;[f_1,f_2]\end{array}---\left(15\right)$

与现有技术中的P_notch(f)比较，可得P_notch(f)>P_notch′(f)。需要说明的是，在步骤103和步骤104之间还包括检测需要关闭的子载波，并关闭该需要关闭的子载波的发送。具体实施时可以通过检测预定义的Tone-Nulling矩阵的元素值来确定需要关闭的子载波，若所述元素值为0，则关闭与该元素位置相对应的子载波的发送。所述预定义的Tone-Nulling矩阵每个元素代表OFDM符号相应的子载波的位置，所述元素取值分别为0或1，矩阵中元素值为0则表明与该元素值对应的子载波对相应频带上窄带通信系统产生了干扰，此时可以通过关闭所述子载波来降低对相应频带(如授权用户的相应频带)的干扰；矩阵中元素值为1则表明该子载波没有对相应频带产生干扰，可以以正常的功率发送。如图4，是本发明和现有技术在关闭相同带宽子载波情况下频谱凹陷的比较图。图4(a)、4(b)、4(c)分别是子频带带宽为264MHZ时，关闭5个、10个、20个子载波带宽本发明和现有技术频谱凹陷的比较，由图可以看出，在关闭同样带宽子载波的情况下，采用相关编码能够产生更深的频谱凹陷，并且随着关闭的带宽的增大，频谱凹陷效果越明显。因此相对于普通的MB-OFDM UWB系统，采用相关编码后的系统比直接关闭相应子载波的系统产生更深的频谱凹陷。

105、对所述OFDM符号进行相应处理后发送；

具体的，将所述OFDM符号进行处理后生成数据包，所述处理包括与关闭子载波后的前导符合并生成数据包，所述前导符包含有包检测、粗同步及信道估计等信息。然后对所述数据包进行数模变换生成基带模拟信号，再将所述基带模拟信号进行载波调制后发送。

本实施例通过将交织编码后的待发送数据进行预编码生成预编码数据，将所述预编码数据通过星座图映射生成映射数据，然后对所述映射数据进行相关编码生成相关编码数据，最后将所述相关编码数据进行IFFT生成OFDM符号，对所述OFDM符号进行相应处理后发送，这样通过预编码和相关编码加快了子载波的带外衰减，减少了子载波旁瓣的带外泄漏，使得子载波主瓣能量更加集中，从而可以进一步加深频谱凹陷深度，消除对相应频带的干扰

图5是本发明第二实施例信号处理方法流程图。具体包括以下步骤：

201、将同步处理后的接收数据通过OFDM解调生成相关编码数据；

具体的，将接收到的数据先通过相应频率的载波解调，生成基带模拟信号；通过模数变换将所述基带模拟信号转换成基带数字信号，最后对所述基带数字信号进行同步处理和OFDM解调，具体包括包检测，粗同步，频偏估计，相位矫正，信道估计，精同步，时偏校正，傅立叶变换(Fourier Transform，FFT)，均衡，相位跟踪等处理生成相关编码数据。

202、对所述相关编码数据进行相关编码解调生成相应的映射数据；

具体的，根据下面的公式对所述相关编码数据进行解调生成相应的映射数据：

c_k＝c_k-1+d_k-1               (16)

其中，d_k-1为第k-1时刻的相关编码数据，c_k-1第k-1时刻的映射数据，c_k为第k时刻的映射数据。所述相关编码解调过程为本发明第一实施例中步骤103的逆过程。

203、对所述映射数据进行星座图映射解调生成预编码数据。

204、对所述预编码数据进行预编码解调生成交织编码数据；

具体的，根据下面的公式对所述预编码数据进行解调生成交织编码数据：

$a_k=b_k\&CirclePlus;b_{k-1}---\left(17\right)$

其中，b_k为第k时刻的预编码数据，b_k-1为第k-1时刻的预编码数据，a_k为第k时刻的交织编码数据，为模2加法。所述预编码解调过程为本发明第一实施例中步骤101的逆过程。

205、对所述交织编码数据进行解调并译码；

具体的，将步骤204中生成的交织编码数据a_k进行解调并译码生成信息比特数据。

本实施例通过将同步处理后的接收数据通过OFDM解调生成相关编码数据，对所述相关编码数据进行相关编码解调生成相应的映射数据，然后对所述映射数据进行星座图映射解调生成预编码数据，最后对所述预编码数据进行预编码解调生成交织编码数据并对所述交织编码数据进行解调并译码，这样实现了对来自数据发送方预编码和相关编码处理后的信号进行相应的接收、解调及解码处理。

