CN101651417B - 具有宽范围可变传输增益的电功率转换电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有宽范围可变传输增益的单级DC/DC电功率转换电路。该电路的传输增益可在一宽范围内任意变动，且在宽范围的中间值时，大部份的电力会从输入端不经电磁转换而直接传送到输出端，从而避免遭受电磁损失的现象，如此在常态的操作情况下，能提供更好的转换效率。

Description

具有宽范围可变传输增益的电功率转换电路

技术领域

本发明涉及一种电功率转换电路，特别是涉及一种具有宽范围可变传输增益的单级DC/DC的电功率转换电路。

背景技术

功率转换电路的传输增益是指输出电压和输入电压的比率，为了因应输入电压上的动态变化来调整输出电压，传输增益必须是可变动的。传输增益必须于两个方向(即增加和减少)皆是可变动的，以能处理输入电压于两个方向上的变化。在电压不足或瞬间电流的反常情况下，所产生的输入电压就可能会有大范围的变化量。所以，在正常输入电压之下，传输增益必须设定于其可控范围中间，以预留足够的增减变动范围来解决上述问题。

常见的升降压式转换器(Buck or Boost Converter)设计上其传输增益在其可变范围的极端才能有最理想的效率。对于降压转换器来说，当传输增益为其最高值时，效率是最佳的；而对于升压转换器来说，当传输增益为其最低值时，效率也是最佳的。但是由于存在上述输入电压的动态变化情形，传输增益不能被设定为极限值，因而无法在常态工作情况下得到最理想的效率。

目前存在的返驰式转换器(Flyback Converter)可被设计成在传输增益可变范围的中间值时达到最理想的效率，因此返驰式转换器是可以在常态工作情况下得到最佳效率的。但因为返驰式转换器的拓扑关系，传输至输出端的电力全部都需要经过一个相当损耗的电磁转换过程，对比于升降压式转换器，其中很大部份的电力都不用经过电磁转换而直接传输至输出端而避免了有关损耗，所以以效率的角度来看，返驰式转换器并不比升降压式转换器好。

发明内容

有鉴于此，本发明提出一种电功率转换电路，该电功率转换电路的传输增益可在宽范围内变动，且当传输增益为宽范围的中间值时，亦能达到最佳转换效率。而传输增益为宽范围的中间值时，大部份的电力会从输入端直接传到输出端，从而免除了大部份的电磁转换损耗，如此在常态的操作情况下，能提供更好的转换效率。

因此，本发明的目的在于提供一种电功率转换电路，能使传输增益在宽范围内变动，进而因应输入电压的变化来调整输出电压，且兼顾较佳的转换效率。

为了实现上述目的，本发明提供了一种电功率转换电路，其特征在于，包括有：

一输入电压源；

一直流负载电路，包括一第一整流二极管以及一直流负载，其中该第一整流二极管串联地耦接于该直流负载；

一电感，具有一主要绕组和一辅助绕组；

一第一开关，与该主要绕组以及该直流负载电路串联，以形成一第一开关电感串联；

一第二开关，跨接于该直流负载电路；以及

一第二整流二极管，串联地耦接于该辅助绕组，以形成一电感二极管串联，其中该第二整流二极管的极向配置得使该第一开关或该第二开关断开时所引发的电感返驰电流顺向导通；

其中，该第一开关电感串联跨接于该输入电压源的两端，当该第一开关导通时，该第一整流二极管顺向偏置，允许电流从该输入电压源传送至该负载电路。

所述的电功率转换电路，其中，该输入电压源跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

所述的电功率转换电路，其中，该直流负载跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

为了实现上述目的，本发明还提供了一种电功率转换电路，其特征在于，包括有：

一输入电压源，其具有一供电端、一回路端；

一变压器，其具有一次级绕组与一初级绕组，其中该初级绕组具有一第一端点、一第二端点以及一中心抽头端点；

一交流负载电路，跨接于该次级绕组上；

一电感，包括一主要绕组和一辅助绕组，其中该主要绕组串接于该中心抽头端点与该供电端之间；

一第一开关，串接于该回路端与该第一端点之间；

一第二开关，串接于该回路端与该第二端点之间；以及

一整流二极管，串联于该辅助绕组，以形成一电感二极管串联，其中该整流二极管的极向配置得使该第一开关或该第二开关断开时所引发的电感返驰电流顺向导通；

其中，当该第一开关和该第二开关导通时，该输入电压源对该电感进行充磁。

所述的电功率转换电路，其中，还包括一饱和电感跨接于该交流负载电路。

所述的电功率转换电路，其中，该输入电压源跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

所述的电功率转换电路，其中，该交流负载电路包括一整流电路以及一直流负载，该直流负载耦接于该整流电路。

所述的电功率转换电路，其中，该直流负载跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

为了实现上述目的，本发明还提供了一种电功率转换电路，其特征在于，包括有：

一输入电压源，其具有一正极端、一负极端以及一接地端；

一交流负载电路，具有一第一端点与一第二端点，其中该第二端点耦接于该接地端；

一电感，包括一第一主要绕组、一第二主要绕组和一辅助绕组；

一第一开关，与该第一主要绕组串联，以形成一第一开关电感串联；

一第二开关，与该第二主要绕组串联，以形成一第二开关电感串联；以及

一整流二极管，串联于该辅助绕组，以形成一电感二极管串联，其中该整流二极管的极向配置得使该第一开关或该第二开关断开时所引发的电感返驰电流顺向导通；

其中，该第一开关电感串联耦接于该第一端点与该正极端之间、该第二开关电感串联耦接于该第一端点以及该负极端之间，当该第一开关和该第二开关导通时，该输入电压源对该电感进行充磁。

