CN1017394B - 减小图象斜方向人为因素的电视信号处理系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了用于减少视频信号中有害的锯齿状斜向人工因素的装置。在编码器中，装置(38)在某频率范围内，例如1.5MHZ以上，帧内平均运动图象信息，而静止图角信息在某频率范围内经受场重复处理。在解码器中，装置(1337)在给定的场重复频率范围内使静止图角信息受到帧重复处理，而运动图象信息保持不变。

Description

本发明涉及一个有效地减小或抑制图象中不希望的倾斜人为条纹的装置，比如，该图象是由一个采用帧内信号处理技术的系统所显示的。

在美国和其它一些地方采用NTSC电视扩播制式，按照这种制式的常规电视接收机，具有4∶3的宽高比（显示图象的宽高比）。近来，人们感兴趣的是在电视机接收系统中采用较高的宽高比，例如2∶1，16∶9，或5∶3。这是因为这种较高的宽高比，与常规的电视接收机的4∶3的宽高比相比较，更接近或等于人眼睛的视场宽高比。具有5∶3宽高比的视频信息信号特别受到人们的关注，因为这个比例接近于电影胶片的比例，由此，这种信号可不剪切图象信息就可传送与接收。可是，简单地传送具有比常规系统大的宽高比的信号，这样的宽屏幕电视机系统不能与常规的宽高比接收机兼容。这就使得宽屏幕系统的使用变得很困难。

因此，希望宽屏幕系统能与常规的电视接收机兼容。在1988年11月1日授予M·A·Isnardi的、名为“在宽屏幕电视系统中处理高频边缘信息的装置”的№.4，782，383美国专利中揭示了这样一个系统。它采用了加强或扩展显示图象的清晰度的措施，以提供扩展的图象细节。例如，这种宽屏幕的EDTV（扩展清晰度电视）系统可以包括一个提供逐行扫描图象装置。在IEEE广播学报BC-33卷，1987年12月№.4，116-123页（IEEE    Transcations    on    Brodcasting.Vol BC-33，NO.4    December.1987.PP116-123）中公开的，由M·A    Isnardi等著的、名为“ACTV系统中兼容性和可复性的编码”的论文中揭示了一个这种类型的系统。在由Isnardi等人揭示的这个系统中，采用了对中心和边侧显示面图象信息进行时间压缩和帧内处理的技术。

很明显，视频图象信息的帧内处理会减小对角线边缘的清晰度并会导致不希望的锯齿状的斜方向人为因素。按照本发明的基本原理，在此公开的装置能减少这种斜方向人为因素。

按照本发明的装置包括用于处理视频信号的装置，该视频信号受到明显的不希望的锯齿状斜方向的人为因素的干扰，比如，由帧内信号处理引起的干扰。在图示的本发明的一个最佳实施例中，在一个编码器处，表示运动图象的信息在给定的频率，比如大约为1.5MHz，的范围上进行帧内平均。表示不动图象的信息在给定频率范围上进行场重复处理。在一个解码器处，表示不动图象的信息在给定场重复频率范围上进行帧重复处理，而表示动图象的信息保持不变。在编码器和解码器中，对于动运和不动图象信息所作的适当的处理是响应于一个辅助信号成分而被控制的，该信号成分包括场区别信息并且表示图象是否为运动的。

所揭示的装置记述在兼容的EDTV电视系统内容中，该系统采用了帧内信号处理，例如，平均技术。该宽屏幕EDTV信号包含多个成分，包括一个主要的第一成分，该成分包括中心显示面信息和时间压缩的边侧显示面信息;还包括辅助的第二成分，该成分包含边侧显示面信息。在主成分中，只有中心显示面信息进行帧内处理。在所揭示的兼容性宽屏幕EDTV电视系统中，一个原始的高清晰度的逐 行扫描的宽屏幕信号被编码以使它包括4个成分。这4个成分在一个单一信号传送信道内重新组合之前已分别地进行了处理。

第一个成分是一个主要的具有标准的4∶3宽高比的2∶1隔行扫描信号。该成分包括宽屏幕信号的中心部分，该信号已经进行了时间扩展，以几乎占有4∶3宽高比的整个行的有效时间，还包括边侧显示面低频信息，它已经进行了时间压缩，而进入左和右行图象的过扫描区，在这个过扫描区内的信息在标准的电视接收机显示器上是看不到的，只有该成分的中心部分才在给定的频率上进行帧内平均。

第二个成分是一个辅助的2∶1隔行扫描的信号，它包括左和右边侧显示面的高频信息，它们都经过时间扩展，以达到有效行时间的一半。因此，扩展的边侧面显示信息基本上占有整个有效行时间。这个成分被“变换”以致占有与第一成分的中心部分相同的时间，并进行帧内平均。

第三个成分是一个辅助的2∶1隔行扫描信号，它由宽屏幕信号源产生，包括大约在5.0MHz和6.0MHz之间的高频行亮度细节信息。该成分也被“变换”以致占有与第一成分的中心部分相同的时间，并进行帧内平均。帧内平均的第二和第三成分正交调制一个相位控制的交变副载波，该副载波是与帧内平均的第一成分的组合。

第四个成分是一个辅助的2∶1隔行扫描的“助手”信号，包括瞬时的场区别亮度细节信息，以便帮助在宽屏幕EDTV接收机处重建丢失的图象信息。该第四个成分包含图象的运动信息，所揭示的适当的信号处理装置就响应于该信息以减小不希望的斜方向图象人为因素。

在EVDT接收机中，包括所述四个成分的组合信号被解码成为 基本的四个成分。解码的成分被分别地进行处理，并用来产生表示具有增强清晰度的宽屏幕信号的图象。

图1是一个兼容的宽屏幕EDTV编码系统的总示图。该系统包括依照本发明的装置;

图1a表示所给出的系统编码器的详细框图;

图1b-1e包括的图，有助于理解所表示的系统的工作过程。

图2-图5描绘了一些信号波形和图表，它们有助于理解所表示系统的工作过程。

图13显示了宽屏幕EDTV接收机解码器装置一部分的方框图;

图6-12和图14-27更详细地图示了所示系统的各方面。

一个系统试图通过一标准的NTSC广播信道来传送大的宽高比的图象，如：5∶3的图象，在这样的系统中，使用宽屏幕接收机可以取得高质量的图象显示，而在标准的4∶3宽高比显示器上可大大地减小或抑制图象质量的明显下降。在图象边侧显示面上使用的信号压缩技术有助于标准NTSC电视接收机显示器产生行过扫描范围，但在恢复的宽屏幕图象边侧显示范围内，图象的清晰度可能会受到损害。由于时间的压缩会导致频率范围的扩展，因此，只有低频部分才经得住在标准电视信道中的处理，该信道的频带宽度比宽屏幕信号所需要的要小。因此，当兼容的宽屏幕信号的压缩的边侧显示面在宽屏幕接收机中扩散时，所显示的宽屏幕图象中心部分和边侧部分的清晰度即高频成分会出现明显的不同，除非采用避免该效果的措施。该明显的不同的产生是由于低频的边侧显示面信息可以恢复，而高频信息由于带宽的限制而丢失。

在图1的系统中，那些与图1a的更详细的系统一致的单元用相 同的参考数字标出。如图1所示，一个原始的，具有左、右和中心显示面信息的宽屏幕逐行扫描信号经过处理，以产生4个独立的编码成分。该4个成分在上面已经描述过了，并图示在图1中。第一成分（包括过间扩展的中心部分信息和时间压缩的边侧部分低频信息）的处理在该例中是如此的，以致产生的亮度信号带宽不超过NTSC亮度带宽4.2MHZ。该信号以标准的NTSC格式进行彩色编码，其亮度和色度成分进行适当的预滤波，（例如使用场梳状滤波器）以在标准的NTSC和宽屏幕接收机处提供改善的亮-色分离。

第二成分（边侧高频信息）的时间扩展将其水平带宽减小到1.16MHZ。正如下面将要讨论的，该成分空间上与主信号（第一成分）无关，而且要采取预防措施将它掩蔽，以防在标准的NTSC接收机上看到它。

第三成分的5.0至6.0MHz扩展的高频高度信息内容在进一步的处理之前就首先频移到0-1.0MHz的频率范围。

第四成分（瞬时场区别助手）变换到标准的4∶3格式，以使它与主信号成分相关连，因此将它掩蔽，而不出现在标准的NTSC接收机上，而且水平方向的带宽限制到750KHZ。

正如接下来将更详细讨论的，第一、二、和三成分，分别由帧内平均器38。64和76（一种垂直-瞬时V-T滤波器）进行处理，以使在宽屏接收机中抑制主信号与辅信号成分之间的串扰。第一成分的中心显示面信息在大约1.5MHZ上进行帧内平均。用X和Z标示的第二和第三个帧内平均的成分先进行非线幅度压缩，再在方框80内对交变的3.108MHZ的付载波ASC进行正交调制，该付载波是每场变换（倒相）相位的。从方框80出来的已调制信号 （M）在加法器40内与帧内平均的第一成分（N）相加。输出的结果信号是一个4.2MHZ带宽的基带信号（NTSCF），它与来自滤波器79的经过750KHZ低通滤波的第四成分（YTN）一起在方框57内对RF图象载频进行正交调制，以产生与NTSC可兼容的RF信号，该信号可以通过单一标准带宽的广播信道传送给标准的NTSC接收机或宽屏幕逐行扫描接收机。

第一成分时间压缩的使用，使得低频边侧显示面信息被完全挤进标准NTSC信号的行的过扫描范围内。第二成分的高频边侧显示面信息和第三成分的高频亮度细节信息频谱上与标准的NTSC信号共用而且通过视频传送信道，其方法是通过使用在方框80中进行的交变付载波正交调制技术，这正是下面将要讨论的。这种方法对标准的接收机是显而易见的。当用标准的NTSC接收机时，只有主信号（第一成分）的中心显示面部分看得见。第二和第三成分可能会产生小幅度干扰图案，在正常的观看距离和正常的图象控制调节情况下是看不到该干扰图案的。在使用了同步视频检波器的电视接收机中，第四成分可以完全除掉。如接收机中使用的是包络检波器，第四成分受到处理，但观察不到，因为它与主信号是相关的。

主信号（成分1）展示了一个标准的NTSC有效的正程水平行时间，大约为52μS。该成分中只有高于1.5MHZ的高频信息进行帧内平均。该成分中的时间压缩的边侧显示面低频信息不进行这种帧内平均处理。已发现这种有选择性地对主信号进行帧内处理改善了对角线边侧显示图象的清晰度，因为它抑制了不需要的锯齿状的斜方向人为因素，有时又把它叫做“锯齿纹”，如果主信号的压缩的边侧显示面信息进行帧内平均的话，那么它将出现在恢复的图象中。