图6是本发明第三实施例信号处理装置结构示意图，所述装置包括：预编码模块30、星座图映射模块31、相关编码模块32、OFDM符号生成模块34以及发送模块35。下面将详细说明各模块之间的联系及功能。

预编码模块30，用于将交织编码后的待发送数据进行预编码生成预编码数据；

具体的，所述预编码模块30根据下面的公式对交织编码后的待发送数据进行预编码生成预编码数据：

$b_k=a_k\&CirclePlus;b_{k-1}$

其中，a_k为交织编码后第k时刻的待发送数据，b_k为第k时刻的预编码数据，b_k-1为第k-1时刻的预编码数据，为模2加法。

星座图映射模块31，用于对所述预编码模块生成的预编码数据进行星座图映射生成映射数据。

相关编码模块32，用于对所述星座图映射模块生成的映射数据进行相关编码生成相关编码数据；

具体的，所述相关编码模块32根据下面的公式对所述映射数据进行相关编码生成相关编码数据：

d_k＝c_k-c_k-1

其中，c_k为第k时刻的映射数据，c_k-1为第k-1时刻的映射数据，d_k为第k时刻的相关编码数据。

OFDM符号生成模块34，用于对所述相关编码模块生成的相关编码数据进行IFFT生成相应的OFDM符号；

具体的，在所述相关编码模块32和OFDM符号生成模块34之间还包括子载波关闭模块33，用于检测需要关闭的子载波，并关闭该需要关闭的子载波的发送。具体实施时，可以通过检测预定义的Tone-Nulling矩阵的元素值来确定需要关闭的子载波，若所述元素值为0，则关闭与该元素位置相对应的子载波的发送。所述矩阵的每个元素分别代表OFDM符号相应的子载波的位置，所述元素取值分别为0或1。矩阵中元素值为0则表明与该元素值对应的子载波对相应频带产生了干扰，此时可以通过关闭所述子载波来降低对相应频带(如授权用户的相应频带)的干扰；矩阵中元素值为1则表明该子载波没有对相应频带产生干扰，可以以正常的功率发送。

发送模块35，用于将所述OFDM符号进行相应处理后发送；

具体的，所述发送模块35将所述OFDM符号进行处理后生成数据包，所述处理包括与关闭子载波后的前导符合并生成数据包，所述前导符包含有包检测、粗同步及信道估计等信息。然后对所述数据包进行数模变换生成基带模拟信号，再将所述基带模拟信号进行载波调制后发送。

图6是本发明第四实施例一种信号处理装置结构示意图。所述装置包括OFDM解调模块40，用于将同步处理后的接收数据通过OFDM解调生成相关编码数据；相关编码解调模块41，用于将所述OFDM解调模块40生成的相关编码数据进行解调生成相应的映射数据；星座图映射解调模块42，用于将所述相关编码解调模块41生成的映射数据进行解调生成预编码数据；预编码解调模块43，用于将所述星座图映射解调模块42生成的预编码数据解调生成交织编码数据；译码模块44，用于对所述预编码解调模块43生成的交织编码数据进行解调并译码。

需要说明的是，所述相关编码解调模块41根据下面的公式对所述OFDM解调模块43生成的相关编码数据进行解调生成相应的映射数据：

c_k＝c_k-1+d_k-1

其中，d_k-1为第k-1时刻的相关编码数据，c_k-1第k-1时刻的映射数据，c_k为第k时刻的映射数据。

所述预编码解调模块43根据下面的公式对所述星座图映射解调模块42生成的预编码数据解调生成交织编码数据：

$a_k=b_k\&CirclePlus;b_{k-1}$

其中，b_k为第k时刻的预编码数据，b_k-1为第k-1时刻的预编码数据，a_k为第k时刻的交织编码数据，为模2加法。

综上所述，本发明实施例提供的一种信号处理方法及信号处理装置通过将交织编码后的待发送数据进行预编码生成预编码数据，将所述预编码数据通过星座图映射生成映射数据，然后对所述映射数据进行相关编码生成相关编码数据，最后将所述相关编码数据进行IFFT生成OFDM符号，对所述OFDM符号进行相应处理后发送，这样通过预编码和相关编码加快了子载波的带外衰减，减少了子载波旁瓣的带外泄漏，使得子载波主瓣能量更加集中，从而可以进一步加深频谱凹陷深度，消除对相应频带的干扰。

以上所揭露的仅为本发明一种较佳实施例而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，因此依本发明权利要求所作的等同变化，仍属本发明所涵盖的范围。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (10)