所述的电功率转换电路，其中，该交流负载电路的该第二端点经由一电容耦接于该正极端、该负极端或该接地端。

所述的电功率转换电路，其中，该交流负载电路包括有一隔离变压器。

所述的电功率转换电路，其中，还包括一饱和电感跨接于该交流负载电路。

所述的电功率转换电路，其中，该输入电压源跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

所述的电功率转换电路，其中，该交流负载电路包括一整流电路以及一直流负载，该直流负载耦接于该整流电路。

所述的电功率转换电路，其中，该直流负载跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

为了实现上述目的，本发明还提供了一种电功率转换电路，其特征在于，包括有：

一输入电压源，其具有一供电端、一回路端；

一交流负载电路，具有一第一端点与一第二端点；

一电感，包括一主要绕组以及一辅助绕组，其中该主要绕组的一端耦接于该供电端；

一第一开关，串接于该交流负载电路的该第一端点与该主要绕组的另一端之间；

一第二开关，串接于该交流负载电路的该第二端点与该主要绕组的所述另一端之间；

一第三开关，串接于该交流负载电路的该第二端点与该回路端之间；

一第四开关，串接于该交流负载电路的该第一端点与该回路端之间；以及

一整流二极管，串联于该辅助绕组，以形成一电感二极管串联，其中该整流二极管的极向配置得使该第一开关、该第二开关、该第三开关或该第四开关断开时所引发的电感返驰电流顺向导通。

所述的电功率转换电路，其中，该交流负载电路包括有一隔离变压器。

所述的电功率转换电路，其中，还包括一饱和电感跨接于该交流负载电路。

所述的电功率转换电路，其中，该输入电压源跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

所述的电功率转换电路，其中，该交流负载电路包括一整流电路以及一直流负载，该直流负载耦接于该整流电路。

所述的电功率转换电路，其中，该直流负载跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

为了实现上述目的，本发明还提供了一种电功率转换电路，其特征在于，包括有：

一输入电压源，其具有一供电端、一回路端；

一交流负载电路，具有一第一端点与一第二端点；

一电感，包括一第一主要绕组、一第二主要绕组和一辅助绕组；

一第一开关，串接于该第一主要绕组，以形成一第一开关电感串联；

一第二开关，串接于该第二主要绕组，以形成一第二开关电感串联；

一第三开关，串接于该交流负载电路的该第二端点与该回路端之间；

一第四开关，串接于该交流负载电路的该第一端点与该回路端之间；以及

一整流二极管，串联于该辅助绕组，以形成一电感二极管串联，其中该整流二极管的极向配置得使该第一开关、该第二开关、该第三开关或该第四开关断开时所引发的电感返驰电流顺向导通；

其中，该第一开关电感串联耦接于该交流负载电路的该第一端点与该供电端之间，该第二开关电感串联耦接于该交流负载电路的该第二端点与该供电端之间。

所述的电功率转换电路，其中，该交流负载电路包括有一隔离变压器。

所述的电功率转换电路，其中，还包括一饱和电感跨接于该交流负载电路。

所述的电功率转换电路，其中，该输入电压源跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

所述的电功率转换电路，其中，该交流负载电路包括一整流电路以及一直流负载，该直流负载耦接于该整流电路。

所述的电功率转换电路，其中，该直流负载跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述，但不作为对本发明的限定。

附图说明

图1a为本发明所提供的电功率转换电路的一具体实施例电路图；

图1b为本发明的图1a的一变体的一具体实施例电路图；

图1c为本发明的图1a的又一变体的一具体实施例电路图；

图1d为本发明的图1a的另一变体的一具体实施例电路图；

图2为本发明所提供电功率转换电路在高开关导通周期情况时，非零电压切换模式下的一具体实施例波形图；

图3为本发明所提供电功率转换电路在低开关导通周期情况时，非零电压切换模式下的一具体实施例波形图；

第4图为本发明所提供电功率转换电路在高开关导通周期情况时，零电压切换模式下的一具体实施例波形图；

图5为本发明所提供电功率转换电路在中开关导通周期情况时，零电压开关操作模式下的一具体实施例波形图；

图6a为本发明所提供电功率转换电路的另一具体实施例电路图；

图6b为本发明的图6a的一变体的一具体实施例电路图；

图7为本发明所提供图6a、图6b电路在非零电压切换模式下，高开关导通周期情况下的一具体实施例波形图；

图8为本发明所提供图6a、图6b电路在非零电压切换模式下，低开关导通周期情况下的一具体实施例波形图；

图9为本发明所提供图6a、图6b电路在零电压切换模式下的一具体实施例波形图；

图10a为本发明所提供的电功率转换电路的又一具体实施例电路图；

图10b为本发明的图10a的一变体的一具体实施例电路图；

图10c为本发明的图10a的又一变体的一具体实施例电路图；

图10d为本发明的图10a的另一变体的一具体实施例电路图；

图11a为本发明所提供的电功率转换电路的更一具体实施例电路图；

图11b为本发明的图11a的一变体的一具体实施例电路图；

图12a为本发明所提供的电功率转换电路的再一具体实施例电路图；

图12b为本发明的图12a的一变体的一具体实施例电路图；

图13为本发明的图12a、图12b在升压模式下的一具体实施例波形图；以及

图14为本发明的图12a、图12b在降压模式下的一具体实施例波形图。

其中，附图标记：

输入电压源V

正极端V1                           负极端V2

接地端Gnd

电功率转换电路1、12

交流负载电路11

整流电路111                        直流负载R1

电感L1

直流负载电路121

第一开关S1                         第二开关S2

开关S1a、S1b、S2a、S2b

整流二极管D1、D2、D3

电压V3

饱和电感L2

主要绕组L1a、L1b

辅助绕组L1c

电容C1、C2、C3、C4

隔离变压器T1

次级绕组61

初级绕组63

第一端点631

中心抽头端点633

第二端点635

电流I1、I2、I3、I4、I5、I6、I7

具体实施方式

本发明所提出的电功率转换电路，可使传输增益在宽范围内变动其值，特别当传输增益为宽范围的中间值时，能达到最佳转换效率。且在转换功率的过程中，大部份的电力会从输入端直接传到输出端，进而避免遭受电磁转换过程所引起的损耗，如此在常态操作情况下，能提供更好的转换效率。

首先，请参阅图1a，该图为本发明所提供的电功率转换电路的一具体实施例电路图。如图1a所示，电功率转换电路1由一输入电压源V提供电力，该输入电压源V具有一正极端V1、一负极端V2以及一接地端Gnd。交流负载电路11包括了一整流电路111以及一直流负载R1。电感L1包括两个主要绕组L1a、L1b以及一辅助绕组L1c，其中所述的各绕组彼此相互电磁耦合。第一开关S1串联于主要绕组L1a，以形成一第一开关电感串联，藉此以该第一开关电感串联连接交流负载电路11以及输入电压源V的正极端V1。第二开关S2串联于主要绕组L1b，以形成一第二开关电感串联，藉此以该第二开关电感串联连接交流负载电路11以及输入电压源V的负极端V2。