关于这一点，要注意的是主信号成分的边侧显示表面的低频信息被时间压缩，其边侧压缩系数（SCF）大约为6。如果这样被时间压缩的信息在恢复图象的接收机中进行扩散之前进行行帧内平均，那么恢复的边侧图象显示信息将出现锯齿状的对角线，这是因为与中心显示面相比，帧内平均开始的平水频率与SCF大约低几倍。当帧内平均在其上执行的频率下降时，对角线图象信息的奇变（锯齿状）就增加。例如，如果对主信号中高于1.5MHZ的频率进行帧内平增而成分1的边侧显示面低频信息用SCF为6进行时间压缩，那么边侧显示面信息就从250KHZ（1.5MHZ/SCF）这么低的频率开始进行帧内平均，因此而导致了锯齿状的对角线。这种锯齿状的对角线在恢复的边侧显示范围内将是很明显的。因为成分1在时间压缩的边侧显示面范围内不进行帧内平均，所以整个原始频率范围（0-700KHZ）保持了完好的垂直清晰度，没有由于锯齿状斜方向人为因素而引起的失真。可是，成分1中心显示面部分的帧内平均以及成分2和3的帧内平均同样会导致不希望的锯齿状斜方向人为因素，下面讨论怎样来减小它。

包括左和右边侧显示面高频信息的成分2被变换，使它占有与成分1的中心显示面部分相同的时间周期。该左和右边侧显示面的高频信息被时间扩展了，以充满整个中心显示面范围，因此，成分2呈现在大约50μs的有效水平扫描期间内，这与成分1的中心显示面部分的水平扫描期一致。为了达到该目的，边侧扩展系数（SEF）大约为4.32，相比之下，4.49的SEF将会使得成分2的左和右边侧显示面信息扩散到52μs的整个有效行范围。

因为帧内处理是在主要成分1和辅助成分2和3上进行的，所以 成分2和3都被变换到中心显示面范围。正如下面接着要解释的，帧内平均是这样一个过程，它可以减化两个预先已组合的信号成分的分离，例如在本例中，这两个成分是主信号N和已调制的辅信号M。由于成分1中帧内处理的范围减小到只包括50μs的中心显示面范围，所以调制的成分2和3的变换类似地调整到只包括中心显示面范围。

如上所述，通过把扩展的水平亮度信息进行线性时间压缩到50μs，成分3被变换，以使它能与中心显示期间重合。时间压缩成分3从52μs到50μs，虽然会损坏它与主成分1的空间相关性，但重要的是可以保证在恢复的图象中的中心和边侧显示面范围内将会呈现类似的水平清晰度。尽管需要成分1和3之间的空间相关性来掩蔽交变付载波和主信号之间的串扰，但保证成分3完整的空间相关性不那么重要，因为在成分2中交变的付载波已经包含了非相关的信息。在成分3中放弃的空间相关性的量是很小的，并且由于最后得到相同的中心和边侧显示面水平清晰度，而变得微不足道了。成分4不进行帧内平均并保持不变，与主信号一样呈现在整个52μs的有效行期间。

在解码器中，如结合图13所要讨论的，帧内处理只针对中心显示面范围进行，以分离信号M和N。在成分M解调成为其本成分2和3之后，成分2和3变换到它们原始的时间间隔，即占有整个有效行时间52μs。

图1b图示了所揭示的EDTV宽屏幕系统的RF频谱，它包括辅助信号，并与标准的NTSC系统的RF频谱相比较。在所揭示的系统的频谱中，边侧显示面高频分量和超高频水平亮度细节信息在3.108MHZ交变付载波（ASC）两边伸展大约1.16MHZ。 V-T助手信号信息（成分4）在主信号图象载频两边伸展750KHZ。

一个宽屏幕逐行扫描接收机包括用于恢复原始宽屏幕逐行扫描信号的装置。与标准NTSC信号相比，恢复的宽屏幕信号包括具有标准的NTSC的清晰度的左和右边侧显示面以及4∶3宽高比的中心显示面。该中心显示面具有更高的水平和垂直细节，特别是在图象的静止部分。

两个基本的考虑总揽着与第一、第二、第三、第四信号成分的生成及处理相关的信号处理技术，这两点考虑是，与现有的接收机的兼容性和在该种接收机中的可恢复性。

完全的兼容性意指接收机和发射机的兼容性，即现有的标准接收机能接收宽频EDTV信号并产生一个标准的显示而不需要特别的适配器。在这种意义上的兼容性，举例来说，需要发射机的图象扫描格式与接收机的图象扫描格式基本上一样或在允许的范围内。兼容性还意味着当在标准接收机上显示额外的非标准成分时，必须是实体地或可知地隐藏在主信号之中。为达到后者意义上的兼容，该揭示的系统采用下面的技术来隐藏辅助成分。

如上面所讨论的，边侧显示面的低频成分实体地隐藏在标准接收机正常水平过扫描范围内。与边侧低频成分相比是一个低能量的信号的成分2、通常是低能量高频细节信号的成分3都进行幅度压缩并正交调制在一个交变的付载波3.108MHZ上，该付载波是一个隔行扫描频率（水平速率一半的奇数倍）。该交变的付载波的频率、相位和幅度是如此选取的，它使被调制的交变付载波信号的可见度尽可能地减小，例如，用逐场地控制交变付载波相位的办法，以使它逐场 倒相180°，这与色度信号的付载波的逐场相位是不一样的。尽管已调制的交变付载波成分全部位于色度通带（2.0-4.2MHZ）内，但已调制的交变付载波成分在感觉上是隐藏的，因为它们作为场速互补色闪烁而被显示，这种闪烁在通常的色度情况下人眼是感觉不到的。另外，在幅度调制之前的调制成分的非线性幅度压缩有效地将瞬时的幅度过调减到可接收的低水平。成分3与成分1的中心信息部分是空间上相关的，而与成分1的左和右信息部分在空间相关性上要稍差一点。如下面将讨论的，这是借助于格式编码器来完成的。

成分4即“助手”信号通过下述方法也被隐藏，即将中心显示面信息进行时间扩展以配合标准的4∶3格式，因而空间上与主信号相关。成分4在标准接收机中可用同步检波器去掉，而在具有包络检波器的标准接收机中在感觉上是隐藏的，因为它与主信号在空间上是相关的。

在宽屏幕逐行扫描的接收机中，成分1、2和3的恢复是通过在发射机和接收机中采用帧内处理过程而完成的。该处理在图1和1a的发射机系统中是与单元38，64，和76关联的，而在接收机中关联的单元将在下面讨论。帧内平均是一种信号调节技术，它预备两个互相结合的可见相关信号，以致使它们在后面能有效地精确地得到恢复，甚至在图象代表信号内存在运动的情况下也不会有V-T（垂直-瞬时）串扰，比如在完成过程中可借助于一个场存贮装置。为该目的而采用的这种信号调节包括在一个场内产生出两个相同的信号，即在一个分立的场内获得两个具有相同值的取样。帧内平均是为达到该目的的很方便的技术，当然也可使用其他技术。帧内平均基本上是一个线性的、时间变化的数字预滤波和继滤波的处理过程，它确保精 确地恢复两个可见的相关的组合信号。由于在发射机编码器中的水平预滤波器和接收机解码器的继滤波器之间存在防卫带，因此水平串扰受到抑制。

帧内平均成对（组）象素处理的一种形式。帧内平均在时间域上的过程大体上可由图1c表示，其中场的“对”被平均的象素（A、B和C、D）弄成相同的，每场是262H。在每个成对组中用平均值代替原始值。图1b图示了图1中系统的整个帧内平均过程。首先是成分2和3，每帧262H的象素（图象单元）对被平均，并用平均值（e·g，x₁、x₃和Z₁、Z₃）代替原始象素值。该V-T平均出现在一帧内而且帧边界上没有交叉。在成分1的情况，帧内平均只在中心显示面信息中大约1.5MHZ的频率上进行，以使不影响低频垂直细节信息。在成分1和2的情况，帧内平均是对一个复合信号进行的，它包括亮度成分（y）和通过色度通道的色度成份（C）。复合信号中的色度成份经受住了帧内平均，因为每场262H的象素与彩色副载波“同相”。新的交变副载波的相位是如此受到控制的，以致于每场262H的象素完全不同相，这与彩色副载波的相位是不一样的。因此，在单元40处，当成份2和3（在正交调制之后）与成份1相加时，每场262H的象素具有（M+A）和（M-A）的形式，其中M是主复合信号1.5MHZ以上的取样，而A是辅助的已调信号的取样。

由于进行了帧内平均，既使出现运动，V-T串扰也有效地被抑制了。关于这点，帧内平均过程产生了相同的取样，每场262H。在接收相内，精确地、无串扰地恢复这些取样点信息内容是比较简单的事情，即下面将要讨论的对每场262H的象素取样进行处理，因 而恢复主和辅信号信息。在接收机的编码器中，经帧平均的原始信息通过帧内处理可以完整地得以恢复，因为原始的、高可见相关的信息已经弄成场对场而言都相同了。

另外，在接收机中，用同步RF检波器对RF信道进行正交解调。因此，成分4与其他3个成分分开。正如下面对图13所讨论的那样，帧内处理是用来将成分1与调制的成分2和3分离，而正交解调是用来分离成分2和成分3的。

在四个成分都恢复之后，复合信号进行NTSC解码并分离成亮度和色度成份。所有的成分都进行反变换，以恢复宽屏幕宽高比，并且边侧显示面的高频成分与低频成分组合以恢复完好的边侧显示清晰度。扩展的高频亮度细节信息移到它的原始频率范围并与亮度信号相加，用瞬时内插和助手信号可将它们转换成逐行扫描格式。最后，亮度和色度逐行扫描信号转换成模拟形式并混合以产生能由宽屏幕逐行扫描显示设备显示的RGB彩色图象信号。

在编码器中所进行的帧内平均处理可能导致不希望的锯齿状的斜方向的图象人为因素，特别是在明显的亮-暗过渡范围内容易发生，该干扰的形式为楼梯状的锯齿纹。这些人为因素的可见度可通过下述的方法被有效地减小，即按照是否存在图象的运动来适当地调整编码器中的单元38、64、和76所进行的帧内平均处理。为了减小斜方向人为因素的目的而对中心和边侧显示面信息进行适当的处理表示在图25和26中。

图25，从左至右，分别图示了原始形式的一部分视频信号，作为运动图象信息而处理的视频信号以及作为静止图象信息而处理的视频信息都包括在编码器中。图26图示了这样一种方法，其中视频信 号在解码器中按照有静止图象信息情况进行处理。

原始形式和处理后形式的视频信号图示为奇、偶帧，每帧都有奇数场（1）和偶数场（2）。在奇数和偶数帧内的奇数场分别包括图象单元（象素）A₁、C₁和A₂、C₂。在奇数和偶数帧内的偶数场分别包括象素B、D、和B₂、D₂。

