CN101669343B - 单频网络中的导频分配 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种分布式导频方案，尤其适合于用于例如广播数字TV的单频网络。在当前数字TV标准(例如DVB-T)中，SFN中的发射机同频且同时地发送完全相同的信号。结果，接收机所看到的信道是由非常长的延迟扩展所表征的SFN所创建的信道，这可能对估计造成困难。根据本发明，不同的(优选地正交的)导频序列分配给相同SFN中的不同发射机，从而使得接收机可以独立地估计从每一发射机到自身的传输信道。

Description

单频网络中的导频分配

技术领域

本发明涉及一种单频网络，其包括处于发送区域中的多个发射机，用于使用相同的频率信道同时发送承载相同发送数据的发送信号，以由位于所述发送区域中的一个或多个接收机进行接收。

本发明还涉及用于这种单频网络中的发射机和接收机、对应的方法、发送信号以及用于实现所述方法的计算机程序。

背景技术

单频网络(SFN)是以同频且同时地发送相同信号的发射机的网络。它们用在广播地面标准(例如比如DVB-T标准)中。它们具有的优点是允许频率再用因子为一，而缺点是人为地创建了长信道。接收机看到的无线信道不仅含有传输延迟，而且其还受发射机相对于接收机的相对位置所影响。DVB-T标准通过采用具有非常长的保护间隔的OFDM(正交频分复用)来应对这种困难情况。

已知OFDM关于延迟扩展是非常健壮(robust)的，代价是谱效率的损失(附加的保护间隔)。为给出构思，可以预期仅传输的情况生成具有大约5-10μs的最大延迟扩展的信道。在存在SFN的情况下，最大预期延迟扩展高达大约224μs，这对应于DVB-T标准所定义的最长保护间隔。换句话说，在存在SFN的情况下，可以预期信道比在非SFN网络中长大约22倍。

长信道对应于高度频率选择性信道。基于OFDM的接收机通常通过使用某些子载波中所插入的导频的先验知识而在频域中估计信道。如果信道是非常有频率选择性的，则需要更多的导频子载波，以提供可靠的信道估计。

在DVB-T系统中，每一OFDM符号每12个子载波具有一个导频子载波，以用于信道估计。根据OFDM符号索引而将导频分配给不同的子载波。如果信道是静态的，则在时间上对导频进行内插，以为每一OFDM符号获得更密集的导频栅格，其中每三个子载波有一个导频子载波符号。在SFN中存在最长的预期信道的情况下，确实需要这种非常密集的导频结构。

US7,145,959B2公开了一种系统和方法，用于使用一组导频信号来增强OFDM多址方案内的数据信号。该OFDM多址方案使多个OFDM发射机在至少重叠的地理区域中在至少重叠的时间段期间使用至少重叠的频谱。在天线元件上接收数据信号集合和导频信号集合。来自数据信号集合的每一组数据信号唯一地关联于来自导频信号集合的一组导频信号。来自导频信号集合的每一导频信号唯一地关联于来自码集合的其自身的码。来自码集合的每一码唯一地关联于来自该多个OFDM发射机的OFDM发射机。来自导频信号集合的一组导频信号基于其唯一关联的码而得以识别。关联于来自天线元件集合的每一天线元件的权值被调整，从而使得一组导频信号与唯一地关联于该组导频信号的码之间的相关性的级别得以增强，而来自导频信号集合的其余组导频信号与唯一地关联于那些其余组导频信号的码之间的相关性的级别被抑制。

发明内容

SFN的存在产生了非常长的信道，这需要估计密集的导频结构。密集的导频结构导致谱效率损失。本发明的目的在于提供一种发射机以及对应发送方法、接收机以及对应接收方法、单频网络、发送信号以及计算机程序，其允许接收机独立估计从每一发射机到自身的传输信道，而无需密集导频结构。

在本发明的第一方面中，给出了一种单频网络，包括：

处于发送区域中的多个发射机，用于使用相同频率信道来同时发送承载相同发送数据的发送信号以由位于所述发送区域中的一个或多个接收机进行接收，所述发射机包括：复用单元，用于将所述发送数据和导频数据复用为复用信号；以及调制单元，用于将所述复用信号调制到所述发送信号中，以及

