CN101641923B - 估计信噪比的方法、调节反馈信息传输的方法、使用所述方法的自适应调制和编码方法，及其收发信机 - Google Patents

Abstract

公开了一种通过考虑用户移动性来估计信噪比的方法、一种调节反馈信息传输的方法、一种使用所述方法的自适应调制和编码方法，及其收发信机。本发明包括：分别地使用顺序地接收的第一和第二码元来测量第一信道参数和第二信道参数；使用第一和第二信道参数、考虑到在第一和第二信道参数的测量之间的时间延迟，来估计信道质量；以及，如果在第一和第二信道参数的变化等于或者大于规定阈值，则传送关于所估计的信道质量的信息。因此，本发明减小了由于信道质量估计中的时间延迟而引起的性能降低和反馈开销。

Description

估计信噪比的方法、调节反馈信息传输的方法、使用所述方法的自适应调制和编码方法,及其收发信机

技术领域

本发明涉及一种自适应调制和编码方法，并且更加具体地涉及一种通过考虑用户移动性来估计信噪比的方法、一种调节反馈信息传输的方法、一种使用所述方法的自适应调制和编码方法，及其收发信机。

背景技术

通常，在第三代无线移动通信系统的标准中包括的内容之一是自适应调制和编码(AMC)方案。为此，能够参考3GPP TR 25.848 V4.0.0(2001-03)“3rd Generation Partnership Project；Physical layer aspectsof UTRA High Speed Downlink Packet Access(第3代合作工程；UTRA高速下行链路分组接入的物理层方面)”(可从http://www.3gpp.org得到)。

AMC方案是用于根据信道状态而动态地改变调制和编码方案(MCS)的方案。通常，接收机观察信道状态以选择适当的MCS并且然后向发射机反馈所选择的适当MCS。根据AMC方案，能够在一定程度上补偿由于多径衰减或者用户运动而引起信道质量的变化。

在确定MCS时使用的通用准则中的一种是估计信道质量。通过估计信道质量，选择在目标QoS(服务质量)的限制下使得数据速率能够被最大化的最佳MCS。通常，信噪比(在下文中简称SNR)被频繁地用作信道质量。关于SNR估计的示例，能够参考David R.Pauluzzi、Norman C.Beaulieu的A comparison of SNR estimation techniques forthe AWGN channel(用于AWGN信道的SNR估计技术的比较)，IEEETrans.on Comm.，vo1.48，no.10，pp.1681-1691，Oct.2000。

为了提高AMC方案的效率，需要信道质量的准确估计和稳定的反馈信道路径。所以，信道质量的准确估计对于高效的AMC方案是必要的。

通常，在接收机的信道信息和发射机的信道信息之间存在时间延迟。另外，在具有较大用户移动性的信道环境中，由于时间延迟，接收机当前地估计的信道路径可能不同于将由发射机传送的信道路径。例如，当前位于开放空间中的用户可能进入建筑物之间的拥挤空间。

所以，为了提高AMC方案的性能，在具有用户移动性的信道环境中需对信道信息的时间延迟进行补偿。

同时，在每次数据被传送时从接收端接收包括信道状态和用户移动速度等的反馈信息的情形中，用于通过反馈增强系统性能的方案(包括AMC)通常提供最大性能。然而，如果在每一传输时传送反馈信息，则反馈信道过载。具体地，不能够在多址系统中有效地分布信道资源。

为了解决这个问题，相关技术已经提出一种方案，用于根据预设循环执行反馈而不考虑信道状态。

然而，即便信道或者用户移动速度未被显著改变，这种方案也必须以预定循环计算并且传送反馈信息。所以，不必要的负载被给予接收端反馈信道。

而且，即便信道或者用户移动速度被显著改变，相关技术方案也不能够接收反馈信息，除非达到规定循环。所以，使用前面的反馈信息将会引起系统性能降低。

所以，请求一种方法，该方法通过保持发射端的吞吐量而将反馈信息大小有效地降低为小于相关技术的反馈信息大小。

发明内容

技术方案

据此，本发明涉及一种通过考虑用户移动性来估计信噪比的方法、一种调节反馈信息传输的方法、一种使用所述方法的自适应调制和编码方法，及其收发信机，它们基本消除了由于相关技术的限制和缺点而产生的一个或者多个问题。