在有动运图象情况下，如图25中间那个图所示，图1中的网络38、64和76对1.5MHZ-4.2MHZ频率范围内的视频信号号进行帧内平均。前面已经对该帧内平均过程的细节进行了详细讨论。在有静止图象信息的情况下，网络38，69和76在115MHZ-31MHZ的频率范围内进行场重复代替。特别地，在该例子中，对于奇数帧，奇数场的象素取样作为每场262H的一对来传送，用奇数场的象素值（例如A₁和C₁）代替相关的偶数场的象素值（例如分别为B₁和D₁）。原始象素值由黑点指定，而替代的象素值是由白点指定。类似地，对于偶数帧，偶数场的象素取样作为每场262H的一对来传送，用偶数场的象素取样值（B₂和D₂）替代相关的奇数场象素值（分别为A₂和C₂）。

在解码器中，帧重复代替是在图象静止的情况下进行的，如图25所示。但是，在图象运动的情况下，来自编码器的经帧内平均的信号在解码器中不会受到干扰。对于静止图象，帧重复代替是在1.5MHZ-3.1MHZ的频率范围内进行的，该范围与在编码器中进行场重复代替的频率一样。在静止图象区域内的整个垂直细节的恢复方法是，如图中实箭头标出的线所示的，以525行相间的方式，重复每一原始象素，即A₁C₁，B₂D₂，作为下一帧的同一空间位置的象素。另一方面，原始偶数场象素值（例如：B₂、D₂）将在前一场 的相同空间位置上重复，如由点划线箭头指示行所指示的。在这种情况下，帧重复代替将在4个连续的场内完成，例如，这对电影胶片和磁带编辑带来方便。成分4助手信号的信息内容可以很方便地用来确定是否存在图象的运动，以控制上述的适当的处理操作。

当色度信息带宽限制在500KHZ，帧内平均、场重复和帧重复在固定的频率范围内进行时，锯齿状斜方向人为因素被减小或抑制在3.1MHZ以上，可观察到的色度信号处理人为因素很少，而且在色度带通内的场平均改善了解码器中的亮-色分离。

锯齿状的斜方向图象的人为因素也可以借助于非适应的信号处理来减小，但可能会导致它自身的人为因素的干扰。在一种非适应的方法中，图1中的方框38、64和76将用这样的方框代替，它们只完成场重复代替的功能。如图25中右侧那个图所示的。对于偶数帧的偶数场的取样是成对地发送，对于奇数帧内奇数场的取样也是成对地发送，而没有进行平均。那么在解码器中，使用图26所示的帧重复代替过程就可以将静止范围内垂直细节全部地恢复出来。

非适应方法在标准的NTSC接收机中可能会导致运动的人为因素干扰，但是，这些运动的人为因素的干扰的出现可借助于例如图1a系统中的V-T滤波器网络16对原始宽屏幕逐行扫描信号进行V-T滤波来降低。如果需要，可以使用辅助的线性的象素值组合以在标准的NTSC接收机的运动人为因素干扰和宽屏幕接收机的锯齿状斜方向人为因素干扰之间提供一个较好的折衷方案。例如，在场重复代替过程中，对于偶数帧，75%的偶数场象素值和25%的奇数场象素值将被传送，而对于奇数帧的25%的偶数场的象素值和75%的奇数场的象素值被传送。

该非适应的方法，当完整地恢复宽屏幕图象中静止部分的垂直清晰度时，在宽屏幕图象中的运动部分会导致运动的人为因素干扰。如所讨论的在编码器中所进行的运动适应处理可在标准的NTSC和宽屏幕接收机中改善运动图象的再现。

在讨论图1a中兼容的宽屏幕编码器系统之前，先对图2的信号波形A和B作一下说明。信号A是5∶3宽高比的宽屏幕信号，要把它转换成由信号B所描述的具有4∶3的宽高比的标准NTSC兼容信号。宽屏幕信号A包括与主图象信息相关的占有TC时间的中心显示面部分，以及与次要图象信息相关的并占有TS时间的左和右边侧显示部分。在该例子中，左和右边侧显示面基本上具有相等的宽高比，而小于位于它们之间的占重要地位的中心显示面的宽高比。

通过压缩一定的边侧显示面信息使它全部进入与时间TO相关的水平过扫描范围，宽屏幕信号A就可转换成NTSC信号B。标准的NTSC信号其有效行时间是TA（52.6μs），它包括过扫描期TO、包括有要显示信息的显示时间，而整个水平扫描时间是63.556μs。对于宽屏幕和标准NTSC信号而言，时间TA和TH都是相同的，已经发现几乎所有的消费电视接收机都有一个过扫描时间，它甚至占有整个有效行的4%，即在左、右两边分别是2%。如隔行取样速率是4×fsc（其中fsc是彩色付载波的频率），那么每个水平行时间包括910个象素（图象单元）其中754个组成要显示的有效水平行图象。

在图1a中更详细地显示了宽屏幕的EDTV系统。参考图1a，一个525行60场/秒的宽屏幕逐行扫描摄象机10提供宽高比是5∶3具有R、G、B成分的宽频彩色信号。可以使用一个隔行扫描 的信号源，但还是使用一个逐行扫描的信号源效果更佳。宽屏幕摄象机与标准NTSC摄象机相比，在其它一些因素中，宽屏幕摄象机的视频带宽与其宽高比和每帧的行数之乘积成正比。假如宽屏幕摄象机以恒速扫描，那么宽高比的增加将导致其相应视频带宽的增加，以及当信号由具有4∶3宽高比的标准电视接收机显示时，图象水平信息的压缩也要增加。由于这些原因，有必要调整宽屏幕信号以与NTSC完全兼容。

由图1的编码器系统处理的彩色视频信号包括亮度和色度两个信号成分。亮度和色度信号又包括低频和高频信号，在下面的讨论中将它们分别叫作低频或高频。

从摄象机10而来的宽频带宽屏幕逐行扫描的彩色视频信号在单元12内进行矩阵变换，以便产生出亮度成分Y，并且由R、G、彩色信号产生出色差信号成分I和Q。宽带的逐行扫描信号Y、I、Q以8倍彩色付载波速度（8×fsc）进行取样，并在ADC单元14内的分离的模-数转换器分别地从模拟形式转换成数字（二进制）形式，然后再由滤波单元16中的分离的垂直-瞬时（V-T）低通滤波器分别地进行滤波，以产生已滤波的信号YF、IF和QF。这些信号都具有图2的波形A所示出的形式。该分离的滤波器是3×3线性时间不变滤波器，其类型如将要讨论的图10d所示。这些滤波器轻微地减小垂直-瞬时清晰度，具体地说是对角线V-T清晰度，以防止主信号中不希望的交叉人为因素的干扰（例如闪烁，锯齿状边缘，以及其它与变换相关的效果），这些干扰是由逐行扫描变换到隔行扫描面引起的。这些滤波器几乎完整地保留了图象静止部分的垂直清晰度。

中心显示面的扩展系数（CEF）是宽屏幕接收机所显示图象的宽度与标准接收机所显示图象宽度之差的函数。用5∶3宽高比宽屏幕显示的图象的宽度是用4∶3宽高比标准显示的图象宽度的1.25倍。该系数1.25是初级中心显示面扩展系数，它还必须进行调整以适应标准的接收机的过扫描范围，还必须考虑在中心和边侧显示面的交界范围存在轻微的有意重叠。这些考虑决定了CEF为1.19。

来自滤波器网络16的逐行扫描信号呈现的带宽为0-14.32MHZ并通过逐行扫描（P）到隔行扫描（I）转换器17a、17b和17c分别转换成2∶1隔行扫描的信号，转换器的细节将结合附图22和23讨论。因为隔行扫描的信号的水平扫描速率是逐行扫描信号的一半，所以来自转换器17a-17c的输出信号的带宽是0-7.16MHZ。在该转换过程中，逐行扫描信号被亚取样，取有效象素取样的一半来产生2∶1的隔行扫描主信号。具体地说，通过保留每场中的奇或偶数场并以4×fsc的速率（14.32MHZ）读取保留的象素，就可将逐行扫描信号转换到2∶1隔行格式。隔行信号的全部顺序的数字处理，都以4×fsc速率出现。

网络17c还包括一个误差预测网络。网络17c的一个输出VF′是滤波前的逐行扫描信号成分的隔行的亚取样的亮度信号。网络17c的另一个输出（亮度）信号YT，包括由图象场差分信息而产生的瞬时信息，它代表在接收机中所“丢失”的实际的与预测的亮度取样值之间存在的瞬时预测或瞬时内插的误差。该预测基于“前”和“后”象素幅度的瞬时平均，它对接收机来说是有用的。信号YT，即在接收机中帮助恢复逐行扫描信号的亮度“助手”信号基本上是构成误差的原因，关于非静止图象信号，接收机倒是希望产生该误差， 但接收机中对该误差的消除要进行减化。在图象的静止部分，该误差是零，那么在接收机中可以进行完整的恢复。已经发现实际中色度助手信号是没有必要的，有亮度助手信号就足以产生很好的效果，因为人眼对色彩垂直或瞬时细节的缺乏而不敏感。图2a图示了用于产生助手信号YT的算法。

参见图2a，在逐行扫描信号中的象素A、X和B在图象中占有相同的图象空间位置。黑象素比如A和B作为主信号传输并在接收机中得到。一个白象素，比如X，没有传送而是由瞬时帧平均（A+B）/2预测。即，在编码器中用对“前”和“后”象素A和B的幅度的平均来预测“丢失”的象素X。该预测值（A+B）/2减实际的值X以产生一个预测误差信号，即相应于助手信号，其幅度由X-（A+B）/2表示的。该表达式确定了除去瞬时帧平均信息以外的瞬时场差别信息。该助手信号通过750KHZ的低通滤波器进行水平低通滤波，并作为助手信号YT传送。限制该助手信号在750KHZ频带内是有必要的，以防止该信号在调制在RF图象载波之后会干扰下一个低端RF信道。在接收机中，用取样A和B的平均对丢失的象素X进行类似的预测，并将上述预测误差与该误差相加。即用预测误差X-（A+B）/2与瞬间平均（A+B）/2相加恢复出X。因此，该助手信号减化了隔行扫描到逐行扫描格式的变换。

由所揭示的瞬间预测算法有效地产生的助手信号与其他一些算法产生的预测信号相比，其信号能量比较低，其他算法比如可以用来产生一个行差分信号，如由M.森博格（M.Tsinberg）在下述论文“ENTSC两-信道兼容的HDTV系统”中所描述的那样，该论文请见IEEE消费者电子学报，CE-33卷，1987年8月 第3期。146-153页。在图象的静止范围，该误差能量为零，因为预测很准确。因此，该助手信号的能量成份指明了视频信号是否包含有静止或运动图象信息。低能量助手信号可以表明由静止和基本静止的图象（比如背景是静止的作报告的新闻广播）。而高能量情况表明了图象的运动。已经发现，所揭示的算法在接收机中图象恢复之后产生的不利的人工干扰很小，而且由所揭示的算法产生的助手信号在带宽限制在750KHZ之后还保留了它的有效性。由所揭示的有效算法产生的助手信号在图象静止信息存在时，呈现的能量为零，因此滤波不会对与静止图象相关的助手信号产生影响。