导频确定单元，用于确定所述导频数据，所述导频确定单元适用于：对于位于距所述发送区域中的其它发射机的距离超过预定距离的每一发射机，确定导频数据的不同导频序列，以用于与所述发送数据进行复用。

在本发明的另一方面中，给出一种用在包括处于发送区域中的多个发射机的单频网络中的发射机，所述发射机用于使用由位于所述发送区域中的一个或多个接收机进行接收的相同频率信道同时发送承载相同发送数据的发送信号，所述发射机包括：

复用单元，用于将所述发送数据和导频数据复用为复用信号，以及

调制单元，用于将所述复用信号调制到所述发送信号中，

其中，用于与所述发送数据进行复用的导频数据的导频序列不同于由位于距所述发送区域中的其它发射机的距离超过预定距离的其它发射机所使用的与所述发送数据进行复用的导频数据的导频序列。

在本发明的另一方面中，给出一种用在包括处于发送区域中的多个发射机的单频网络中的接收机，所述发射机用于使用由位于所述发送区域中的一个或多个接收机进行接收的相同频率信道同时发送承载相同发送数据的发送信号，所述接收机包括：

解调单元，用于将接收到的发送信号解调为解调信号，

解复用单元，用于将所述解调信号解复用为导频数据和所述发送数据，

导频搜索单元，用于从位于距所述发送区域中的其它发射机的距离超过预定距离的不同发射机所使用的若干不同导频序列中识别所述导频数据中的导频序列，以及

信道估计单元，用于基于找出的导频序列分别估计来自该一个或多个发射机的信道。

在本发明的又一方面中，给出一种用于由单频网络的发送区域中的多个发射机同时发送的发送信号，所述发送信号承载相同发送数据，并且使用由位于所述发送区域中的一个或多个接收机进行接收的相同频率信道进行发送，所述发送信号包括复用为复用信号的所述发送数据和导频数据，所述复用信号被调制到所述发送信号中，其中，用于与所述发送数据进行复用的导频数据的导频序列不同于由位于距所述发送区域中的其它发射机的距离超过预定距离的其它发射机所使用的与所述发送数据进行复用的导频数据的导频序列。

最后，根据本发明的其它方面，给出了对应方法以及用于在计算机上实现所述方法的计算机程序。

在从属权利要求中定义了本发明的优选实施例。应理解，所有独立权利要求的主题具有与从属权利要求中定义的相似和/或相同的优选实施例。

本发明解决上述密集导频结构的缺点。此外，可以预见在未来地面广播标准(例如DVB-T2)中，可以采用某些形式的空间分集。例如，公知的Alamouti方案(例如WO99/14871中公开的或在S.M.Alamouti″A simple transmit diversity technique for wirelesscommunications″，IEEE J.SeI.Areas.Comm.vol.16，pp.1451-1458，1998年10月中所描述的)或其它形式的空时块码可以适用于SFN情况。在此情况下，将需要估计从每一发射机到接收机的信道，并且本发明可以提供用于估计它们的手段。

本发明所基于的构思是：将正交导频序列分配给位于空间中远离的发射机。通过这样做，接收机可以在从每一发射机至其自身的各信道之中进行区分。因此，并非估计单个非常长的信道，接收机可以估计多个短信道。这提供了明显的优点：例如，总是允许单个OFDM符号内的信道估计，或者等同地，每OFDM符号总是具有所需数量的导频子载波。

应注意，可能存在这样的情况：空间中接近定位的发射机可能使用相同的导频数据集合。所提出的方法于是将“发射机簇”看作单个发射机。在此情况下，并非所有发射机，而仅是位于远离并且未被接收机看作是彼此接近定位的这种发射机簇才使用不同的导频序列。

在此，“接近”表示不大于近似7至10km(例如不大于9km)。对于某些系统(具体地说，那些没有分散导频的系统)，“接近”可以替换地表示不大于1至2km(例如不大于1.5km)。这些数字来自于所提出的导频序列，其被设计为处理长达10至40μs的信道(例如9或1.5km来自40μs减去10μs或5μs加上5μs的传输延迟)。相应地，“远离”可以表示大于近似7至10，或者替换地，大于近似1至2km，例如分别大于9或1.5km。