1.一种信号处理方法，其特征在于，包括：

将交织编码后的待发送数据进行预编码生成预编码数据；

对所述预编码数据进行星座图映射生成映射数据；

对所述映射数据进行相关编码生成相关编码数据；

对所述相关编码数据进行快速傅立叶反变换生成正交频分复用OFDM符号；

对所述OFDM符号进行相应处理后发送；

其中，所述对所述映射数据进行相关编码生成相关编码数据根据下述公式计算：

d_k＝c_k-c_k-1

其中，c_k为第k时刻的映射数据，c_k-1为第k-1时刻的映射数据，d_k为第k时刻的相关编码数据。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将交织编码后的待发送数据进行预编码生成预编码数据根据下述公式计算：

$b_k=a_k\&CirclePlus;b_{k-1}$

其中，a_k为交织编码后第k时刻的待发送数据，b_k为第k时刻的预编码数据，b_k-1为第k-1时刻的预编码数据，

为模2加法。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对所述相关编码数据进行IFFT生成OFDM符号根据下述公式计算：

$s_n^{\&prime;}\left(t\right)=w_T\left(t\right)\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_k\exp \left(j2\mathrm{\&pi;k\&Delta;ft}\right)$

其中，s′_n(t)为单个基带OFDM符号，w_T(t)为窗函数，Δf为子载波间隔，d_k为第k时刻的相关编码数据。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在对所述映射数据进行相关编码生成相关编码数据的步骤和所述对所述相关编码数据通过IFFT生成OFDM符号的步骤之间还包括：

检测需要关闭的子载波，并关闭该需要关闭的子载波的发送。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述检测需要关闭的子载波，并关闭该需要关闭的子载波的发送的步骤具体为：

检测预定义的音调指零Tone-Nulling矩阵的元素值，若所述元素值为0，则关闭与该元素位置相对应的子载波的发送。

6.一种信号处理装置，其特征在于，包括：

预编码模块，用于将交织编码后的待发送数据进行预编码生成预编码数据；

星座图映射模块，用于对所述预编码模块生成的预编码数据进行星座图映射生成映射数据；

相关编码模块，用于对所述星座图映射模块生成的映射数据进行相关编码生成相关编码数据；

OFDM符号生成模块，用于对所述相关编码模块生成的相关编码数据进行IFFT生成相应的OFDM符号；

发送模块，用于将所述OFDM符号进行相应处理后发送；

其中，所述对所述映射数据进行相关编码生成相关编码数据根据下述公式计算：

d_k＝c_k-c_k-1

其中，c_k为第k时刻的映射数据，c_k-1为第k-1时刻的映射数据，d_k为第k时刻的相关编码数据。

7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，在所述相关编码模块和所述OFDM符号生成模块之间还包括：

子载波关闭模块，用于检测需要关闭的子载波，并关闭该需要关闭的子载波的发送。

8.一种信号处理方法，其特征在于，包括：

将同步处理后的接收数据通过OFDM解调生成相关编码数据；

对所述相关编码数据进行相关编码解调生成相应的映射数据；

对所述映射数据进行星座图映射解调生成预编码数据；

对所述预编码数据进行预编码解调生成交织编码数据；

对所述交织编码数据进行解调并译码；

其中，所述对所述相关编码数据进行相关编码解调生成相应的映射数据具体根据下述公式计算：

c_k＝c_k-1+d_k-1

其中，d_k-1为第k-1时刻的相关编码数据，c_k-1第k-1时刻的映射数据，c_k为第k时刻的映射数据。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述对所述预编码数据进行预编码解调生成交织编码数据具体根据下述公式计算：

$a_k=b_k\&CirclePlus;b_{k-1}$

其中， b_k为第k时刻的预编码数据，b_k-1为第k-1时刻的预编码数据，a_k为第k时刻的交织编码数据，

为模2加法。

10.一种信号处理装置，其特征在于，包括：

OFDM解调模块，用于将同步处理后的接收数据通过OFDM解调生成相关编码数据；

相关编码解调模块，用于将所述OFDM解调模块生成的相关编码数据进行解调生成相应的映射数据；

星座图映射解调模块，用于将所述相关编码解调模块生成的映射数据进行解调生成预编码数据；

预编码解调模块，用于将所述星座图映射解调模块生成的预编码数据解调生成交织编码数据；

译码模块，用于对所述预编码解调模块生成的交织编码数据进行解调并译码；

其中，所述对所述相关编码数据进行解调生成相应的映射数据具体根据下述公式计算：

c_k＝c_k-1+d_k-1

其中，d_k-1为第k-1时刻的相关编码数据，c_k-1第k-1时刻的映射数据，c_k为第k时刻的映射数据。

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