所揭示的瞬间预测系统对具有较普通行速高的逐行扫描和隔行扫描系统都是有用的，但最好还是使用逐行扫描的信号源，它具有在图象中占有相同空间位置的象素A、X和B，在静止图象中它们可导致准确的预测。如果原始宽屏幕图象来自一个隔行扫描信号源，即使在图象的静止部分，瞬时预测也不会准确。在这种情况下，助手信号将具有更多的能量而且在恢复的图象的静止部分会产生轻微的人为因素。经验表明采用隔行的信号源产生的结果是可接受的人为因素，只有在很近的视察时才能明显地看到它，而采用逐行扫描的信号源几乎不产生人为因素，结果是很好的。

回到图1a，来自转换器17a-17c的隔行宽屏幕信号IF′、QF′和YF′分别由水平低通滤波器19a、19b和19c进行滤波，以产生带宽为0-600KHZ的信号IF″、带宽为0-600KHz的信号OF″以及带宽为0-5MHz的信号yF″。紧接着这些信号进行格式编码处理，通过与边侧一中心信号分离器相关的格式编码装置和处理单元18将这些信号都编码成4∶3格式。 简单地说，每个宽屏幕行的中心部分被时间扩展并变换到具有4∶3的宽高比的有效行被显示时间的部分。时间扩展导致带宽的减小，因此原始的宽屏幕隔行信号可与标准的NTSC带宽兼容。边侧显示面分裂成水平频率带宽，因此I和Q彩色高频成份呈现的带宽为83KHz-600KHz（如图7中信号IH所示）而y亮度高频成份呈现的带宽为700KHz-5.0MH（如图6中信号yH所示）。边侧显示面低频成分即如图6和7所示而产生的信号YO、IO和QO包括一个DC成分，并被时间压缩再变换到每行的左和右水平图象过扫描范围。边侧显示高频被单独处理。格式编码过程的细节下面即将讨论。

在考虑下述编码的细节过程中，考虑图1e也是有帮助的，图1e描述了要显示的中心和边侧显示信息内容中的编码成分1，2，3和4的编码过程。滤波后的隔行扫描信号IF″，OF″和YF″由边侧-中心显示面信号分离和处理器18处理，以产生3组输出信号：YE、IE和QE;YO，IQ和QO;以及YH，IH和QH。前两组信号（YE、IE、QE和YO、IO    QO）再进行处理，以产生一个包括一个全带宽中心显示面成分以及被压缩到水平过扫描范围的边侧显示亮度低频成分。第三组信号（YH、IH、QH）经处理而生成一包含边侧显示面高频信息，当这些信号组合在一起时，就产生了具有4∶3显示宽高比的NTSC兼容的宽屏幕信号。包含单元18的电路细节将结合图6，7和8讨论。

信号YE、IE和QE包含完整的中心显示面信息并具有相同的格式，如图3中信号YE所指示的。简单地说，信号YE，如下所述，是由信号YF″产生的。宽屏幕信号YF″包含在屏幕信号的有效行 期间出现的象素1-754，它包括边侧和中心显示面信息。通过时间信号分离过程，可将宽带的中心显示面信息（象素75-680）中心显示面亮度信号YC而提取出来。信号YC以中心显示面扩展系数1.19（即5.0MHZ÷4.2MHZ）进行时间扩展，以产生NTSC兼容的中心显示面信号YE。由于进行了系数为1.19的时间扩展，信号YE与NTSC兼容呈现的带宽（0-4.2MHZ）。信号YE占有过扫描区域TO之间的图象显示时间TD（图2）。信号IE和QE分别由信号IE″和QF″产生，并受到与信号YE相类似的处理。

信号YO、IO和QO提供低频边侧显示信息，它插入左和右边的水平过扫描区域。信号YO、IO和QO具有相同的格式，如图3中信号YO所指的。简单地说，如后所述，信号YO是由信号YF″产生的。宽屏幕信号YF包括与象素1-84相关的左侧显示面信息以及与象素671-754相关的右侧显示面信息。正如将要讨论的，信号YF″被低通滤波，以产生一个具有0-700KHz带宽的亮度低频信号，由此信号，通过时间信号分离处理，可提取出左和右边侧显示面低频信号（图3中的信号YL′）。亮度低频信号YL′进行时间压缩，以提供边侧显示面低频信号YO，它具有压缩在与象素11-14和741-754相关的过扫描范围内的低频信息。该压缩的边侧低频信号具有它与时间压缩量成正比的增大的BW。信号IO和QO分别由IF″和OF″产生，并受到与YO相类似的处理。

信号YE、IE、QE和YO、IO、QO由一个边侧-中心信号组合器28，比如是一个时间多路复合器，进行组合，以产生与NTSC兼容的、具有4∶3宽高比的信号YN、IN和QN。这些 信号具有图3中信号YN所示的形式。组合器28还包括适当的信号延迟，以对这些要组合的信号的传输时间进行均衡。这种均衡信号延迟在本系统的需要进行信号传输时间的等化的其他地方也存在。

调制器30、带通滤波器32、H-V-T带阻滤波器34和组合器36构成一个改进型NTSC信号编码器31。色度信号IN和QN用调制器30正交调制在频率为NTSC彩色副载频率（额定为3.58MHZ）的副载波SC上，以产生调制的信号CN。调制器具有常规的设计形式，将结合图9对它进行描述。已调信号CN通过两维（V-T）滤波器32进行垂直（V）和时间（T）方位的带通滤波，这样，在隔行扫描的色度信号作为信号CP加到组合器36的色度信号输入端之前，可将隔行色度信号中的串扰人为因素去掉。亮度信号YN，如图信号YP，在加到亮度组合器36的输入端之前，通过三维H-V-T带阻滤波器34在水平（H）、垂直（V）和时间（T）方位上进行带阻滤波。对亮度信号YN和色度差信号IN和QN进行滤波的所用是保证在顺序NTSC编码之后亮-色串扰有效地得到减小。多维的时-空滤波器，比如图1中的H-V-T滤波器34和V-T滤波器32，包括下面将讨论的图10所示的结构。

图1a中H-V-T带阻滤波器34呈现图106的结构，它将向上运动的斜方向频率成份从亮度信号YN中去掉。这些频率成份在外表上类似于色度副载波成份，将它们去掉，以在频谱中开一个可将已调制的色度信号插进去的空缺口。将向上运动的斜方向频率成份从亮度信号中去掉并不会损坏显示的图象，因为人眼基本上对这些频率成份不敏感。为了不消弱亮度垂直细节信息，滤波器34的切割频率大约为1.5MHz。

V-T带通滤波器32减小色度信号带宽，以使已调的色度边侧显视而信息可以插入由滤波器34在亮度频谱中产生的空隙中。滤波器32会减小色度信息的垂直和瞬时的清晰度，因此，静止和运动的边缘会稍微地变模糊，但该效果几乎不会产生什么影响，因为人眼对这种效果不敏感。

从组合器36输出的中心/边侧低频信号C/SL包括要显示的NTSC兼容的信息，它来自于宽屏幕中心显示面，以及被压缩的边侧显示低频（亮度和色度），和来自于宽屏幕信号的边侧显示面并位于右边和右边水平过扫描范围。NTSC制接收机的观众是看不到该范围的。对于宽屏幕显示，该压缩的位于过扫描范围的边侧显示面低频成份代表了边侧显示面信息的一个组成部分。另一个组成部分即边侧显示面高频成分，正如下面将讨论的，由处理器18产生。边侧显示高频信号YH（亮度高频）、IH（I高频）和QH（Q高频）如图4所示。正如将要讨论的，图6、7和8图示了产生这些信号的装置。图4中，信号YH、IH和QH包括与左侧显示面象素1-84相关的左侧显示面高频信息以及与右侧显示面象素671-754相关的右侧显示高频信息。

信号C/SL的中心显示面部分由前面讨论的适应的帧内处理器38进行处理，以产生信号N，将它加到加法器40的一个输入端。因为信号C/SL的高频可见的相关性，帧内处理过的信号N与信号C/SL基本上相同。在图象存在运动时，处理器38在大约1.5MHz的频率上对信号C/SL进行平均，并帮助减小或抑制主信号和辅信号之间串扰。处理器38操作频率是是要选择在1.5MHz以上的高通频率范围内，以保证全部的信息平均在2MHZ及其上完 成，这样可防止亮度垂直细节信息被该帧内平均过程损坏。通过在与编码器31中的与帧内平均器38相关的一个滤波器和与图13中解码器的帧内处理单元相关的一个滤波器之间设立200KHz的防卫频带，水平串扰就可被抑制。图11b显示了高频帧内处理器38的细节。接下来将讨论图11b和图13。

通过与编码器31类似的一个NTSC编码器60，信号IH、QH和YH变成NTSC格式。具体地说，编码器60包括如图9所示这种类型的装置，以及将边侧显示面色度高频信息以3.58MHz的频率正交调制在边侧显示面亮度高频信息上的装置，以产生信号NTSCH，即NTSC格式的边侧显示面高频信息。该信息如图5所示。

当接收机包括用于分离亮度和色度信息的互补的多维滤波器时，在NTSC编码器31和60中使用多维带通滤波，可使亮度和色度信息成份在接收机中很好地分离，而不会有串扰。为了亮/色编码和解码而使用互补式滤波器，这叫做协作处理，这在下述的由C.H.斯特尔（C.H.strolle）所著的论文中详细讨论了：“用于改善色/亮分离的协作处理”，该论文公开在SMPTE杂志中，95卷，1986年8月第8号，782-789页。（甚至用陷波和行-梳状滤波器的标准接收机如果在编码器中使用这种多维预滤波，）也可获益，而呈现出减小的色/亮串扰。

信号NTSCH由单元62进行时间扩展，以产生一个扩展的边侧高频信号ESH，它具有50μs的有效水平行时间，即小于大约为52μs的标准NTSC有效行时间。具体地说，如图5所示，扩展由下列过程实现，即将信号NTSCH的左侧象素1-84变换到 信号信号ESH的象素位置15-377，即信号NTSCH的左侧高频扩展后占有信号ESH将近一半的行时间。信号NTSC的右侧显示部分（象素671-754）受到类似的处理。该时间扩展处理减小了组成信号ESH的信息的带宽（与信号NTSCH的带宽比较）其系数为368/84。完成时间扩展的变换过程可由图12-12d所示类型的装置来实现，这种类型的装置下面不将结合图12-12d进行讨论。信号ESH通过如前所讨论的如图11a所示类型的网络64进行适应的帧内处理，以产生图5所示的信号X。因为信号ESH的帧内图象信息具有高可见相关性，帧内平均的信号X基本上与信号ESH是相同的。信号X被加到正交调制器80的信号输出端。