通过将该构思应用于SFN情况，所提出的导频结构关于所需开销和移动性支持与当前DVB-T导频结构相比具有某些优点。

根据现有技术，当在不同的天线/发射机上发送不同发送信号时，完成将用于信道估计的止交码分配给不同的发送天线或发射机。原因在于，仅当发送不同信号时，才需要估计不同信道来恢复信号。然而，根据本发明，在SFN情况下，在多个发射机/天线上发送相同的信号，无需分别估计信道来恢复数据。因此，通过所提出的允许分别估计信道的导频方案，可以在SFN情况下实现改进，其中，从不同发射机到相同接收机的各信道之间可存在高的相对延迟。

附图说明

本发明的这些和其它方面根据以下所描述的实施例将变得显而易见，并且参照以下所描述的实施例来对其进行阐述。在以下附图中：

图1示出单频网络的通常布局，

图2示出时间-频率平面的示图，其中示出了DVB-T/H中所使用的导频，

图3示出时间-频率平面的示图，其中示出了根据本发明实施例而使用的称为分散导频(SP)的导频的一部分，

图4示出时间-频率平面的示图，其中示出了根据本发明实施例而使用的称为连续邻近导频(CAP)的导频的一部分，

图5示出时间-频率平面的示图，其中示出了根据本发明实施例而使用的所有导频(SP和CAP)的概图，

图6示出根据本发明的发射机的实施例。

图7示出根据本发明的接收机的实施例。

图8示出根据本发明的接收机的导频搜索单元和信道估计单元的实施例，以及

图9示出由两个信道组成的SFN信道的示例。

具体实施方式

图1示出单频网络的典型布局，在该实施例中，该单频网络在发送区域中具有三个发射机Tx1、Tx2、Tx3以及一个接收机Rx。所有发射机使用相同频率在相同时间发送相同信号。在SFN中，需要对合成信道进行估计。

在DVB-T系统中，每一OFDM符号每12个子载波具有一个导频子载波，以用于信道估计。根据图2所描绘的OFDM符号索引而将导频分配给不同的子载波，图2示出时间-频率平面的示图，其中示出了DVB-T/H中所使用的导频。黑点表示导频子载波，空白点表示数据子载波。如果信道是静态的，则在时间上内插导频，以为每一OFDM符号获得更密集的导频栅格，其中每三个子载波有一个导频子载波。在SFN中存在最长的预期信道的情况下，需要这种非常密集的导频结构。

本发明的可能实施例是以下提出的导频方案，其可以适用于未来地面广播标准(DVB-T2)。为了描述实施例，首先将回顾某些已知概念。

所提出的分布式导频需要估计OFDM接收机所看到的传输信道。这说明，接收机需要关于OFDM定时同步估计传输信道。我们提出将分布式导频序列设计为两个不同的导频集合：分布式分散导频(SP)以及分布式连续邻近导频(CAP)。SP被设计为：估计每一单独传输信道，好像其完美地同步于OFDM定时同步。CAP被设计为：估计每一传输信道与OFDM定时同步之间的相对延迟。下面我们分别描述SP和CAP的设计。

对于SP导频，将假设从每一发射机到接收机的无线信道是具有10μs最大延迟扩展的多径信道。TU6信道具有5μs的最大延迟扩展，因此这种假设是保守的。此外，在视线情况下，预期信道长度甚至更短。

信道的相干带宽Bc与信道长度的倒数成正例。在此将定义Bc＝1/tau_max，其中，tau_max是信道的最大预期长度。理论上，通过在频域中将导频插入得与信道的相干带宽同样远，可以通过内插来导出完整的信道频率响应。实际上，导频需要比信道的相干带宽更密集，以允许简单的内插方案。