当第一开关S1和第二开关S2导通后，电感L1的主要绕组L1a、L1b会连接输入电压源V的正极端V1和负极端V2，且电流I1、I2会分别流经两主要绕组L1a、L1b以对电感L1进行充磁。当第一开关S1和第二开关S2中只有一个导通时，交流负载电路11会连接到电压源的正极端V1和负极端V2的其一，进而使电流I3从电感L1的主要绕组流至交流负载电路11。整流二极管D3串联于辅助绕组L1c，进而形成一电感二极管串联。在第一开关S1或第二开关S2断开时，整流二极管D3可让一返驰电流I6流过。在本实施例中，电感二极管串联跨接于输入电压源V的两端，使返驰电流可回流至输入电压源V。饱和电感L2耦接于交流负载电路11，可选择性地使用。

请一并参阅图1b～图1d，该图为本发明的图1a的变体的一具体实施例电路图。如图1b所示，相较于图1a，图1b中的电感二极管串联耦接于直流负载R1以使电功率能从辅助绕组传送到直流负载R1。如图1c所示，相较于图1a，图1c中还包括一隔离变压器T1，其耦接于交流负载电路11。

图1d为本发明的一较佳具体实施例，其类似于图1a。如图1d所示，是以电感二极管串联耦接于直流负载R1以及增加一隔离变压器T1耦接于交流负载电路11。

请参阅图2，该图为本发明所提供电功率转换电路在高开关导通周期(highduty cycle)时，非零电压开关操作模式(non-zero-voltage-switching operation)下的波形图。其中相关的电路图请一并参考图1a～图1d。在非零电压开关操作下，可忽略饱和电感L2和电流I5。而在高开关导通周期操作下，电感L1内的返驰能量由交流负载电路11吸收后，使得辅助绕组L1c没有电流流经，于是电流I6会变成零。详细的运作情形如下：

在时间为t0到t1期间，第一开关S1和第二开关S2导通后，会对电感L1充磁使得电流I1、I2逐渐增加，跨越交流负载电路11的电压V3会变成零且电流I4的值亦是为零。此时的电流I5、I3也可被忽略。

当时间为t1时，第一开关S1断开，电流I1因而中断而使得电流I2变强。由于第一开关S1断开主要绕组L1a的回路，电流I2被迫从电流I3提取，因而使得电流I4必须从交流负载电路11回流，横跨交流负载电路11的电压V3也因此变成负值。电磁能会从电感L1被提取，且电流I2也逐渐减少。

当输出电流I4经第二开关S2回流至电压源的负极端V2，能量就会从输入电压源V直接提取。所述的能量不须经过电磁转换过程，所以不会损耗，因而电路的整体转换效率皆提升了。

在时间为t2时，第一开关S1重新导通，此时线路的状态与其操作波形，重复如以上有关时间为t0到t1期间所述。而在时间为t3时，线路的动作亦类似于以上有关时间t1时期所述。只是电流I3、I4的方向转为正值，能量可从输入电压源V的正极端V1直接提取，因而提升了电路的整体转换效率。

在时间为t4时，波形和电路的运作方式又回到时间为t0时的状态，以后的运作一直循环如同以上有关t0～t4期间所述。

以上述的运作方式，电压V3为输入电压源V(即电压V1或电压V2)和主要绕组(即L1a或L1b)的返驰电压的总和，类似一般的升压转换器，只是在电压源的正负两极皆有能量转换效用，且传输增益亦可于大于一的数值范围内任意变动。

接着，请参考图3，该图为本发明所提供电功率转换电路在低开关导通周期情况(low duty cycle)时，非零电压开关操作模式下的波形图。其中相关的电路图请一并参考图1a～图1d。在非零电压开关操作下，可先忽略饱和电感L2和电流I5。而在低开关导通周期操作下，第一开关S1和第二开关S2并不交叉导通(cross-conduct)，因而在电感L1内的返驰能量必须通过整流二极管D3，由与其相连的电路所吸收。当线路上存在一直流负载R1时，如图1b、图1d所示，把辅助绕组L1c通过整流二极管D3跨接于该直流负载R1，以便把返驰能量递送给直流负载R1；或如图1a、图1c所示，把辅助绕组L1c通过整流二极管D3跨接于输入电压源V。运作明细如下：

在时间为t0到t1期间，第一开关S1断开且第二开关S2导通，电压源的负极端V2提供一负电压到交流负载电路11以及主要绕组L1b。当电压经由主要绕组L1b对电感L1充磁时，电流I2会逐渐增加。因为第一开关S1断开使得电流I1中断，所以此时的电流I3会等于电流I2的负值，又因为电流I5可被忽略，所以流过交流负载电路11的电流I4也等同于电流I3。

输出电流I4是负值且从电压源的负极端V2传来，能量会直接从输入电压源V提取，而不须经过电磁转换。

当时间为t1时，第二开关S2断开，电流I2因被中断而反射到辅助绕组L1c成为返驰电流I6，且电流I3、I4也跟着中断。如果饱和电感L2存在，跨越交流负载电路的电压V3会于一段短时间内转为正值；但如果饱和电感L2被摘除，则电压V3会逐渐回复为零。这状态在时间t1～t2的时间内一直维持，磁能会从电感L1提取，而返驰电流I6会逐渐减少。如同图1b或图1d中所示，如果辅助绕组L1c经二极管D3耦接于直流负载R1，则电流I6会注入至直流负载R1并使电感L1的排放能量转移输出。但是如同图1a或图1c中所示，如果辅助绕组L1c经二极管D3耦接于输入电压源V，则电流I6会把电感L1的排放能量回转到输入电压源V。