信号YF′也由具有通带为5MHz-6.0MHz的水带通滤波器70进行滤波。滤波器70的输出端信号即为水平亮度高频成分被加到一个幅度调制器72上，在那里，用它来振幅调制5MHz的一个载波信号fc。调制器72包括一个截止频率约为1.0MHz的输出低通滤波器，以在调制器72的输出端获得具有0-1MHz通带的信号。由调制过程产生的（混淆的）边带（5.0-6.0MHz）由1.0MHz的低通滤波器去掉。实际上，为作幅度调制的一个结果，在5.0-6.0MHz范围内的水平亮度高频频率成分已经移到了0-1MHz的范围之内，并进行低通滤波。载波幅度应该足够大，以致经1.0MHz的低通滤波器后，仍然保留原始信号的幅度。这就是说，产生一个不影响幅度的频移。

单元72输出的频移的水平亮度高频信号由格式编码器74进行编码（时间压缩）。即编码器74使用下面将结合图6-8所要讨论的技术对频移水平亮度高频成分进行编码，以使该信号占有50μs 的有效行时间，小于52.6μs的标准NTSC有效行时间。当编码器74的输入信号被编码器74进行时间压缩时，在编码器74的输出端，该信号的带宽从1.0MHz增加到1.1MHz。编码器74输出的信号在作为信号Z而加给单元80之前，由前面所讨论的，与图11a类似的装置76进行适应的帧内处理。因为来自编码器74的信号的帧内图象信息具有高的可见相关性，帧内平均处理后的信号Z基本上与编码器74输出的信号相同。调制信号X，包含宽度和色度信息的复合信号，以及调制信号Z基本上具有相同的带宽，大约为0-1MHz。

正如将结合图24所要讨论的，在辅助信号X和Z正交调制到一个交变的付载波信号ASC上之前，单元80将对它们中的大振幅进行非线性γ函数压缩。γ系数采用0.7，因此，每个取样的绝对值自乘0.7再乘原始取样值的符号。γ压缩在现存的接收机上可减小调制信号中大振幅产生的潜在干扰的可能性，而且在宽屏幕接收机中允许可预测恢复，因为编码器所采用的γ函数的反变换是可以预测的，而且在接收机解码器中很容易做到互补。

该幅度压缩的信号然后正交调制在3.1075MHz相位受控制的交变付载波ASC上，它是水平行频的一半的奇数倍（395×H/2）。与色度付载波不一样，该付载波的相位逐场变化180°。该逐场倒相的交变付载波允许信号X和Z的辅助调制信号与色度信号重叠，并产生已调制的辅助信号的互补相位的辅助信息成分A₁，-A₁和A₃，-A₃，通过接收机中使用相对简单的场贮存装置，就可以简化辅助信息的分离。正交调制的信号M在加法器40内与信号N相加，结果信号NTSCH是一个4.2MHz与NTSC兼容信号。

为了大幅度压缩，在编码器中所使用的，已经描述过的非线性伽马函数是非线性的压扩（压缩-扩展）系统的一个构成部分，该压扩系统也包括为了幅度扩展，在宽屏幕接收机的解码器中的互补伽马函数，随后将对其进行描述。现在已发现，所公开的非线性压扩系统有效地减少了附加的非标准信息对标准信息的影响，而不会由于噪音作用使图象产生明显降级。压括系统利用非线性伽马函数在编码器中瞬时压缩附加的、非标准宽屏幕高频信息的大幅度偏移，在解码器中，利用互补非线性伽马函数对应地扩展这个高频信息。其结果是减少了存在于标准视频信号中由大幅度高频信息引起的干扰量。在所公开的兼容宽屏幕系统中，非标准附加宽屏幕信息被分成受到压扩的低频部分和高频部分。在解码器中，经压缩的高频信息的非线性幅度扩展不会产生过分的看得出的噪声，这是由于大幅度高频信息一般与高对比度图象边缘有关，而人眼对该边缘部分的噪声不敏感。所述的压扩过程也随着可视差拍产物的减少有利地减少了交变副载波与色副载波之间的交叉调制产物。

亮度细节信号YT呈现7.16MHz的带宽，并利用格式编码器78编码为4∶3格式（例如以图6所示的方法），并经滤波器79进行水平低通滤波成750KHZ以产生信号YTN。边缘屏幕部分在时轴压缩之前利用格式编码器78的输入低通滤波器进行低通滤波成125KHZ，其对应于图6所示的装置的输入滤波器610，只是其截止频率为125KHZ。边缘部分高频信号被舍弃。因此，信号YTN就与主信号C/SL空间相关。

信号YTN和NTSCF在加到用于调制电视射频（RF）载波信号的RF正交调制器57之前，分别利用单元53和54的DAC 从数字（二进制）形式转换与模拟形式。此后，RF已调信号加到通过天线56进行广播的发射机55。

与调制器80有关的交变副载波ASC水平地同步，它具有选择与确保边缘信息和中心信息充分分离（例如20～30db），并在由标准NTSC接收机显示的图象上仅有轻微影响的频率。ASC频率最好是以水平半行频的奇数倍的隔行频率，以便兼顾显示的图象质量而不产生干扰。

如单元80提供的正交调制有利地允许两个窄带信号同时发射。时轴扩展的调制高频信号引起带宽的减小，与正交调制窄带要求一致。带宽减少的越多，在载波和调制信号之间的干扰似乎越小。因此，屏幕侧边特有的高能量直流（DC）分量压缩到过扫描区而不被用作调制信号。因此调制信号能量以及调制信号的能量干扰大大减小。

由天线广播的已编码NTSC兼容宽屏幕信号规定由NTSC接收机和宽屏幕接收机二者接收，如图13所示。

在图13中，广播兼容宽屏幕EDTV隔行电视信号由天线1310接收并加到NTSC接收机1312的天线输入端。接收机1312以普通方式处理兼容宽屏幕信号以产生具有4∶3宽高比的图象显示和具有宽屏幕两侧边缘信息的图象显示，宽屏幕两侧边缘信息与部分（即低频）压缩入人眼看不到的过扫描区，一部分（即高频信号）含于不破坏标准接收机工作的已调交替副载波的信号中。

由天线1310接收的兼容宽屏幕EDTV信号也加到能够显示具有宽的宽高比，例如5∶3的视频图象的宽屏幕逐行扫描接收机1320上。已接收的宽屏幕信号由输入单元1322处理。单元1322包括射频（RF）调谐器和放大器电路，一个产生基带视频 信号的同步视频解调器（正交调制器），以及用于产生二进制形式的基带视频信号（NTSCF）的模/数（ADC）转换器电路。ADC电路以4倍色副载波频率（4×fsc）的取样速率工作。

信号NTSCF加到帧内处理器1324上，1324在1.7MHZ以上处理帧内相隔262H的图象行，基本上没有（V-T）串扰地恢复主信号N正交调制附加信号M。图1a编码器中单元1324的1.7MHZ的下限工作频率和单元38的1.5MHZ下限工作频率之间提供一个200KHZ水平串扰保护频带。已恢复的信号N包含在视觉上基本看来与主信号C/SL的图象信息一致的信息，这是由于在图1a编码器中帧内处理时，原始主信号C/SL的高视觉帧内图象相关性。

信号M接到正交调制器和幅度扩展器单元1326上，1326用于解调响应于具有逐场交变相位的交变副载波ASC的附加信号X和Z，与结合图1a讨论的信号ASC相类似。解调的信号X和Z包含有在视觉上基本看来与信号ESH和来自于图1a中的单元74的输出信号的图象信息相同的信息。这是由于利用图1a编码器进行帧内处理时，这些信号的高视觉帧内图象相关性。单元1326也包含一个1.5MHZ低通滤波器以去除在二倍的交变副载波频率上的不需要的高频解调产物，和一个幅度扩展器，利用反伽马函数（伽马＝1/0.7＝1.429），也就是，由图1a中单元80执行的非线性压缩函数的倒数扩展该（予先压缩的）已解调信号。

单元1328时轴压缩彩色编码的屏幕侧边高频以便它们占据其原始时隙，以此恢复信号NTSCH。单元1328时轴压缩信号NTSCH一个与图1a单元62时轴扩展信号NTSCH的相同量。

亮度（Y）高频解码器1330把亮度水平高频信号Z解码成与宽屏幕格式，这是通过把这个信号时轴扩展与图1a编码器中对应分量的时轴压缩相同量值来完成，如图17所示，该处描述了使用的绘制技术。

在5.0MHZ载频fc上调制器1332幅度调制来自解调器1330的信号，调幅信号以后被具有5.0MHZ的截止频率的滤波器1334进行高通滤波以除去较低边带。滤波器1334的输出信号中恢复了5.0至6.0MHZ的屏幕中心频率，以及5.0至6.0MHZ的屏幕侧边频率。滤波器1334的输出信号加到了加法器1336上。

压缩器1328输出的信号NTSCH加到用于把亮度高频与色度高频分开的一个单元1340以产生信号YH，IH和QH。这能用图18的装置完成。

利用亮度-色度分离器1342把来自单元1324的信号N分离为它的亮度和色度分量YN，IN和QN，1342可相似于分离器1340，并且能使用图18所示类型的装置。

信号YH，IH，QH和YN，IN，QN作为输入信号供给Y-I-Q格式解码器1344，1344把亮度和色度分量解码成为宽屏幕格式。屏幕侧边低频信号被时轴扩展。屏幕中心高频信号被时域压缩，屏幕侧边高频信号加入屏幕侧边低频信号中，而且使用图14的原理，屏幕侧边以10个象素叠加区拼接到屏幕中心上，解码器1344的细节示于图19中。

信号YF′接到加法器1336上，在此与滤波器1334来的信号相加。利用这个方法已恢复的扩展的高频水平亮度细节信息加到 已解码的亮度信号YF′上。加法器1336的输出信号通过适应帧重复网络1337输送到隔行/逐行扫描转换器1350上，网络1337也与运动表示的辅助信号YT响应。在有图象运动的情况时候，网络1337把加法器1336的输出信号不改变地接到转换器1350上，如信号YT状态所示。但是，在静止图象信息情况时，信号加到转换器1350以前，网络1337在用作对1.78MHZ至3.7MHZ的宽屏幕格式的频率的，从1336来的视频信号执行帧重复操作。帧重复过程用如前讨论的图26说明。图27示出网络1337的细节。

信号YF′，IF′，和QF′分别利用转换器1350，1352和1354从隔行转换成逐行扫描格式。亮度逐行扫描转换器1350也响应于格式解码器1360来的“辅助”亮度信号YT，1360把已编码的“辅助”信号YTN解码。解码器1360把信号YTN解码成为宽屏幕格式，并且呈现相似于图17的结构。

I和Q转换器1352和1354利用相隔一帧的瞬时平均行把隔行转换成逐行扫描信号以产生丢失的逐行扫描信息。这能由图20所示类型的装置完成。

亮度逐行扫描转换单元1350，除去由图21装置所示加上的信号YT以外，相似于图20所示单元。在该单元中，“辅助”信号取样，YT，加到瞬时平均值上以帮助重建丢失的逐行扫描象素取样值。在含于已编码的行差信号（750KHZ，编码以后）的行频频带之中恢复出全部瞬时细节。在行频的这个频带以上，信号YT是零，因此利用瞬时平均重建丢失的取样值。