当前DVB-T标准假设信道的最大长度等于OFDM符号持续时间T的四分之一。这对应于相干带宽Bc＝1/(T/4)＝4/T。由于在OFDM调制中，OFDM符号持续时间T是子载波间隔F的倒数，因此相干带宽对应于4个子载波。理论上，可以提供每4个子载波1个导频，以估计全信道频率响应。在DVB-T标准中，在适当的时间内插之后，导频栅格与每3个子载波1个导频一样密集。导频密度已经相对于理论下限增加到4/3倍，以易于频率内插。在信道长达10μs的情况下，由于在8K情况下T/4＝224μs，因此作为OFDM符号持续时间T的函数的最大信道长度是T/4/22.4。采用相同的推理并且将最小导频密度增加到4/3倍，可以获得与每67个子载波1个导频同样密集的导频栅格。由于期望导频间隔是2的幂，以对所提出的方案给出额外的灵活性，因此根据优选实施例，提出每64子载波插入一个导频子载波。

SFN的尺寸可以明显变化。假设发射机当中的最大距离在50至100km之间范围中的值(例如70km)的SFN包括最大数量八个的发射机。据发明人的了解，这是合理的假设。在具有不同最大数量的发射机的情况下，可以得出相似的实施例。70km情况是据当前标准而预见的最大SFN尺寸，其可以处理近似等于70km/c的224μs的SFN信道的最大延迟扩展，其中，c是光速。

根据优选实施例，提出在图3所描绘的模式下将独特的SP序列分配给SFN中的这八个发射机中的每一个。每一圆圈表示OFDM符号的子载波。空白圆圈对应于数据子载波。彩色圆圈对应于导频子载波。每一发射机在相同的OFDM符号内发送其自身的SP序列，而在分配给其它发射机的SP的子载波上不进行发送。奇数OFDM符号包含四个发射机(即从Tx1至Tx4)的SP。偶数OFDM符号包含另外四个发射机(即Tx5至Tx8)的SP。每一发射机发送其自身的SP序列，其中每64个子载波有一个导频以及每16个子载波有一个空白子载波，总开销是1/16，即每16个子载波中1个子载波不用于数据。

利用所提出的SP方案，由于预期64个子载波间隔足以处理长达10μs的信道，因此接收机在一个OFDM符号中可以分别估计从每一发射机到自身的各个传输信道。我们注意到，分配给每一发射机的SP根据OFDM符号索引k而改变位置。这样做，以使得分布式导频方案关于不期待的更长的传输信道更健壮。如果信道改变不太大，则通过时间内插，可以估计长达40μs的单个传输信道。这意味着，在存在静态信道的情况下，可以将相同导频序列分配给具有大约9km的最大分隔的发射机，这样确保了网络规划方面的额外灵活性。SP在各个传输信道关于OFDM符号时间同步而完美地同步的情况下估计各个传输信道。我们现将看到，估计每一单独传输信道的相对延迟需要设计导频。

对于CAP，我们回想起，来自其它发射机的信号以相对于OFDM定时同步的额外传输延迟tauD而到达，如图9所示。延迟tauD意味着信道频率响应乘以指数因子。我们现在以H(i)_{n，k}来表示发射机i的传输信道的子载波n上的信道频率响应，并且以tauD(i)来表示对应相对延迟，则我们可以写出H(i)_{n，k}＝H1(i)_{n，k}exp{-j2πnFtauD(i)}，其中，H1(i)_{n，k}对应于在它关于OFDM定时同步而完美地同步的情况下的信道频率响应H(i)_{n，k}。SP被设计为，仅估计H1(i)_{n，k}，并且它们可以不处理tauD所引入的附加指数因子。需要估计附加指数因子exp{-j2πnFtauD(i))。我们还注意到，指数因子的周期等于1/tauD(i)。由于tauD(i)可以长达保护间隔，并且保护间隔的最大长度是T/4，因此最大周期等于4/T。为了估计tauD(i)，我们需要相距不大于四个子载波的信道观测。我们提出插入专用导频来估计相对延迟tauD(i)，并且将该导频子集称为连续邻近导频(CAP)。我们以D来表示相同信道频率响应的不同观测之间的距离，以CAP(i)_{k}来表示OFDM符号k中专用于发射机i并且用于估计tauD(i)的连续邻近导频集合，以NCAP来表示专用于每一发射机的CAP的数量。因为我们对于所有发射机分配相同数量的CAP，所以NCAP不取决于发射机索引i。OFDM符号k中tauD(i)的估计可以推导为：