在时间为t2时，第一开关S1重新导通，电压源的正极端V1提供一正电压到交流负载电路11和主要绕组L1a，当电压经由主要绕组L1a对电感L1充磁时，电流I1会逐渐增加。因为第二开关S2断开使得电流I2中断，所以电流I3会等于电流I1，又因为电流I5可被忽略，所以流过交流负载电路11的电流I4也等同于电流I3。

输出电流I4是正值且从电压源的正极端V1传来，能量会直接从输入电压源V提取，而不须经过电磁转换。

当时间为t3时，第一开关S1断开，电流I1因被中断而反射到辅助绕组L1c成为返驰电流I6，且电流I3、I4也跟着中断。如果饱和电感L2存在，跨越交流负载电路11的电压V3会于一段短时间转为负值；但如果饱和电感L2被摘除，则电压V3会逐渐回复为零。这状态在t3到t4的一段时间内一直维持，其余明细相似于t1到t2周期内的情况。

在时间为t4时，波形和电路的运作方式又回到时间为t0时的状态，以后的运作一直循环如同以上有关t0～t4期间所述。

以上述的运作方式，电感器的充磁电流I1、I2会流经负载电路，此特性类似一般的降压转换器。以图1b、图1d来说，就连电感器的排放电流也会注入直流负载R1，与一般的降压转换器没有分别，只是在输入电压源V的正负两极皆有转换效用，且传输增益亦可从零到一之间的数值范围内任意变动。

由图1a～图1d、图2以及图3可知，本发明经由适当的操作开关时序，可做到升压或降压转换器的功能，传输增益可连续无间断的从零到1以上的数值任意变动，从而把最理想的传输增益，也就是1.0设定给正常的工作状态，而其在1.0以外的增减范围，则足以应付常态以外的各种不同工作条件。和升降压式转换器一样，本发明在传输增益为1.0时，所有能量皆是直接从输入端传送到输出端，不须经过电磁转换，所以本发明在常态工作时的传输效率会非常高。

请参考图4，该图为本发明所提供的电功率转换电路于升压模式(boost-mode)且零电压开关操作模式(zero-voltage-switching operation)下的波形图，图中标号与图1a～图1d以及图2、3所示相同。零电压开关系以饱和电感L2达成，当第一开关S1和第二开关S2的运作足以维持一段够长的t1到t2以及t3到t4时间时，饱和电感L2会因电压V3而饱和。当饱和电感L2饱和时，所有的电流I3都会被吸收进电流I5，没有电流净余给交流负载电路11，进而使电压V3变成零。此一电压变化经由电感L1的主要绕组L1a、L1b抽头端反射到其终端，把正处于开路状态的第一、二开关S1、S2的端点电压推回零位。此时，当处于开路状态的第一开关S1或第二开关S2导通时，由于其两端的电压值为零，不会有切换上的损耗，因此使转换效率提升。详细的运作情形如下：

在时间为t0到t1期间，第一开关S1和第二开关S2同时导通后，会经主要绕组L1a、L1b对电感L1充磁使得电流I1、I2逐渐增强。此时饱和电感L2吸收了大部份的电流I1而使得电流I2的流量微弱，由于线路的对称性，跨越交流负载电路11的电压V3会变成零，以致电流I4的值也变为零。电流I5、I3在这段期间会保持一稳定值。

当时间为t1时，第一开关S1断开，电流I1因被中断而反射到电流I2。由于主要绕组L1a的回路被第一开关S1断开，电流I2被迫从电流I3、I4提取，导致横跨交流负载电路11的电压V3变成负值，同时影响电流I5、I4跟着锐减。随后随着电感L1泄放磁能，电流I2逐渐减少，电流I5也因为负向的电压V3而逐渐转为负值，而负向电流I3随着电流I1递减，负向电流I4也随着电流I3、I5而递减。

当输出电流I4经第二开关S2回流至电压源的负极端V2，能量就会从输入电压源V直接提取。所述的能量不须经过电磁转换过程，所以不会损耗，因而电路的整体转换效率皆提升了。这个状态会维持一段时间直到饱和电感L2被电压V3充磁达到饱和后，电流I5会往负向飙升并吸收所有的电流I3，使其无法流到电流I4。电压V3因而变成零，此一电压变化经由电感L1的主要绕组L1a、L1b反射到其终端，致使第一开关S1的端点电压也变成零。

在时间为t2时，于饱和电感L2被饱和后，第一开关S1恢复导通。因为此时第一开关S1的端点电压是零，不会有切换损耗，在时间为t2～t3期间，第一开关S1和第二开关S2同时导通，使得电流I1、I2逐渐增加。大部份的电流I1被逆向的电流I5所抵消，由于线路的对称性，电压V3以及电流I4也变成零。电流I5、I3在这段期间保持一稳定值。

在时间为t3时，第二开关S2断开，电流I2因被中断而反射到电流I1。由于主要绕组L1b的回路被第二开关S2断开，电流I1被迫流到电流I3，进入交流负载电路11以形成一正值的电流I4，电压V3也因而变成正值，令到负向的电流I5以及继而令到正向的电流I4瞬时锐减。随后随着电感L1泄放磁能，电流I1逐渐递减，电流I5也因为正向的电压V3而逐渐变成正值，而电流I3随着电流I1递减，电流I4也随着电流I3、I5而递减。

这个阶段类似t1～t2期间，能量可从输入电压源V的正极端V1直接获得，因而提升了电路的整体转换效率。直到饱和电感L2被电压V3充磁达到饱和后，电流I5会迅速飙升并吸收所有的电流I3，使其无法流到电流I4。电压V3因而变成零，此一电压变化经由电感L1的主要绕组L1a、L1b反射到其终端，致使第二开关S2的电压也变成零。

在时间为t4时，于饱和电感L2饱和后，第二开关S2恢复导通。因为此时第二开关S2的端点电压是零，不会有损耗。此时电路的波形和状态又回到时间为t0时的情况，以后的运作一直循环如同以上有关t0～t4期间所述。

请参考图5，该图为本发明所提供电功率转换电路在低开关导通周期情况时，升压模式且零电压开关操作模式下的波形图。其本质上类似于图4的运作方式，同样把t1到t2以及t3到t4两段时间维持于一足够的长度以便零电压切换，详细运作情形可参考图4，这边就不再赘述。