本发明的一个目的在于提供一种信噪比估计方法和一种使用所述方法的自适应调制和编码方法，由此由于用户移动性而引起的信道信息的延迟时间得以考虑。

本发明的另一个目的在于提供一种通过考虑用户移动性来估计信噪比的方法、一种调节反馈信息传输的方法、一种使用所述方法的自适应调制和编码方法，及其收发信机和接收机，由此以避免盲反馈传输和仅当满足预定条件时才执行反馈传输的方式降低反馈开销，并使得对系统性能的影响最小化。

通过本发明的方法，以对存在用户移动性的环境中可能产生的性能降低进行补偿的方式提供一种增强的自适应调制和编码方法。

本发明另外的特征和优点将在随后的说明中阐述，并且部分地根据本说明将是明显的，或者可以通过本发明的实践而被领会。通过在书面说明及其权利要求以及附图中特别指出的结构可以实现并且获得本发明的目的和其它优点。

为了实现这些和其它优点并且根据本发明的目的，如在这里体现和一般性地描述的，根据本发明，一种自适应调制和编码方法，其中在考虑用户移动性的信道环境中应用自适应调制和编码(AMC)，该方法包括：分别地使用顺序地接收的第一和第二码元测量第一信道参数和第二信道参数，使用第一和第二信道参数、考虑到在第一和第二信道参数的测量之间的时间延迟来估计信道质量，以及，如果在第一和第二信道参数之间的信道参数变化等于或者大于规定阈值则传送关于所估计的信道质量的信息。

优选地，第一和第二信道参数是分别地经由至少一个或者多个子载波接收到的第一和第二码元的每子载波信噪比的平均值。

优选地，通过考虑信道扰动变化来估计考虑时间延迟的信道质量。

优选地，自适应调制和编码方法进一步包括根据所述变化调节阈值。

更加优选地，以如下方式执行所述调节阈值：如果所述变化增大则递减阈值，或者如果所述变化减小则递增阈值。

为了进一步实现这些和其它优点并且根据本发明的目的，一种估计信噪比的方法包括：通过接收由子载波携带的第一信号来发现关于子载波的第一信道信息，在发现第一信道信息之后通过接收由子载波携带的第二信号来发现关于子载波的第二信道信息，以及，通过使用第一和第二信道信息、考虑在第一和第二信道信息之间的时间延迟来估计信道的信噪比(SNR)。

为了进一步实现这些和其它优点并且根据本发明的目的，一种自适应调制和编码方法，其中根据信道质量自适应地决定调制和编码方案，该方法包括：接收码元，通过使用经由所述码元估计的信道信息、考虑用于传送所述码元的信道的时间延迟来估计信道质量，以及，经由所估计的信道质量决定该码元的调制和编码方案。

为了进一步实现这些和其它优点并且根据本发明的目的，一种接收机包括：信道估计器，其使用经由天线接收到的码元来发现信道信息；信道质量估计器，其通过使用信道信息、考虑用于传送码元的信道的时间延迟来估计信道质量；和控制器，其根据信道质量决定调制和编码方案。

为了进一步实现这些和其它优点并且根据本发明的目的，一种自适应反馈信息调节方法，其中由通信系统的接收端自适应地调节反馈信息量，该方法包括：通过测量信道状态来确定信道参数，使用所确定的信道参数和在前确定的信道参数来计算信道参数变化，以及，如果信道参数变化大于预设阈值，则向发射端传送规定的反馈信息。

优选地，所述自适应反馈信息调节方法进一步包括通过考虑信道参数变化来调节阈值。

在此情形中，信道参数指的是包括至少一个信道状态相关测量值以定量地代表信道状态的参数。具体地，该信道参数包括包含以下的信道状态相关测量值中的至少一个：信道功率、SNR、SINR等，或者包括通过组合至少一个或者多个测量值而产生的值。

为了进一步实现这些和其它优点并且根据本发明的目的，一种调节通信系统中的反馈信息量的、位于通信系统中的收发信机，包括：测量模块，通过测量信道状态来确定信道参数；比较模块，使用所确定的信道参数和在前确定的信道参数来计算信道参数变化，如果信道参数变化大于预设阈值，则该比较模块传送反馈传输控制信号；和反馈模块，如果接收到反馈传输控制信号，则传送规定的反馈信息。