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_{D,k}^{\left(i\right)}=\frac{1}{2\mathrm{\πDF}}\mathrm{phase}\left(\frac{1}{N_{\mathrm{CAP}}}\underset{n\∈{\mathrm{CAP}}_k^{\left(i\right)}}{\mathrm{\Σ}}{\hat{H}}_{n,k}^{\left(i\right)}{\stackrel{*}{H}}_{n+D,k}^{\left(i\right)*}\right)---\left(1\right)$

估计的质量随集合CAP(i)的大小而改进。导出的估计使用单个OFDM符号来估计tauD(i)。可以通过在多个OFDM符号上对信道估计取平均来改进该估计的质量。替换地或附加地，还存在用于估计tauD(i)的另一更健壮的方式。可以使用分散导频集合来将tauD(i)的分数部分估计为：

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_{D,k,\mathrm{frac}}^{\left(i\right)}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{D}_{\mathrm{SP}}F}\mathrm{phase}\left(\frac{1}{N_{\mathrm{SP}}}\underset{n\∈{\mathrm{SP}}_k^{\left(i\right)}}{\mathrm{\Σ}}{\hat{H}}_{n,k}^{\left(i\right)}{\stackrel{*}{H}}_{n+D_{\mathrm{SP}},k}^{\left(i\right)*}\right)---\left(2\right)$

给定相对大量的可用分散导频NSP和大距离DSP，分数部分的估计将非常可靠，并且因此更健壮。利用分数部分的估计以及(1)的估计，我们可以将tauD(i)的整数部分估计为：

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_{D,k,\mathrm{int}}^{\left(i\right)}=\frac{N}{D_{\mathrm{SP}}}\left[\frac{{\widehat{\mathrm{\τ}}}_{D,k}^{\left(i\right)}-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_{D,k,\mathrm{frac}}^{\left(i\right)}}{N/D_{\mathrm{SP}}}\right]---\left(3\right)$

其中，[·]表示最接近的整数，N/DSP是时域中SP的周期。tauD的更可靠估计是(2)和(3)的整数部分和分数部分的和。

根据优选实施例，提出在图4所描绘的模式下将独特CAP导频序列分配给SFN中的每一发射机。每一圆圈表示OFDM符号的子载波。空白圆圈对应于数据子载波。彩色圆圈对应于导频子载波。每一发射机在相同OFDM符号内发送其自身的导频序列，而在分配给其它发射机的子载波上不进行发送。每一发射机连续发送固定导频集合，其中，导频由四个子载波所分离。这意味着，在如前述公式中所提出的那样估计tauD(i)中，我们设D＝4。我们还注意到，来自不同发射机的导频是交织的。CAP不使用分配给SP的子载波，以简化在带宽边界处的信道估计过程。我们将CAP块设计为，对于每一发射机i提供乘积H(i)_{n，k}H*(i)_{n+D，k}的七个观测。这在导频结构中创建了某种不规则性，留有一部分子载波未使用。这些空白子载波可以用于发送某些附加的导频符号(例如DVB-T标准或数据的TPS信息)。在一个OFDM符号中有三个基本CAP块。两个在谱边界处，一个在中间，其恰在一个OFDM符号中提供了tauD(i)的可靠估计。我们还提出增加DVB-T中可用子载波的数量，以使得其为64的倍数，即K_max，2+1＝6848。这说明DVB-T中所定义的30个空白子载波现用于承载CAP。DVB-T定义了8k模式下的频带的每一侧的687个空白子载波。使用其中15个来承载BPSK调制导频应当没有不利结果。

在图6中，我们描绘了包括SP和CAP的整体分布式导频提议，其中，以某些彩色矩形来表示导频存在。我们还包括子载波的数量以及可用子载波内导频的确切位置。在所提出的方案中，有K_max，2+1＝6848个可用子载波。SP占用6848/16＝428个子载波，CAP占用15*5*3＝225个子载波。每OFDM符号的总导频开销是653个子载波。所提出的分布式导频方案可以提供每两个OFDM符号的全新信道估计，使得系统关于信道变化是健壮的。