请参考图6a、图6b，该图为本发明所提供电功率转换电路的另一具体实施例电路图。本实施例使用一隔离变压器T1，该隔离变压器T1具有次级绕组61与一初级绕组63，其中该初级绕组63具有一第一端点631、一第二端点635与一中心抽头端点633。交流负载电路11跨接于该次级绕组61，而电感L1串接于该中心抽头端点633与该正极端V1之间。其运作情形与图1c、图1d相似。

接着，请参阅图7～图8。图7和图8是本发明所提供电功率转换电路在非零电压开关模式情况下的波形图。在非零电压开关操作下，可忽略饱和电感L2和电流I5。

请参阅图7，该图为本发明所提供电功率转换电路在高开关导通周期时，非零电压开关操作模式下的波形图。在高导通周期操作下，电感L1内的返驰能量由交流负载电路11吸收后，使得L1的辅助绕组(连接二极管D3的绕组)没有电流流经，于是电流I6会变成零。详细的运作情形如下：

在时间为t0到t1期间，第一开关S1和第二开关S2同时导通，电流I1、I2逐渐增加，汇流成I7经L1的主要绕组对其充磁。经变压器T1反射后、代表跨越交流负载电路11电压的V3，因被开关S1、S2短路而变成零。经变压器T1反射、供应交流负载电路11的电流I4也变为零。此时流过饱和电感L2的电流I5可被忽略。

当时间为t1时，第一开关S1断开，电流I1被中断逼使流经储能电感L1的电流I7全数进入电流I2、而令其增强。电流I2、I1的差值形成一负向的磁化电流I4，电压V3也因此变成负值。此状态在t0到t1期间一直维持，磁能从电感L1被提取，而电流I2则逐渐递减。

上述的负向电流I4其实是源自电流I7，经第二开关S2回路，由电压源的正端点V1提取，能量是从输入电压源V直接提取。

在时间为t2时，第一开关S1重新导通，此时线路的状态与其操作波形，重复如以上有关t0到t1期间所述。

在时间为t3时，第二开关S2断开，线路的动作亦类似于以上有关t1时期所述。只是电流I7全数进入电流I1、而令电流I4与电压V3都转为正值。能量也是从输入电压源V直接提取。

在时间为t4时，波形和电路的运作方式又回到时间为t0时的状态，以后的运作一直循环如同以上有关t0～t4期间所述。

接着，请参考图8，该图为本发明所提供电功率转换电路在低开关导通周期情况时，非零电压开关操作模式下的波形图。在低开关导通周期操作下，第一开关S1和第二开关S2并不交叉导通(cross-conduct)，因而在电感L1内的返驰能量必须通过整流二极管D3由与其相连的电路所吸收。当线路上存在一直流负载R1时，如图6b所示，把储能电感L1的辅助绕组通过二极管D3跨接于该直流负载R1，以便把返驰能量递送给负载、助长功率输出。不然也可以如图6c所示，把辅助绕组与二极管D3跨接于输入电压源。其运作明细如下：

在t0～t1期间，第一开关S1断开而第二开关S2导通，电压源的正端点V1提供一电压经由储能电感L1的主要绕组及第二开关S2到变压器T1以感应一负向电压V3，并耦合到交流负载电路11。当储能电感L1在上述回路充磁时，电流I2，也就是I7会逐渐增强。供应交流负载电路11的电流I4为负向，也因为电流I5可被忽略而跟随I7的波形变化。此时提供输出的电流I4是源自电压源的正端点V1，能量是直接从输入电压源V提取，而无须经过电磁转换。

当时间为t1时，第二开关S2断开，以致电流I2、I7、I4也被中断。电流I7因被中断而反射到储能电感L1的辅助绕组而成为返驰电流I6。如果饱和电感L2存在，提供交流负载电路的电压V3会因饱和电感L2反驰而于一段短时间内转为正值(如图所示)；但如果饱和电感L2被摘除，则电压V3会逐渐回复为零。这状态在t1到t2的一段时间内一直维持，磁能从电感L1提取，而返驰电流I6则逐渐递减。如同图6b中所示，如果电感L1的辅助绕组经二极管D3耦接于直流负载R1，则返驰电流I6会注入至直流负载R1并使电感L1的排放能量转移输出。但是如同图6a中所示，如果电感L1的辅助绕组经二极管D3耦接于输入电压源V，则返驰电流I6会把电感L1的排放能量回转到输入电路。

在时间为t2时，第一开关S1重新导通，电压源的正端点V1提供一电压经由储能电感L1的主要绕组及开关S1至变压器T1以感应一正向电压V3，并耦合到交流负载电路11。当储能电感L1在上述回路充磁时，电流I1、也就是I7会逐渐增加。供应交流负载电路11的电流I4为正向，也因为电流I5可被忽略而跟随I7的波形变化。此状态在t2到t3一段时间内一直维持，又如以上有关t0到t1一段时间所述，此时提供输出的电流I4是源自电压源的正端点V1，能量是直接从输入电压源V提取，而无须经过电磁转换。

当时间为t3时，第一开关S1断开，电流I1、I7、I4也被中断。电流I7因被中断而反射到储能电感L1的辅助绕组而成为返驰电流I6。如果饱和电感L2存在，提供交流负载电路的电压V3会因饱和电感L2返驰而于一段短时间内转为负值(如图所示)；但如果饱和电感L2被摘除，则电压V3会逐渐回复为零。这状态在t3到t4的一段时间内一直维持，其余工作明细相类于以上有关t1到t2的一段时间所述。

在时间为t4时，波形和电路的运作方式又回到时间为t0时的状态，以后的运作一直循环如同以上有关t0～t4期间所述。

请参阅图9，该图为本发明所提供电功率转换电路在零电压开关操作模式下的波形图。零电压开关以饱和电感L2达成，当第一开关S1和第二开关S2的运作足以维持一段够长的t1到t2以及t3到t4时间时，饱和电感L2会因电压V3而饱和。当饱和电感L2饱和时，所有的电流I4都会被吸收进电流I5，而没有余量留给电流I4，亦没有电流净余给交流负载电路11，进而使电压V3变成零。此一电压变化等效于把第一开关S1与第二开关S2并联，把正处于开路状态的第一开关S1或第二开关S2的端点电压推回零位。此时当处于开路状态的第一开关S1或第二开关S2导通时，由于其两端的电压值为零，不会有切换损耗，因此消除了转换电路的总损失，进而使转换效率提升。