宽屏幕逐行扫描信号YF，IF，和QF在加到视频信号处理器 和矩阵放大器单元1364以前，利用数-模转换器1362转换成模拟形式。单元1364的视频信号处理器组件包括信号放大、直流（DC）电平移位，脉冲蜂值化，亮度控制，对此控制以及其它传统视频信号处理电路。矩阵放大器1364把亮度信号YF和色差信号IF和QF组合起来，以产生由视频信号R、G、B表示的彩色图象。这些彩色信号用单元1364中的显示驱动放大器放大到适用于直接驱动宽屏幕彩色图象显示装置1370，例如宽屏幕显象管的一个电平上。

图6表示包括在图1a处理器18中的装置，其用于从宽屏幕宽带信号YF中产生信号YE，YO和YH。信号YF″由具有700KHZ截止频率的输入滤波器610，进行水平低通滤波以产生低频亮度信号YL，YL加到减法组合器612的一个输入端。信号YL″经单元614延迟以后加到组合器612的另一个输入端，并加到时间域多路分离装置616，以补偿滤波器610对信号的处理延迟。在组合器612的输出端，延迟的信号YF″和滤波的信号YL进行组合，以产生高频亮度信号YH。

延迟的信号YF″及信号YH和YL加到多路分离装时616的分别的输入端。616包括多路分离（DEMUX）单元618，620和621，用于分别处理信号YF″，YH和YL。多路分离装置616的细节将结合图8讨论。多路分离单元618、620和621分别导出全带宽屏幕中心信号Yc，屏幕侧边高频信号YH和屏幕侧边低频信号YL′，如图3和图4所示。

信号YC由时轴扩展器622进行时轴扩展产生信号YE。信号YC时轴扩展一个足够给左右水平过扫描区留有余地的屏幕中心扩展 因数。屏幕中心扩展因数（1.19）是信号YE的要求宽度（象素15-740）对信号YC的宽度（象素75-680）之比，如图3所示。

信号YL′由时轴压缩器628压缩一个屏幕侧边压缩因数以产生信号YO。屏幕侧边压缩因数（6.0）是信号YL′相应部分的宽度（例如，左象素1-84）对信号YO的需要宽度（例如，象素1-14）之比，如图3所示。时轴扩展器622，624和626和时轴压缩器628可以有图12所示类型，以后将讨论。

信号IE、IH、IO和QE、QH、QO用相似于图6装置产生的信号YE，YH和YO的方法，分别从信号IF″和QF″中产生。这方面涉及图7，其表示从信号IF″产生信号IE，IH和IO的装置。信号QE，QH和QO以相似的方法从信号QF″中产生。

在图7中，宽带宽屏幕信号IF″，由单元714延迟以后接到多路分离装置716，并在减法组合器712中与来自低通滤波器710的低频信号IL进行减法组合，以产生高频信号IH。已延迟的信号IF″和信号IH以及IL分别由与多路分离装置716有关的多路分离器718，720和721进行多路分离，以产生信号IC，IH和IL′。信号Ic由扩展器722时轴扩展而产生信号IE，信号IL′被压缩器728进行时轴压缩而产生信号IO。信号IO扩展了一个相同于已讨论的信号Yc所采用的屏幕中心扩展因数，而信号IL′压缩了一个相同于信号YL′所采用的屏幕侧边压缩因数，也如讨论过的一样。

图8表示一个多路分离装置816，正如可用于图6的装置616 和图7中的716。图8的装置可以按图6的多路分离器616内容说明。输入信号YF″包括确定图象信息的754个象素。象素1-84确定屏幕左边缘，象素671-754确定屏幕右边缘，而象素75-680确定与左右边缘略微重叠的屏幕中心。信号IF″和QF″呈现出相似的重叠。正如将要讨论的一样，现已发现这屏幕间重叠便于在接收机中组合（拼接）屏幕中心和屏幕侧边以基本消除边界人工因素。

多路分离装置816包括有分别与屏幕左边缘，屏幕中心和屏幕右边缘信息有关的第一、第二和第三多路分离器（DEMUX）单元810，812和814。每个多路分离单元都有一个分别加有信号YH，YF″和YL输入端“A”，加有消隐信号（BLK）的输入端“B”，例如消隐信号可以为逻辑0电平或地。一旦单元810的选择输入端（SEL）从表示存在有左屏幕象素1-84和右屏幕象素671-754的计数比较器817中接收到一个控制信号时，单元810就从输入信号YH中抽出包含有左右高频信号的输出信号YH。在其他时间，来自计数比较器817的第二控制信号使得在输入端B的BLK信号而不是在输入端A的信号YH接到单元810的输出端。单元814和计数比较器820以类似的方法工作，以从信号YL中导出屏幕侧边低频信号YL′。只有当来自计数比较器818的控制信号表示存在有屏幕中心象素75-680时，单元812才将信号YF″从其输入端A耦合到其输出端，以产生屏幕中心信号Yc。

计数比较器817，818和820借助于来自计数器822的脉冲输出信号而与视频信号YF″同步，而计数器822响应于四倍 的色度副载波频率（4×fsc）以及从视频信号YF″中导出的水平同步脉冲。来自计数器822的每个输出脉冲对应于沿水平行的一个象素位置。计数器822呈现（-100）的初始偏置，该数（-100）对应于从时刻t_SH的负向水平同步脉冲的始点至水平消隐周期结束的100个象素。在该时刻，象素1出现在水平行显示周期的开始处。因此计数器822在行显示周期开始处呈现数“1”。其他的计数器装置也能够利用。多路分离装置816所应用的原理也可以用于进行相反的信号组合操作的多路复用装置。恰如图1a中的屏幕侧边-屏幕中心组合器所进行的一样。

图9表示出图1a的编码器31和60中的调制器30的细节。在图9中，信号IN和QN以4倍色副载波频率（4fsc）出现。并分别加至锁存器910和912的信号输入端。锁存器910和912也接收4fsc时钟信号以传送信号IN和IQ，还接收加到锁存器910的反相开关信号输入端和锁存器912的非反相开关信号输入端的2fsc的时钟信号。锁存器910和912的信号输出端组合为单一输出线，信号I和Q交替地出现在该线上，并加至非反相锁存器914和反相锁存器916的信号输入端。这些锁存器以4fsc频率进行钟控，并分别在其反相和非反相输入端接收色副载波频率fsc的开关信号。非反相锁存器914产生正极性信号I和Q的输出交变序列，反相锁存器916产生一个负极性，即-I，-Q的输出交变序列。锁存器914和916的输出组合成单一输出线，在其上出现一个对极性互相相反的成对的I，Q信号的交变序列，即I，Q，-I，-Q……等，构成了信号CN，该信号经滤波器32滤波后加至单元36，在其中与经滤波的亮度信号YN的型式 （信号）相结合，产生出型式为Y+I，Y+Q，Y-I，Y-Q，Y+I，Y+Q……等的NTSC编码信号C/SL。

图10表示出一个垂直-瞬间（V-T）滤波器，通过调节加权系数a₁-a₉，该滤波器可呈现V-T带通，V-T带阻或V-T低通结构。图10a的表示在所公开的系统中应用的V-T带通和带阻滤波器构造有关的加权系数。如图1a滤波器34的H-V-T带阻滤波器及如图13解码系统中所包括的H-V-T带通滤波器，分别包含有如图10b所示的水平低通滤波器1020和V-T带阻滤波器1021，以及如图10c所示的水平带通滤波器1030和V-T带通滤波器1031的组合。

在图10b的H-V-T带阻滤波器中，水平低通滤波器1020呈现一个给定的截止频率并提供一个经滤波的低频信号分量。这个信号在组合器1023中与来自延迟单元1022的输入信号经延迟型相减组合以产生一个高频信号分量。为了提供一个H-V-T带阻滤波的输出信号，在加到加法组合器1025之前利用网络1024把低频分量进行一帧延迟。V-T滤波器呈现如图10a所示的带阻滤波系数。如图13的解码器中所包含的H-V-T带通滤波器示于图10c，包括具有给定截止频率的水平带通滤波器1030，与具有图10a表所示的V-T带通滤波器系数的V-T带通滤波器1031相级连。

图10的滤波器包括多个级连的存储单元（M）1010a-1010h，用于在各个抽头t₁-t₉提供连续的信号延迟，并用于提供一个总的滤波延迟。由抽头传送的信号分别加到乘法器1012a-1012i的一个输入端。每个乘法器的另一个输入端分别接收 依赖于所执行的滤波程序特性的规定加权a₁-a₉。滤波程序特性也支配于由存储单元1010a-1010h所给予的延迟。水平维（度）滤波器应用象素存储存储单元，这样总的滤波延迟就小于一个水平图象行（1H）的时间间隔。垂直维（度）滤波器仅仅应用了行储存存储单元，而瞬时维（度）滤波器似似使用了帧储存存储单元。因此，一个H-V-T3维（D）滤波器包括象素（＜1H），行（＝1H）和帧（＞1H）存储单元的组合。而一个V-T滤波器仅仅包括后两种存储单元。来自单元1012a-1012i的经加权的抽头（相互延迟的）信号在加法器1015中组合以产生一个经滤波的输出信号。

这种滤波器为非递归的，有限脉冲特性（FIR）滤波器。由存储单元提供的延迟特性依赖于所滤波信号类型，以及在本例中，在亮度，色度及屏幕侧边高频信号之间可允许的串扰量。滤波器截止特性的锐度随级连的存储单元数量的增加而增加。

图10d表示图1a中网络16的一个分离滤波器，它包括有级连的存储（延迟）单元1040a-1040d，具有设定各加权因数a₁-a₅的乘法器1042a-1042e与它们相联，以从信号抽头t₁-t₅接收信号。信号组合器1045将来自乘法器a₁-a₅的已加权的输出信号相加，产生一个输出信号。

图11a画出了适用于图1a单元64和76的运动的适应帧内处理器，输入复合视频信号分别加到包括有输入端、输出端和中心抽头a，b，c有关的262H延迟单元1102和1104的延迟网络。来自抽头a，b，c的信号加到场重复多路调制器（MUX）1106的各个信号输入端上，来自抽头a和c的信号加到场平均 MUX1108的各个信号输入端。MUX1108以响应于30HZ的开关信号SW的场频进行切换，开关信号SW响应于和输入复合视频信号有关的垂直间隔同步脉冲而垂直同步。MUX1106响应于开关控制信号SW₁和SW₂而将其输入（标为0，1，2）切换到其输出端。信号SW₁和SW₂是从传统设计的场识别逻辑控制电路中导出的，这样，在场1和场4时MUX1106的输入端“1”接到输出端，而在场2时，输入端“0”接到其输出端，在场3时，输入端“2”接到其输出端。来自MUX1106输出信号和来自抽头b的中心抽头信号分别用正和负1的加权系数进行加权之后由网络1110相加。来自MUX1108的输出信号和中心抽头信号用 1/2 的正和负平均网数加权后由网络1112组合。加权因数可以利用组合网络中适当的矩阵网络，或组合网络的输入信号通路中的信号乘法器来提供。