优选地，该比较模块通过考虑所计算的信道参数变化来调节阈值。

优选地，该收发信机进一步包括反馈调节模块，该反馈调节模块通过将预设阈值改变为特定阈值来调节反馈信息量。

应该理解，前面的总体说明和下面的详细说明均为示例性和解释性的，并且旨在对如所要求保护的本发明提供进一步的解释。

有利效果

据此，本发明提供下面的效果或者优点。

首先，本发明对由于用户移动性而引起的信道的时间延迟进行补偿，由此增强系统性能。并且，本发明减小了在具有用户移动性的信道环境中由于时间延迟而引起的在实际信道质量和所估计的信道质量之间的差异。因此，本发明确定最佳MCS水平并且防止AMC方案的性能降低。

第二，仅当满足预定条件时，本发明才执行反馈传输。所以，本发明节约了反馈信道的资源，同时发射端的数据速率几乎保持不受影响。并且，本发明能够通过考虑用户移动性而改变反馈情况，由此实现来自发射端的最佳数据速率。

因此，本发明提供一种增强的AMC方案，其中能够防止在具有用户移动性的环境中由于信道质量信息的不准确性和不必要的反馈传输而引起的性能降低。

附图说明

附图被包括以提供对本发明的进一步理解并且被结合在本说明书中并且构成它的一个部分，该附图示出本发明的实施例并且与说明书一起用于解释本发明的原理。

在附图中：

图1是根据本发明一个实施例的增强自适应调制和编码方案的流程图；

图2是根据本发明一个实施例的发射机的框图；

图3是根据本发明一个实施例的接收机的框图；

图4是根据本发明一个实施例、决定自适应调制和编码方案的方法的流程图；

图5是SNR对数据速率(实际吞吐量(goodput))的仿真结果的图表；

图6是SNR对BER的仿真结果的图表；

图7是根据本发明另一实施例的发射机的框图；

图8是根据本发明一个实施例的通信系统中的发射机的框图；

图9是根据本发明一个实施例的通信系统中的接收机的框图；

图10是根据本发明一个实施例的反馈信息调节方法的流程图；

图11是关于由本发明降低的反馈信息量的图表；

图12是用于在本发明的通信系统和相关技术通信系统之间比较的发射机吞吐量的图表；

图13是根据本发明一个实施例的反馈信息传输方法的流程图；

图14是根据本发明另一个实施例的接收机的框图；

图15是关于根据本发明另一个实施例任意地调节反馈信息量的情形的图表；以及

图16是在反馈信息量调节之前和之后的发射机吞吐量比较的图表。

具体实施方式

现在将详细地参考本发明的优选实施例，其示例在附图中被示出。

首先，下面的技术能够被应用于各种通信系统。该通信系统被广泛部署用以提供各种通信服务，包括音频、分组数据等。

该技术可用于下行链路和/或上行链路。下行链路指的是从基站(在下文中简称BS)到移动站(在下文中简称MS)的通信，并且上行链路指的是从移动站(MS)到基站(BS)的通信。

基站通常表示用以与移动站进行通信的固定站。并且，基站能够被称作诸如节点-B、BTS(基站收发系统)、接入点等的术语。

移动站是固定的或者移动的，并且能够被称作诸如用户设备(UE)、用户终端(UT)、订户站(SS)、无线设备等的术语。

在下面的说明中解释的技术能够被应用于包括OFDM(正交频分复用)系统等的各种多载波通信系统。在OFDM中，总系统带宽被分隔成具有正交性的多个子载波。在此情形中，子载波能够被称作子带(sub-band)、音调(tone)等。

在下面的说明中解释的发射机/接收机能够是能够执行发射和接收这两个功能的收发信机。然而，为了清楚地解释数据传输，负责数据发射的一方被称为发射机，并且负责数据接收的另一方被称为接收机。在下行链路中，发射机能够是基站的一个部分，并且接收机能够是移动站的一个部分。

另外，基站能够包括多个接收机和多个发射机。并且，移动站能够包括多个接收机和多个发射机。

下文会解释根据本发明一个实施例的增强自适应调制和编码方案。

图1是根据本发明一个实施例的增强自适应调制和编码方案的流程图。

根据这个实施例的增强调制和编码(在下文中称为AMC)方案被提供，用以在考虑用户移动性的信道环境中对相关技术AMC方案的性能降低进行补偿。为此，这个实施例主要增强了如下的下面两个部分。