上述的饱和电感L2，虽然如图6a、图6b所示是跨接于变压器T1的初级绕组，也可以跨接于交流负载电路11。因为电磁互感的关系，饱和电感L2可以跨接于变压器T1的任一绕组而起到相同的效用。详细的运作情形如下：

在时间为t0到t1期间，第一开关S1和第二开关S2同时导通，电流I1、I2逐渐增强，汇流成电流I7经电感L1的主要绕组对其充磁。此时饱和电感L2藉其本体电流I5、吸收了大部份的反射电流I4而使得电流I2的流量微弱，由于饱和电感L2的饱和，跨越变压器T1各绕组的电压，以致磁化电流I4也变为零。饱和电感L2的本体电流I5在这段期间会保持一稳定值。

当时间为t1时，第一开关S1断开，电流I1被中断而逼使流经储能电感L1的电流I7全数进入电流I2。电流I2、I1的差值形成一用于提供交流负载电路的负向的磁化电流I4。而交流负载电路的端点电压则经变压器T1反射、形成一跨越饱和电感L2的负向电压V3，把饱和电感L2带离饱和并令其本体电流I5快速衰减。电流I5并传送至磁化电流I4，产生一负向的电流脉冲。

随后随着储存电感L1泄放磁能，电流I7逐渐减少，电流I5也因为负向的电压V3而逐渐转为负值，而电流I2随着电流I7递减，负向电流I4也随着电流I7、I5而递减，上述的负向电流I4其实是源自I7，经第二开关S2回路，由电压源的正端点V1提取，能量是从输入电压源V直接提取。

这个状态会维持一段时间直到饱和电感L2被负向电压V3充磁达至饱和后，电流I5会往负向飙升并抵消所有的电流I2，使其无法产生磁化电流I4，电压V3因而变成零。第一开关S1与第二开关S2也被并联起来，致使第一开关S1的端点电压也变成零。

在时间为t2时，于饱和电感L2饱和后，第一开关S1恢复导通。因为此时第一开关S1的端点电压是零，不会有切换损耗。在时间为t2～t3期间，第一开关S1和第二开关S2同时导通，电流I1、I2逐渐增加，汇流成I7经L1的主要绕组对其充磁。唯因大部份可用电流都被饱和电感L2的负向本体电流I5所吸收、电流I1始终微弱。而由于饱和电感L2饱和之故，跨越变压器T1绕组的电压为零，以致用于提供交流负载的磁化电流I4也变成零。电流I5在这段期间保持一稳定值。

在时间为t3时，第二开关S2断开，电流I2被中断而逼使流经储能电感L1的电流I7全数进入电流I1。电流I2、I1的差值形成一用于提供交流负载电路的正向的磁化电流I4。而交流负载电路的端点电压则经变压器T1反射，形成一跨越饱和电感L2的正向电压V3，把饱和电感L2带离饱和并令其本体电流I5快速衰减。电流I5并传送至磁化电流I4而产生一正向电流脉冲。

随后随着储存电感L1泄放磁能，电流I7逐渐减少，电流I5也因为正向的电压V3而逐渐转为正值，而电流I1随着电流I7递减，正向电流I4也随着电流I7、I5而递减，这个阶段类似t1～t2期间，能量是从输入电压源直接提取。

这个状态会维持一段时间直到饱和电感L2被正向电压V3充磁达至饱和后，电流I5会往正向飙升并抵消所有的电流I1，使其无法产生磁化电流I4，电压V3因而变成零。第一开关S1与第二开关S2也被并联起来，致使第二开关S2的端点电压也变成零。

在时间为t4时，于饱和电感L2饱和后，第二开关S2恢复导通。因为此时第一开关S1的端点电压是零，不会有切换损耗。此时电路的波形和状态又回到时间为t0时的情况，以后的运作一直循环如同以上有关t0～t4期间所述。

请参考图10a、图10b，该图为图6a、图6b的变体。相较于图6a、图6b，图10a、图10b中除了原有的开关S1b(第一开关S1)、S2b(第二开关S2)外，是以额外的开关S1a、S2a取代了隔离变压器T1抽头的功能。其中开关S1a、S1b是连动的，可同时间断开和导通；而开关S2a、S2b是连动的，亦可同时间断开和导通。上述开关以桥接式连接，其运作情形类似于图6a、图6b，请参考有关图6a、图6b以及图7～图9的说明，把第一开关S1以连动开关S1a、S1b取代，且第二开关S2以连动开关S2a、S2b取代即可。

至于图10c、图10d为图10a、图10b的变体。图中的电感L1的主要绕组被分成相互耦合的第一主要绕组和第二主要绕组。第一主要绕组串连地耦接于开关S1a；而第二主要绕组串连地耦接于开关S2a，上述两部份以及开关S1b、S2b以桥接式连接，其运作情形类似图10a、图10b，请参考其有关说明，把主要绕组以上述两主要绕组取代即可。

请参阅图11a、图11b，该图为图1c、图1d的半桥式(half-bridge)变体电路。如图11a、图11b所示，于电路中加入电容C1、C2以形成类似半桥结构。电流I3在流过交流负载电路11和饱和电感L2之后，要经过电容C1、C2才可以回路到输入电压源V。由于电流I3不包含直流成份，在容量足够的前提下，电容C1、C2的存在并不影响电路的运作情况。因此线路的详细运作情形如同以上有关图1c、图1d所述。

类似的半桥式变体亦可以应用在图1a、图1b上，这边不加以赘述，详细运作情形如同以上有关图1a、图1b所述。由于电流I3不包含直流成分，所以在图1a、图1b、图1c、图1d中，也可以在电流I3回路加入单一电容而不影响电路的运作。而这些电路变体的详细运作情况如同以上有关图1a、图1b、图1c、图1d所述。