所提出的分布式导频方案与DVB-T的导频方案相比，提供了谱效率与对于移动性的健壮性之间的新折衷。该分布式导频方案可以使得每OFDM符号所需导频的数量减半，或者等同地，使得系统在相同谱效率的情况下以用户速度的两倍而工作。也可以在这两种极端情况之间进行折衷。

图7示出根据本发明的发射机的实施例的框图。在该实施例中，发射机包括：复用器10，用于将发送数据和导频数据复用为复用信号；调制器11(例如OFDM调制器)，用于将复用信号调制到发送信号中；D/A转换器12，用于对所述发送信号进行D/A转换；以及天线，用于发送所述D/A转换后的发送信号。用于与发送数据进行复用的导频数据的导频序列是由控制单元20(例如SFN的中央单元)或网络更高层的某个单元选择的。

图8示出根据本发明的接收机的实施例。在该实施例中，接收机包括：天线30，用于接收由发送区域中的一个或多个发射机发送的发送信号；A/D转换器31，用于对接收到的发送信号进行A/D转换；解调器32(例如OFDM解调器)，用于将A/D转换后的发送信号解调为解调信号；解复用器33，用于将解调信号解复用为导频数据和发送数据；导频搜索单元34，用于从不同发射机所使用的若干不同导频序列中识别所述导频数据中的导频序列，信道估计器35，用于基于找到的导频序列分别估计来自该一个或多个发射机的信道；以及信道均衡单元36，用于对所有分别估计的信道进行信道均衡，并且将其组合为总信道。

图9更详细地示出根据本发明的接收机的导频搜索单元34和信道估计单元35的实施例。导频搜索单元34包括若干导频搜索子单元341、342(在此是两个子单元，通常可以有与发送区域中可用的发射机同样多的子单元)。每一子单元341、342适用于搜索从接收到的发送数据解复用的导频数据中的特定导频序列，并且包括能量检测器以及与阈值的比较。能量检测器将导频子载波上接收到的信号乘以复共轭之后的已知导频符号，其提取绝对平方值，然后在所有导频子载波上对结果取平均。输出的是从单个发射机接收到的信道的能量的估计。检测到的能量值然后与阈值进行比较。如果检测到的能量高于该阈值，则接收机假设从该发射机接收到信号，并且继续进行信道估计。如果检测到的能量低于该阈值，则接收机假设尚未从该接收机发送信号，并且不继续进行信道估计。

信道估计器35还包括相同数量的信道估计器子单元351、352，用于使用导频数据的最小平方(LS)、滤波和内插来对相应信道进行分别的信道估计。可选地，信道估计器子单元351、352执行相对延迟tauD的估计和补偿。可以通过实施公式(1)至(3)来进行每一信道关于OFDM信号的时间同步的延迟tauD的估计。在估计相对延迟tauD之后，信道估计单元首先通过将它们乘以exp(j2πnFtauD_{frac})对导频位置中接收到的LS信道估计进行解旋转，其中，nF表示导频子载波频率。初始旋转可以仅使用延迟tauD的分数部分。信道估计单元还可以通过某种形式的滤波(例如维纳滤波器)来改进LS信道估计的质量。信道估计单元对导频子载波上估计的信道进行内插，以获得所有子载波上的信道估计。所述内插可以是线性内插。所获得的信道频率响应然后通过将所有子载波乘以exp(-j2πnFtauD)而得以旋转回去。

所提出的方案与DVB-T导频结构相比具有以下优点：

-与1/12相比，其具有稍微减少的开销1/16；

-其对于移动性的健壮性加倍，原因是导频结构每两个OFDM符号就重复自身，而不是如DVB-T中那样每四个OFDM符号重复自身；

-如果SFN情况匹配于所描述的情况，则其对于SFN的组合以及移动性更健壮。

本发明的其它实施例包括稍微不同的导频结构，如图3所示，其中，例如，导频子载波在奇数符号和偶数符号中处于不同位置，或者其中，CAP的块处于不同的位置和大小。在所提出的方案中，通过在其它发射机正发送它们的导频的子载波上发送零来实现正交性。