来自组合器1110和1112的输出信号加到MUX1115的信号输入端，MUX1115也在其开关控制输入端接收一个运动适应处理控制信号MAP。来自MUX1115的输出信号经过具有1.5MHZ-3.1MHZ通带的带通滤波器1116滤波后，以及来自组合器1112的输出信号经过具有3.1MHZ的截止频率的高通滤波器滤波后，由组合器1120将其二个信号相加。来自组合器1120的输出信号与来自抽头b并经过延迟器1127延迟后的中心抽头信号由网络1125相加，延迟器1127补偿了由网络1125组合的信号过渡时间。

图11a的装置响应于加到MUX1115上的控制信号MAP，在运动图象下呈现场平均操作，而在静止图象情况下呈现场重复操作。 控制信号MAP最好是二进制信号，它是利用检测器1130直观地包括有用于检测信号YT幅度何时指示图象运动的信号调节和阈值比较电路。在信号MAP表示静止图象时，MUX1115起动并产生场重复操作。当信号MAP表示有一定量的图象运动时，MUX1115停止并产生帧内平均。

图11b画出了适用于图1a单元38的运动适应帧内处理器。除了在图11b中加了一个1.5MHZ水平高通滤波器1140，一个电子门电路1144和组合器1146外，图11b的装置类似于图11a的装置。来自组合器1125的输出信号在加到电子传送门1144之前由1.5MHZ水平高通滤波器1140滤波。门1144响应于开关控制信号用以只有在主信号（分量1）的中心部分期间，通过来自滤波器1140的输出的高频信号。在该时刻门1144是打开的（导通的）。主信号的时轴压缩屏幕侧边部分期间，门1144是关闭的（不导通的），例如在所画的控制信号正脉冲间隔期间。来自门1144的输出信号与来自中心抽头b的经延迟复合视频信号在组合器1146中相加。门控信号与输入复合视频信号有关的垂直间隔同步脉冲垂直同步。门控信号也水平同步。水平同步信号可利用响应于输入复合视频信号中的水平行同步脉冲分量并包括一个确定跟随每个水平行同步脉冲的门控信号的正脉冲分量定时的象素计数器，在水平行同步脉冲和第一象素之间能够容易地确立予定的时间间隔。

图12画出了可用于图6和图7的时轴扩展器和压缩器的光栅绘制装置。在这方面，参考说明绘制过程的图12a的波形。图12a表示了一个在象素84和670之间的中心部分的输入信号波形S， 利用时轴扩展器处理将把它绘制成输出信号波形W的象素位1-754，波形S的端点象素1和670直接绘制成波形W的端点象素1和754。由于时轴扩展的原因，其中间的象素并不以1∶1的基准直接绘制，而且在很多情况下并不以整数基准绘制。对后者情况说明是，例如当输入波形S的象素位置85.33对应于输出波形W的整数象素位置3。这样信号S的象素位置85.33就包含一个整数部分（85）和一个分数部分DX（33），而波形W的象素位3包含一个整数部分（3）和一个分数部分（0）。

在图12中，以4fsc速率工作的象素计数器提供了一个在输出光栅上代表象素位置（1……754）的输出写地址信号M。信号M加到PROM（可编程只读存储器）1212，PROM1212包括含有已编程的寻查表，编程值依赖于执行的光栅绘制特性，例如压缩或扩展。与信号M响应，PROM1212提供一个表示为整数的输出读地址信号N，以及表示为等于或大于0但小于1的分数的输出信号DX。在6比特信号DX（2⁶＝64）的情况下，信号DX呈现分数部分0，1/64，2/64，3/64……63/64。

PROM1212允许作为信号N的已存储值函数进行扩展或压缩。因此，响应于象素值信号M的整数值而提供读地址信号N的已编程值和分数部分信号DX的编程值。为完成信号扩展，例如调整PRPROM1212在速率低于信号M的速率上产生信号N。相反地，为完成信号压缩，PROM1212在速率大于信号M速率与提供信号N。

视频输入信号S经级连的象素延迟元件1214a，1214b和1214c进行延迟以产生视频信号S（N+2），S（N+1） 和S（N），它们是相互延迟型的视频输入信号。已知，这些信号加到各个双端口存储器1216a-1216d的视频信号输入端，信号M加到各个存储器1216a-1216d的写地址输入端，而信号N加到各个存储器1216a-1216d的读地址输入端。信号M确定输入视频信号信息在何处写入存储器，而信号N确定从存储器中读出什么值，该存储器能够写入一个地址而同时读出另一个地址。来自存储器1216a-1216d的输出信号S（N-1），S（N），S（N+1）和S（N+2）按照存储器1216a-1216d的读/写操作呈现时轴扩展或时轴压缩格式。它是PROM1212如何编程的函数。

来自存储器1216a-1216d的信号S（N-1），S（N），S（N+1）和S（N+2）由四点线性内插器进行处理，该内插器包括蜂值滤波器1220和1222，一个可编程只读存储器PROM1225和一个二点线性内插器1230，其细节示于图12b和图12c。蜂值滤波器1220和1222从含有所示信号S（N-1），S（N），S（N+1）和S（N+2）的信号组中接收三个信号，并接收蜂值信号PX。蜂值信号PX的值，作为信号DX的值的函数从0变到1，如12d所示，而且响应于信号DX，由PROM1225提供。PROM1225包括一个查寻表并被编程，响应于PX给定值而产生DX给定值。

蜂值滤波器1220和1222分别将已取蜂值的相互延迟视频信号S′（N）和S′（N+1）提供给两点线性内插器1230，11230也接收信号DX。内插器1230提供一个（压缩或扩展的）视频输出信号，此处输出信号W由下面的表达式确定。

W＝S′（N）+D×〔S′（N+1）-S′（N）〕

前述的四点内插器和蜂值函数有利地估算出一个具有良好的高频细节分解力的（Sinx）/X内插函数。

图126表示蜂值滤波器1220和1222以及内插器1230的细节。在图12b中的信号S（N-1），S（N）和S（N+1）加到蜂值滤波器1220中的加权电路1240上，在此处，这些信号分别用蜂值系数-1/4，1/2和-1/4加权。如图12c所示，加权电路1240包括分别把信号S（N-1），S（N）和S（N+1）与蜂值系数-1/4，1/2和-1/4相乘的乘法器1241a-1241c。来自乘法器1241a-1241c的输出信号在加法器1242中相加以产生蜂值信号P（N），在乘法器1243中该信号乘以PX而产生一个蜂值信号，在加法器1224中该蜂值信号与信号S（N）相加而产生蜂值信号S′（N）。蜂值滤波器1222呈现出相似结构和操作。

在两点内插器1230中，信号S′（N+1）在减法器1232中减去信号S′（N）而产生差值信号，该差值信号在乘法器1234中乘以信号DX。从乘法器1234来的输出信号在加法器1236中与信号S′（N）相加而产生输出信号W。

图15表示图13帧内处理器1324的细节。

图15中到处理器1324的一个输入复合视频信号图示包括，在第一场中，信号分量为“Y₁+Yc”和“M₁+A₁”。在相继的第二场中，信号分量包括“Y₂+C₂”和“M₁-A₁”。分量Y₁+C₁，M₁和Y₂+C₂，M₁是由帧内处理器38提供的分量。分量+A₁和-A₁代表由单元64和76来的分量2和分量3帧内处理器信息调制 的交变副载波信号，分别用于各连续场。在这方面特别要参考图1，1a和1d。

当MUX1525在位置1上时，在组合器1528的输出端上获得场差分量。由高通滤波器1530滤波并由单元1532选通以后，其结果为分量-A₁，当在组合器1534中与信号Y₁+C₁，M₁+A₁组合时，该分量-A₁抵消了已调附加副载波分量（+A₁）而产生恢复的主信号Y₁+C₁，M₁。已恢复的主信号分量Y₁+C₁在高通滤波器1530的1.7MHZ截止频率以下维持不变，分量M₁代表约1.7MHZ以上的帧处理屏幕中心信息。在由1增益放大器1535反相后，场差分消除项（-A₁）恢复为已调附加信号A₁。

已恢复的主信号Y₁+C₁，M₁对应于图13中的信号N，并且进而由所讨论的网络1324处理。已恢复的附加信号A₁对应于图13中的信号M，并由网络1326解调。

图16表示网络1324的操作，如图15所示，用于下一个连续图象场。在这种情况中，信号Y₂+C₂，M₁-A₁在延迟元件1520和1522之间出现，MUX1525处于位置2以接收信号Y₁+C₁，M₁+A₁。在组合器1534的输出端产生一个恢复的主信号Y₂+C₂，M₁，并且恢复出相反相位调制的附加信号-A₁。

在图18中，具有图10C构造和3.58±0.5MHZ通带的H-V-T带宽滤波器1810把信号NTSCH通到减法组合器1814中，1841也接收通过过渡时间均衡延迟1812的信号NTSCH。分离的亮度高频信号出现在组合器1814的输出端。 从滤波器1810输出的已滤波的NTSCH信号响应于色副载波信号SC由解调器1816正交解调，用于产生色高频IH和QH。

在图19中，利用屏幕侧边-屏幕中心信号分离器（时轴多路分离器）1940，把信号YN，IN和QN分离成压缩的屏幕侧边低频YO，IO，QO和扩展的屏幕中心信号YE，IE，QE。多路分离器1940能采用以前讨论的图8中多路分离器816的原理。

信号YO，IO和QO利用时轴扩展器1942时轴扩一个屏幕侧边扩展因数（对应于图1a编码器中的屏幕侧边压缩因数）而恢复宽屏幕信号中如恢复的屏幕侧边低频信号YL，IL和QL所示的屏幕侧边低频的原始空间关系。同样地，为给屏幕侧边留一间隙，屏幕中心信号YE，IE和QE利用时间轴压缩器1944时轴压缩一个中心压缩因数（相应于图1a编码器中的中心扩展因数）而恢复宽屏幕信号中的屏幕中心信号的原始空间关系，如已恢复的屏幕中心信号YC，IC和QC所示。压缩器1944和扩展器1942可以是以前讨论的图12中的类型。

用组合器1946把空间恢复的屏幕侧边高频YH，IH和QH与空间恢复的屏幕侧边低频YL，YL和QL组合以产生重组的屏幕侧边信号YS，IS和QS。这些信号利用拼接器1960拼接到重组的屏幕中心信号YC，IC和QC上，以形成全重组宽屏幕亮度信号YF′和全重组宽屏幕色差信号IF′和QF′。屏幕侧边和屏幕中心分量的拼接以屏幕中心和侧边之间边缘上实际消除可见接缝的方式来完成，将从图14表示的拼接器1960的以下讨论中看到。

在图20中，隔行信号IF′（或者QF′）在加到双端口存储器2020输入端以前，由元件2010延迟263H。该延迟信号 在加法器2014中与输入信号相加以前，受到元件2012附加的262H延迟。来自加法器2014的输出信号在加到双端口存储器2018以前，接到二分网络2016上。存储器2020和2018以8fsc速率读数据和以4fsc速率写数据。来自存储器2018和2020的输出加到乘法器（MUX）2022以产生输出逐行扫描信号IF（QF）。隔行输入信号（两行，由C和X表示的象素取样）以及包含象素取样C和X的逐行扫描输出信号的波形图也表示出来。