最后，请参考图12a、图12b，该图为图1a、图1b的单端式(single-ended)变体电路。如图12a所示，电功率转换电路12由一包括有供电的正极端V1和接地端Gnd的输入电压源V提供电力；直流负载电路121可包括有一二极管D1(第一整流二极管)、一电容C3以及一直流负载R1；电感L1包括有相互电磁耦合的一主要绕组以及一辅助绕组；第一开关S1串联地耦接于主要绕组；第二开关S2跨接该直流负载电路；二极管D3(第二整流二极管)串联地耦接于辅助绕组，用以传输储能电感L1在第一开关S1断开时产生的返驰电流I6。其中，第一开关S1、主要绕组和直流负载电路121串联跨接于输入电压源V的两端，当第一开关S1与第二开关S2同时导通时，储能电感L1的主要绕组被跨接于供电端点V1与接地端Gnd之间，电流I1(等同电流I2)流过主要绕组对储能电感L1充磁。而当只有第一开关S1导通时，直流负载电路121经储能电感L1的主要绕组与正极端V1接通，电流I1经过主要绕组流进直流负载电路121；视乎当时线路的工作状态，电流I1可对储能电感L1充磁或放磁。

本图所述的第二整流二极管D3与辅助绕组的串联部份，耦接于输入电压源V两端以使返驰电流I6能传送到输入电压源V。至于图12b，基本上与图12a一样，只是其中第二整流二极管D3与辅助绕组的串联部份是耦接于直流负载RL以使返驰电流I6能传送到直流负载RL。

以上图12a、图12b的工作原理大致相同，请参考图13、图14，其中所用的图号标注皆相互共通，其细节解说如下。

请参考图13，这是高开关导通周期下的波形图，在高开关导通周期下，储能电感L1的返驰能量由直流负载电路所吸收，所以并没有电流流经辅助绕组，返驰电流I6也因而一直为零，其工作细节如下。

在t0～t1期间，第一开关S1与第二开关S2同时导通，电流I1(等同电流I2)流过储能电感L1的主要绕组对L1充磁，并逐渐增强。跨越直流负载电路的电压V3为零、而流进直流负载电路的电流I4也是零。

在时间为t1时，第二开关S2断开，流过它的电流I2被中断，逼使电流I1流进直流负载电路，成为输出电流I4，跨越直流负载电路的电压V3因而建立，此情况在t1～t2期间一直维持，磁能量从储能电感L1提取，而电感电流I1则于此期间递减。由于输出电流I4是从正极端V1经第一开关S1流出，大部份的功率都是直接从输入电压源V提取，此等直接功率不经电磁变换所以并无相关的变换损耗，线路的整体转换效率因而提升。

在时间为t2时，第二开关S2重新导通，此时电路的波形与状态又回复到先前t0的样子，以后的运作一直循环如同以上有关t0～t2期间所述。

在以上的工作模式，输出到直流负载电路的电压V3为正极端V1电压与电感L1主要绕组返驰电压的总和，基本上为一升压模式运作，其传输增益可以从1.0起到任意大的数值范围内变动。

请参考图14，这是低开关导通周期下的波形图，在低开关导通周期下，第一开关S1周期性断开，中断流经电感L1主要绕组的电流I1，其所产生的返驰能量必须由一经第二整流二极管D3连接于辅助绕组的线路所吸收。当线路上存在一直流负载R1时，如图12b所示，把电感L1的辅助绕组通过二极管D3跨接于该直流负载R1，以便把返驰能量递送给直流负载R1，以助长功率输出。或如图12a所示，把辅助绕组与二极管D3跨接于输入电压源V。其运作明细如下：

在t0～t1期间，第二开关S2断开而与第一开关S1导通，来自正极端V1的电压，经第一开关S1与储能电感L1的主要绕组对直流负载电路供电，跨越直流负载电路的电压V3因而建立，当储能电感L1在上述回路充磁时，电流I1逐渐增强，此时流进直流负载电路的电流I4与I1相等。由于输出电流I4从正极端V1直接提取，直接功率在无须经过电磁变换的情况下由输入电压源传送到输出电路。

时间为t1时，第一开关S1断开，流过它的电流I1被中断，经电感反射到辅助绕组形成一返驰电流I6。输出电流I4被中断，输出电压V3被浮置而渐变回零，此情况在t1～t2期间一直维持，磁能从储能电感L1提取，而返驰电流I6则于此期间逐渐递减。如同图12b中所示，如果电感L1的辅助绕组经二极管D3耦接于直流负载R1，则返驰电流I6会注入至直流负载R1并使电感L1的排放能量转移输出。但是如同图12a中所示，如果电感L1的辅助绕组经二极管D3耦接于输入电压源V，则返驰电流I6会把电感L1的排放能量回转到输入电路。

在时间为t2时，第一开关S1重新导通，此时电路的波形与状态又回复到先前t0的样子，以后的运作一直循环如同以上有关t0～t2期间所述。

在以上的工作模式，储能电感L1的充磁电流I1流经负载电路，有如降压转换模式，在如图12b的实施例里，就连储能电感L1的返驰电流I6也是流进直流负载，根本就是一个降压转换器，其传输增益可以从零到一之间的数值范围内变动。

通过以上实例详述，当可知悉本发明的电功率转换电路，是一种具有宽范围可变传输增益的单级DC/DC电功率转换电路，该电路的传输增益可在一宽范围内任意变动，且在宽范围的中间值时，大部份的电力会从输入端不经电磁变换而直接传送到输出端，从而避免遭受电磁变换所带来的损耗，如此在常态的操作情况下，能提供更好的转换效率。

当然，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (27)

1.一种电功率转换电路，其特征在于，包括有：

一输入电压源，具有一供电端及一接地端；

一直流负载电路，包括一第一整流二极管以及一直流负载，其中该第一整流二极管串联地耦接于该直流负载；

一电感，具有一主要绕组和一辅助绕组；

一第一开关，与该主要绕组以及该直流负载电路串联，以形成一第一开关电感串联；

一第二开关，跨接于该直流负载电路；以及

一第二整流二极管，串联地耦接于该辅助绕组，以形成一电感二极管串联，其中该第二整流二极管的极向配置得使该第一开关或该第二开关断开时所引发的电感返驰电流顺向导通；

其中，该第一开关电感串联跨接于该输入电压源的两端，当该第一开关导通时，该第一整流二极管顺向偏置，允许电流从该输入电压源传送至该直流负载电路。

2.根据权利要求1所述的电功率转换电路，其特征在于，该输入电压源跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