首先，通过考虑传输时间延迟来估计信道质量，以防止由于用于信道质量信息的所接收码元的传输时间而使得性能被时间延迟降低。

第二，并不以预设周期无条件地传送估计信道质量信息。而是仅当信道变化超过预定水平时才反馈信道质量信息。所以，能够减少反馈开销。

参考图1，在步骤S101中，使用顺序地接收到的码元测量或者计算相继的信道参数。在此情形中，信道参数指的是包括至少一个信道状态相关测量值以定量地代表信道状态的参数。具体地，信道参数包括诸如SNR、SINR等的信道状态相关测量值中的一个，或者包括通过组合以上的至少一个或者多个测量值而产生的值。

在步骤S101中，例如，接收端使用顺序地接收的第一和第二码元来测量第一信道参数和第二信道参数。在此情形中，第一/第二信道参数能够是经由至少一个子载波接收到的第一码元和第二码元的各自的每子载波SNR的平均值，这并不限制本发明。

在第二步骤102中，已经测量了相继信道参数的接收端通过考虑由于码元传输引起的时间延迟来测量信道质量。具体地，使用在步骤S 101中测量的第一和第二信道参数，通过考虑在第一和第二信道参数的测量之间的时间延迟来估计信道质量。

优选地，如在前面的说明中所述，能够通过另外地考虑信道扰动变化来估计对时间延迟加以考虑的信道质量信息。

在步骤S103中，接收端根据在步骤S102中测量的信道参数之间的差异来决定是否反馈在步骤S102中估计的信道质量信息。

具体地，如果在前述示例中在第一和第二信道参数之间的信道参数变化等于或者大于规定阈值，则接收端可以传送所估计的信道质量信息。在此情形中，本发明的一个优选实施例能够进一步包括根据信道参数变化来调节阈值的步骤。并且，能够以如下方式执行阈值的调节：如果信道参数变化增大则降低阈值，或者如果信道参数变化减小则提高阈值。

在以上实施例中，例如，接收端执行步骤S102中的考虑时间延迟的信道质量估计和步骤S103中的根据信道参数变化程度的反馈信息决定。

可替代地，步骤S102和S103能够由接收端或者发射端分开地执行。例如，能够由接收端以根据所接收的码元测量信道参数并且然后使用所测量信道参数的方式而直接地执行步骤S102中的在估计信道质量信息时的时间延迟考虑。可替代地，接收端仅仅根据所接收的码元执行信道参数的测量并且将信道参数反馈到发射端。发射端然后通过使用所反馈的信道参数、考虑时间延迟来估计信道质量信息。

并且，在步骤S103中根据信道参数变化程度的反馈信息的调节能够是在以上示例中估计的信道质量信息或者经由所接收的码元本身而测量的信道参数的调节。

所以，如下详细地解释用于配置以上解释的实施例的相应步骤的方法。

首先，解释根据本发明一个实施例、通过考虑时间延迟来估计信道质量信息的方法。为此，解释用于本实施例的发射机和接收机。

图2是根据本发明一个实施例的发射机的框图。

参考图2，根据本发明一个实施例的发射机100包括：信道编码器110、码元映射器120、IFFT(快速傅立叶反变换)单元130、AMC(自适应调制和编码)控制器160和接收电路180。

信道编码器110接收信息比特流并且然后在AMC控制器160的控制下利用编码方案对所接收的信息比特流进行编码以产生已编码数据。在此情形中，信息比特能够包括文本、音频、视频和其它数据。信道编码器110将诸如CRC(循环冗余校验)的差错检测比特添加到所述信息比特，并且还能够增加用于误差校正的冗余比特。并且，误差校正码能够包括Turbo码。Turbo码是将信息比特作为系统比特而包括的系统码。在具有码率(code rate)1/3的Turbo码的情形中，两个奇偶比特被分配给一个系统比特。然而，误差校正码不限于turbo码并且本发明的技术思想能够被应用于LDPC(低密度奇偶校验码)、卷积码等。并且，信道编码器能够包括信道交织器(在图中未示出)，用于以将已编码数据混合的方式降低从信道产生的噪声效果。

在AMC控制器160的控制下，码元映射器120通过利用调制方案对信息比特流的已编码数据进行调制，来提供已调制码元。具体地，码元映射器120根据振幅和相位星座图将已编码数据映射到已调制码元，从而示意位置。