本发明的另一实施例通过分配时间和频率中的正交导频序列提供其它形式的正交性，所述正交导频序列允许在相同子载波上同时发送导频。例如，后一方法将需要某种附加的接收机工作，以分离正交导频序列。

本发明另一实施例提供估计相对延迟tauD(i)的其它方法，例如通过在时域中与单个发射机的CAP序列的时域版本进行相关，以检测单个信道中的每一个的位置。也可以应用合适的循环旋转，之后进行傅立叶变换。

在实际实现方式中，可以通过受控于操作者的软件程序来将导频序列分配给发射机，其中，可以修改所述分配，以优化覆盖区域。待使用的导频序列可以出自来自更高层的信令或作为来自网络的中央单元的控制信号。

本发明可以应用于DVB-T2项目，尤其是作为可能的新的替代导频结构用于下一代数字地面广播标准。

根据本发明，可以通过为每一站点应用不同的正交导频序列来解决上述关于同播广播网络中的长信道问题，其中，相同数据符号从几个站点(发射机)同时发送，从而减轻了对于估计所有长信道的需要，导致特定的导频结构。

虽然已经在附图和前面的描述中详细说明并且描述了本发明，但这种说明和描述应认为是说明性或示例性的，而并非限制性的；本发明不限于所公开的实施例。通过研究附图、公开内容以及所附权利要求书，本领域技术人员通过实践要求保护的本发明可以理解并且实现所公开实施例的其它变化。

在权利要求书中，词语“包括”并不排除其它元件或步骤，并且不定冠词“一”并非排除复数。单个元件或其它单元可以实现权利要求中所陈述的若干项的功能。在相互不同的从属权利要求中陈述某些措施的纯粹事实并非表示不能有利地使用这些措施的组合。

计算机程序可以被存储/分布在合适的介质(例如光学存储介质或连同其它硬件一起提供或者作为其它硬件的一部分的固态介质)上，但也可以按其它形式(例如经由因特网或其它有线通信系统或无线通信系统)来分布。权利要求书中的任何标号不应理解为对范围进行限制。

Claims (19)

1.单频网络，包括： 

处于发送区域中的多个发射机，用于使用由位于所述发送区域中的一个或多个接收机进行接收的相同频率信道来同时发送承载相同发送数据的发送信号，所述发射机包括：复用单元，用于将所述发送数据和导频数据复用为复用信号；以及调制单元，用于将所述复用信号调制到所述发送信号中，以及 

导频确定单元，用于确定所述导频数据，所述导频确定单元适用于对于位于距所述发送区域中的其它发射机的距离超过预定距离的每一发射机确定导频数据的不同导频序列，以用于与所述发送数据进行复用。 

2.如权利要求1中所述的单频网络， 

其中，所述导频确定单元适用于：对于所述发送区域中的所述发射机确定彼此正交的导频序列。 

3.如权利要求1中所述的单频网络， 

其中，所述调制单元适用于将所述复用信号OFDM调制为所述发送信号的OFDM符号，每一OFDM符号包括若干子载波。 

4.如权利要求3中所述的单频网络， 

其中，所述导频确定单元适用于：确定所述不同导频序列，从而使得以n个子载波的间隔将导频子载波插入所述OFDM符号，n是大于1的整数，其中，所述导频子载波在不同位置处插入所述OFDM符号以用于不同的导频序列。 

5.如权利要求4中所述的单频网络，其中n等于或大于8。 

6.如权利要求3中所述的单频网络， 

其中，所述导频确定单元适用于：确定所述不同导频序列，从而使得以n个子载波的间隔将导频子载波插入所述OFDM符号中的邻近子载 波集合，n 是大于1的整数，其中，对于不同的导频序列，所述导频子载波在不同位置处被插入所述OFDM符号。 