3.根据权利要求1所述的电功率转换电路，其特征在于，该直流负载跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

4.一种电功率转换电路，其特征在于，包括有：

一输入电压源，其具有一供电端、一回路端；

一变压器，其具有一次级绕组与一初级绕组，其中该初级绕组具有一第一端点、一第二端点以及一中心抽头端点；

一交流负载电路，跨接于该次级绕组上；

一电感，包括一主要绕组和一辅助绕组，其中该主要绕组串接于该中心抽头端点与该供电端之间；

一第一开关，串接于该回路端与该第一端点之间；

一第二开关，串接于该回路端与该第二端点之间；以及

一整流二极管，串联于该辅助绕组，以形成一电感二极管串联，其中该整 流二极管的极向配置得使该第一开关或该第二开关断开时所引发的电感返驰电流顺向导通；

其中，当该第一开关和该第二开关导通时，该输入电压源对该电感进行充磁。

5.根据权利要求4所述的电功率转换电路，其特征在于，还包括一饱和电感跨接于该交流负载电路。

6.根据权利要求4所述的电功率转换电路，其特征在于，该输入电压源跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

7.根据权利要求4所述的电功率转换电路，其特征在于，该交流负载电路包括一整流电路以及一直流负载，该直流负载耦接于该整流电路。

8.根据权利要求7所述的电功率转换电路，其特征在于，该直流负载跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

9.一种电功率转换电路，其特征在于，包括有：

一输入电压源，其具有一正极端、一负极端以及一接地端；

一交流负载电路，具有一第一端点与一第二端点，其中该第二端点耦接于该接地端；

一电感，包括一第一主要绕组、一第二主要绕组和一辅助绕组；

一第一开关，与该第一主要绕组串联，以形成一第一开关电感串联；

一第二开关，与该第二主要绕组串联，以形成一第二开关电感串联；以及

一整流二极管，串联于该辅助绕组，以形成一电感二极管串联，其中该整流二极管的极向配置得使该第一开关或该第二开关断开时所引发的电感返驰电流顺向导通；

其中，该第一开关电感串联耦接于该第一端点与该正极端之间、该第二开关电感串联耦接于该第一端点以及该负极端之间，当该第一开关和该第二开关导通时，该输入电压源对该电感进行充磁。

10.根据权利要求9所述的电功率转换电路，其特征在于，该交流负载电路的该第二端点经由一电容耦接于该正极端、该负极端或该接地端。

11.根据权利要求9或10所述的电功率转换电路，其特征在于，该交流负载电路包括有一隔离变压器。

12.根据权利要求9或10所述的电功率转换电路，其特征在于，还包括 一饱和电感跨接于该交流负载电路。

13.根据权利要求9或10所述的电功率转换电路，其特征在于，该输入电压源跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

14.根据权利要求9或10所述的电功率转换电路，其特征在于，该交流负载电路包括一整流电路以及一直流负载，该直流负载耦接于该整流电路。

15.根据权利要求14所述的电功率转换电路，其特征在于，该直流负载跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

16.一种电功率转换电路，其特征在于，包括有：

一输入电压源，其具有一供电端、一回路端；

一交流负载电路，具有一第一端点与一第二端点；

一电感，包括一主要绕组以及一辅助绕组，其中该主要绕组的一端耦接于该供电端；

一第一开关，串接于该交流负载电路的该第一端点与该主要绕组的另一端之间；

一第二开关，串接于该交流负载电路的该第二端点与该主要绕组的所述另一端之间；

一第三开关，串接于该交流负载电路的该第二端点与该回路端之间；

一第四开关，串接于该交流负载电路的该第一端点与该回路端之间；以及

一整流二极管，串联于该辅助绕组，以形成一电感二极管串联，其中该整流二极管的极向配置得使该第一开关、该第二开关、该第三开关或该第四开关断开时所引发的电感返驰电流顺向导通。

17.根据权利要求16所述的电功率转换电路，其特征在于，该交流负载电路包括有一隔离变压器。

18.根据权利要求16所述的电功率转换电路，其特征在于，还包括一饱和电感跨接于该交流负载电路。

19.根据权利要求16所述的电功率转换电路，其特征在于，该输入电压源跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

20.根据权利要求16所述的电功率转换电路，其特征在于，该交流负载电路包括一整流电路以及一直流负载，该直流负载耦接于该整流电路。

21.根据权利要求20所述的电功率转换电路，其特征在于，该直流负载 跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

22.一种电功率转换电路，其特征在于，包括有：

一输入电压源，其具有一供电端、一回路端；

一交流负载电路，具有一第一端点与一第二端点；

一电感，包括一第一主要绕组、一第二主要绕组和一辅助绕组；

一第一开关，串接于该第一主要绕组，以形成一第一开关电感串联；

一第二开关，串接于该第二主要绕组，以形成一第二开关电感串联；

一第三开关，串接于该交流负载电路的该第二端点与该回路端之间；

一第四开关，串接于该交流负载电路的该第一端点与该回路端之间；以及

一整流二极管，串联于该辅助绕组，以形成一电感二极管串联，其中该整流二极管的极向配置得使该第一开关、该第二开关、该第三开关或该第四开关断开时所引发的电感返驰电流顺向导通；

其中，该第一开关电感串联耦接于该交流负载电路的该第一端点与该供电端之间，该第二开关电感串联耦接于该交流负载电路的该第二端点与该供电端之间。

23.根据权利要求22所述的电功率转换电路，其特征在于，该交流负载电路包括有一隔离变压器。

24.根据权利要求22所述的电功率转换电路，其特征在于，还包括一饱和电感跨接于该交流负载电路。

25.根据权利要求22所述的电功率转换电路，其特征在于，该输入电压源跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。

26.根据权利要求22所述的电功率转换电路，其特征在于，该交流负载电路包括一整流电路以及一直流负载，该直流负载耦接于该整流电路。

27.根据权利要求26所述的电功率转换电路，其特征在于，该直流负载跨接于该电感二极管串联，用以吸收从该辅助绕组传递的功率。 

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