图21表示适用于图13中信号YF′所用的转换器1350的装置。隔行信号YF′在所示的加法器2114组合以前，由元件2110和2112延迟。来自元件2110的经过延迟的信号加到双端口存储器2120。从加法器2114来的输出信号接到二分网络2116上，该网络的输出在加法器2118上与信号YT相加。从加法器2118来的输出加到双端口存储器2122。存储器2120和2122以4fsc速率写入，以8fsc速率读出，并把输出信号提供给产生逐行扫描信号YF的乘法器2124。

图14画出适用于图19中拼接器1960的屏幕侧边-屏幕中心拼接装置。图14中，所示拼接器含有网络1410用以从屏幕侧边亮度信号分量YS和屏幕中心亮度信号分量YC中产生全带宽亮度信号YF′，以及在结构和操作上相似于网络1410的I信号拼接器1420和Q信号拼接器1430。屏幕中心和侧边有意地重叠几个象素，例如，10象素。因此，屏幕中心和侧边信号在拼接以前的贯穿信号编码和传送过程中已经分配了几个多余象素。

在宽屏幕接收机中，屏幕中心和侧边从它们各自的信号中重新组 合，但是由于时轴扩展，时轴压缩以及在屏幕侧边信号上执行的滤波，在屏幕侧边和中心边界上的几个象素变坏，或失真。重叠区域（OL）和变坏象素（CP：为明确起见稍微夸大了）由图14中与信号Ys和Yc有关的波形表示。如果屏幕没有重叠区域的话，变坏象素会互相靠近，将看到接缝。已经发现，重叠10个象素宽度对于补偿3个到5个变坏的边界象素来说足够宽了。

多余的象素允许在重叠区中屏幕侧边和中心混合很有利，信号Ys加到信号组合器1415以前，在重叠区中，乘法器1411把屏幕侧边信号Ys乘以加权函数W，如有关波形所示。同样，信号YC加到组合器1415以前，在重叠区中，乘法器1412把中频信号YC乘以互补加权函数（1-W），如有关波形所示。这些加权函数在重叠区上呈现线性斜坡型特性，且含有0和1之间的值。在加权以后，屏幕侧边和中心象素由组合器1415相加，以便每一重组的象素是屏幕侧边和屏幕中心象素的线性组合。

加权函数在靠近重叠区最里面的边界上最好应接近1，而在最外面边界上接近0。这将确保变坏象素对重组的屏幕边界相对地小。所示的线性斜坡型加权函数满足这个要求。但是，加权函数不需是线性的，也能够使用具有曲线性或园拱型端部，即在0和1加权点附近的非线性加权函数。通过对所示型的线性斜坡加权函数滤波能容易地得到这样一个加权函数。

由响应于表示象素位置的输入信号的查找表的一个网络和一减法组合器能够容易地产生出加权函数W和1-W。已知屏幕侧边和中心象素重叠位置，以及按照依靠提供的从0到1的输出值，对应于加权函数W，响应于输入信号，来对查找表编程。输入信号能用多种方法 产生，如用每个水平行同步脉冲同步的计数器。互补加权函数1-W能用1减去加权函数产生。

图22表示适用于图1a中信号YF用的逐行扫描到隔行转换器17C。图22也表示具有在垂直（V）和瞬时（T）平面中的所指示的，也如图2a所示的取样A，B，C和X的逐行扫描输入信号YF的部分图形。逐行扫描信号YF通过元件2210和2212经525H延迟由取样B以产生取样X和A。取样A和B在加到二分网络2216以前，在加法器2214中相加。从网络2216来的输出信号在网络2218中与取样X相减组合以产生信号YT。信号YT加到双端口存储器2222的输入端，从延迟器2210输出来的信号YF加到双端口存储器2223的一个输入端。存储器2222和2223两者以4fsc速率读出而以8fsc速率写入，用以在各自的输入上产生隔行形式的信号YF′和YT。

图23表示适用于图1a中的转换器17a和17b的装置。图23中，逐行扫描信号IF（或QF）在加到以4fsc速率读出和8fsc速率写的双端口存储器2312以前，加到525H延迟元件2310上，用以产生隔行输出信号IF′（或QF′）。图中也表示具有与取样C和X有关的第一和第二行的逐行扫描信号，以及隔行输出信号（以H/2速率伸长的具有取样C的第一行）的波形图。双端口存储器2312仅仅以伸长形式输出输入信号的第一行取样值（C）。

图24表示单元80的细节。信号X和Z分别加到非线性幅度压缩器2410和2412的地址输入端。压缩器2410和2412是可编程的只读存储器（PROM）装置，每一个包含对应于含有所 要求的非线性伽马压缩函数的可编程值的查寻表。该函数用瞬时输入Vs对响应于邻近单元2412的输出表示。从单元2410和2412数据输出端来的压缩信号X和Z分别加到信号乘法器2414和2416的信号输入端。乘法器2414和2416的基准输入端接收各自的交变副载波信号ASC，以相互正交相位关系，即信号ASC是以正弦和余弦形式。从乘法器2414和2416来的输出信号在组合器2420中相加，以产生正交调制信号M。在图13的解码器装置中，通过传统的正交解调技术恢复压缩信号X和Z。而这些信号的互补非线性幅度扩展由与查寻表有关的PROM执行。该表以对PROM2410和2412值的互补的值编程。

图27表示图13的适应帧重复单元1337的细节。从图13方框1336来的输入信号加到延迟单元2710，并加到乘法器（MUX）2714另一个信号输入端。MUX2714另一输入端接收单元2710和2712延迟的一种输入信号。MUX2715在一输入端上接收由MUX2714来的输出信号，并在另一输入端上接收由延迟网络2710和2712之间的端点获得的中心抽头信号。中心抽头信号和从MUX2715来的输出信号分别加到滤波器2730和2732上，组合从滤波器2730和2732来的输出信号以产生接到图13网络1350的输出信号。

滤波器2730对从直流（DC）到1.78MHZ的频率呈现出低频响应，对从3.7MHZ到5.0MHZ的频率呈现出带通响应。滤波器2732对1.78MHZ到3.7MHZ的频率呈现出带通响应，而对5.0MHZ以上的频率呈现出高通响应。在宽屏幕格式，这些频响由图11a和11b编码器装置中的滤波器响应决定， 解码器装置处理用于在标准宽高比格式中传送的已编码信号。

MUX2715的开关响应于从逻辑与（AND）门2720来的输出信号而进行控制，输出信号加在MUX2715的一个输入SEL上。与（AND）门2720对从逻辑或（OR）门2722来的输出信号响应并且与利用检测器2724对从亮度辅助信号YT获得的运动适应处理信号MAP响应。或门（OR）2722响应场2识别器信号F₂以及场3识别器信号F₃。识别器信号F₂也加到了MUX2714开关控制输入SEL上。每当与（AND）门2720呈现“1”输出逻辑电平，MUX2715把它的“1”信号输入到其输出端。这发生在当信号MAP呈现“1”逻辑电平时没有图象运动的情况中，以发生在场2或场3出现时识别器信号F₂或F₃中的任意一个呈现出“1”逻辑电平时。用于产生场识别器信号的装置能很容易地得到，例如由Gerald A Eastman的文章“电路概念”P88-P92所做的说明。

Claims (12)

1、一种处理电视类信号的系统，包括用于帧内处理所说的信号的装置，在那里减少图象人为条纹，该系统的特征在于：响应于该电视信号的控制装置(1130)，用于提供指示该电视信号图象运动成分的控制信号；以及

响应于所说的控制信号的适应装置(38；64；76)，用于(a)在有含有一给定的运动量的图象时在一给定的频率范围内对所说的电视信号进行帧内处理，并用于(b)在明显低于所说的给定图象运动量时在一帧内对所说的电视信号进行场重复。

2、按照权利要求1所述的系统，其特征在于：

所说的适应装置是在垂直细节图象信息占据的频带之上的信号频率范围内进行帧内处理和场重复的。

所说的适应装置是在有基本静止的图象时进行所说的场重复。

3、按照权利要求2所述的系统，其特征在于：

在频率范围低于进行所说的帧内处理的频率范围内进行所说的场重复。

4、按照权利要求1所述的系统，其特征还在于：

在有图象运动时，所说的适应装置提供多个在每组中具有相同值的相互独立的帧内图象信息象素组。

5、按照权利要求1所述的系统，其特征还在于：

在有图象运动时，所说的适应装置帧内平均所说的电视信号。

6、按照权利要求1所述的系统，其特征还在于：

所说的电视信号显示为具有宽高比大于标准电视图象并且包括有主屏幕和侧边屏幕图象信息的宽屏幕（38）的图象;

所说的适应装置包括有（a）与所说的主屏幕图象信息和所说的控制信号响应的第一适应装置，用于一给定的图象运动量或多或少显示时，在一帧内分别对所说的主屏信息进行帧内处理和场重复;以及（b）与所说的屏幕侧边图象信息和所说的控制信号响应的第二适应装置（64），用于一给定的图象运动量或多或少显示时，在一帧内分别对所说的屏幕侧边信息进行帧内处理和场重复;以及

用于组合所说的第一和第二适应装置输出信号的装置（40）。

7、按照权利要求6所述的系统，其特征还在于：

所说的第一和第二适应装置，有或者没有图象运动时，在一帧内分别进行帧平均和场重复，它是在除了垂直细节图象信息频率范围的频率范围内进行的。

8、用于接收经帧内处理的电视类信号的系统，其特征在于：

控制装置（1360）用于提供指示所说的电视信号中的图象运动成分的控制信号（YT）;

适应装置（1337）响应于所说的控制信号和所说的电视信号，用于在输出端，在所说的控制信号显示一给定的图象运动量时，提供一帧内处理的电视信号，而在所说的控制装置显示明显地低于所说的给定的图象运动量时，提供一帧重复的电视信号;以及

图象信号处理装置（1364）响应于所说的适应装置的输出信号。

9、按照权利要求8所述的系统，其特征还在于：

有所说的给定的图象运动量时，所说的适应装置基本上无干扰地通过所说的电视信号。

10、按照权利要求8所述的系统，其特征还在于：

所说的适应装置是在垂直细节信息占据的频率范围之上的频率范围内进行所说的帧重复。

11、按照权利要求8所述的系统，其特征还在于：

所说接收的电视信号被显示为宽高比大于标准电视图象并包含有已编码的主屏幕图象信息和侧边屏幕图象信息的宽屏幕图象，所说的电视信号经过了帧内处理。

12、按照权利要求11所述的系统，其特征还在于：

该电视信号为隔行形式;

该系统包括转换装置（1350），用于将所说的隔行信号转换为逐行扫描信号;以及

所说的适应装置（1337）将所说的电视信号接到所说的转换装置。

Images