7.如权利要求6中所述的单频网络，其中n等于或大于3。

8.如权利要求3中所述的单频网络， 

其中，所述发射机适用于：在任何其它发射机用作导频子载波的子载波上不对发送数据或导频数据进行发送。 

9.如权利要求8中所述的单频网络， 

其中，所述复用单元适用于：在任何其它发射机用作导频子载波的子载波上不对发送数据或导频数据进行发送。 

10.如权利要求3中所述的单频网络， 

其中，所述发射机适用于：在每第m个OFDM符号中发送所述导频序列，m是等于或大于1的整数。 

11.如权利要求1中所述的单频网络， 

其中，所述预定距离在从7至10km的范围中。 

12.如权利要求1中所述的单频网络， 

其中，所述预定距离是9km。 

13.用于在包括处于发送区域中的多个发射机的根据权利要求1的单频网络中，使用由位于所述发送区域中的一个或多个接收机进行接收的相同频率信道同时发送承载相同发送数据的发送信号的方法，所述方法包括以下步骤： 

对于位于距所述发送区域中的其它发射机的距离超过预定距离的每一发射机，确定导频数据的不同导频序列，以用于与所述发送数据进行复用， 

将所述发送数据和导频数据复用为复用信号，以及 

将所述复用信号调制到所述发送信号中。 

14.用在包括处于发送区域中的多个发射机的根据权利要求1的单频网络中的发射机，所述发射机使用由位于所述发送区域中的一个或多个接收机进行接收的相同频率信道同时发送承载相同发送数据的发送信号，所述发射机包括： 

复用单元，用于将所述发送数据和导频数据复用为复用信号，以及 

调制单元，用于将所述复用信号调制到所述发送信号中， 

其中，用于与所述发送数据进行复用的导频数据的导频序列不同于由位于距所述发送区域中的其它发射机的距离超过预定距离的其它发射机所使用的、以与所述发送数据进行复用的导频数据的导频序列。 

15.用于在包括处于发送区域中的多个发射机的根据权利要求1的单频网络中，使用由位于所述发送区域中的一个或多个接收机进行接收的相同频率信道同时发送承载相同发送数据的发送信号的发送方法，所述发送方法包括以下步骤： 

将所述发送数据和导频数据复用为复用信号，以及 

将所述复用信号调制到所述发送信号中，其中，用于与所述发送数据进行复用的导频数据的导频序列不同于由位于距所述发送区域中的其它发射机的距离超过预定距离的其它发射机所使用的、以与所述发送数据进行复用的导频数据的导频序列。 

16.用在包括处于发送区域中的多个发射机的根据权利要求1的单频网络中的接收机，所述发射机使用由位于所述发送区域中的一个或多个接收机进行接收的相同频率信道同时发送承载相同发送数据的发送信号，所述接收机包括： 

解调单元，用于将接收到的发送信号解调为解调信号， 

解复用单元，用于将所述解调信号解复用为导频数据和所述发送数据， 

导频搜索单元，用于从由位于距所述发送区域中的其它发射机的距离超过预定距离的不同发射机所使用的若干不同导频序列中识别所述导频数据中的导频序列，以及 

信道估计单元，用于基于找到的导频序列分别估计来自该一个或多 个发射机的信道。 

17.如权利要求16中所述的接收机， 

其中，所述信道估计单元包括： 

估计每一传输信道的相对延迟， 

补偿导频子载波中信道估计上的相对延迟的分数部分， 

在其完美地同步于OFDM定时同步的情况下估计每一单独传输信道， 

对于每一单独信道估计重新引入完整的相对延迟。 

18.如权利要求16中所述的接收机， 

还包括：信道均衡单元，用于基于来自该一个或多个发射机的分别估计的信道来估计总信道。 

19.用在包括处于发送区域中的多个发射机的根据权利要求1的单频网络中的接收方法，所述发射机使用由位于所述发送区域中的一个或多个接收机进行接收的相同频率信道同时发送承载相同发送数据的发送信号，所述接收方法包括以下步骤： 

将接收到的发送信号解调为解调信号， 

将所述解调信号解复用为导频数据和所述发送数据， 

从由位于距所述发送区域中的其它发射机的距离超过预定距离的不同发射机所使用的若干不同导频序列中识别所述导频数据中的导频序列，以及 

基于找到的导频序列分别估计来自该一个或多个发射机的信道。 

Images