IFFT单元130对输入码元执行IFFT从而转换成时域采样(OFDM码元)。在此情形中，输入到IFFT单元130的码元不仅能够包括已编码数据的已调制码元，而且还包括分开地调制的导频码元。导频码元能够是发射机100和接收机200这两者在前已知的数据。对输入的信息比特的已调制码元和导频码元的排列没有任何限制，并且能够以各种方式作出该排列。

CP插入模块将CP(循环前缀)插入时域码元。在此情形中，CP能够被称为保护间隔。通过去除ISI(码元间干扰)，CP将频率选择性信道改变成平坦衰减信道。从CP插入模块140输出的采样信号被转换成模拟信号并且然后经由天线190被传送。

接收电路180经由天线190接收由接收机200传送的信号。接收电路180将所接收的信号数字化并且然后将其发送到AMC控制器160。

AMC控制器160控制发射机100的总体操作。AMC控制器160根据所确定的MCS(调制和编码方案)为信道编码器110提供编码方案，并且还为码元映射器120提供调制方案。在此情形中，编码方案能够是码率，并且调制方案能够是调制尺寸。

AMC控制器160从自接收电路接收到的信号提取信息。用于提取信息的操作包括普通解调和解码。所提取的信息可以包括MCS水平的索引。

关于MCS水平的索引的查找表存储于存储器中。在表1中示出MCS查找表的示例。

[表1]

索引	调制	码率
			1	QPSK	1/3
2	QPSK	1/2
			3	QPSK	2/3
4	QPSK	3/4
			5	16QAM	1/3
6	16QAM	1/2
			7	16QAM	2/3
8	16QAM	3/4
			9	64QAM	1/3
10	64QAM	1/2
			11	64QAM	2/3
12	64QAM	3/4

表1只是示例性的。并且，根据索引数目和每一个索引的调制方案和编码方案能够改变。例如，调制方案不受限制并且能够包括m-PSK(m-四相移相键控)或者m-QAM(m-正交调幅)。例如，m-PSK能够包括QPSK、BPSK或者8-PSK。并且，m-QAM能够包括16-QAM、64-QAM或者256-QAM。

所决定的编码方案和所决定的调制方案能够被相同地应用于所有的子载波。并且，在总传输功率的限制下，功率能够被相同地施加到所有的子载波。

AMC控制器160根据MCS水平决定编码方案和调制方案并且然后通过所决定的编码和调制方案控制信道编码器110和码元映射器120。信道编码器110输出由所选择的编码方案编码的数据。并且，码元映射器120通过所选择的调制方案来映射经编码的数据。

图3是根据本发明一个实施例的接收机的框图。

参考图3，根据本发明一个实施例的接收机200包括CP删除模块210、FFT单元220、信道估计器230、码元解映射器240、信道解码器250、控制器260、信道质量估计器270和发射电路280。

经由天线290接收到的信号被数字化。并且，通过CP删除模块210从信号中删除CP。通过FFT单元220对已删除CP的采样进行FFT从而将其转换成频域上的码元。

信道估计器230通过从FFT单元220的输出提取导频码元来估计信道信息。在此情形中，信道信息能够包括信道的估计响应H或者对应于在以上解释的本发明实施例的信道参数中包括的概念。

均衡器235使用所估计的信道信息来均衡码元。

码元解映射器240受到控制器260的解调信号的控制以将码元再次解映射成已编码数据。由控制器260提供的解调方案对应于由AMC控制器160提供给码元映射器120的调制方案。

信道解码器250受到控制器260的解码信号的控制以对已编码数据进行解码。信道解码器250输出估计的数据比特。在此情形中，由控制器260提供的解码方案对应于由AMC控制器160提供给信道编码器110的编码方案。

控制器260控制接收机200的总体操作，并且通过由信道质量估计器270估计的信道质量而选择能够在目标误差率的限制下最大化数据速率的MCS水平。

能够在存储器265中存储连结曲线表(link curve table)。连结曲线表是使用根据由系统使用的调制方案和码率的仿真结果、具有满足目标FER限制的信道质量的阈值的表格。并且，控制器260确定对应于满足估计信道质量的信道质量的阈值的最大MCS水平。

并且，能够在存储器265中存储关于MCS水平的查找表。该查找表可以与在发射机100的存储器165中存储的查找表相同。控制器260通过根据所确定的MCS水平参考查找表来确定MCS水平的索引。

发射电路280从控制器270被提供有MCS水平的索引并且然后经由天线290将所提供的MCS水平的索引传送到发射机。即，通过仅仅反馈MCS水平的索引，输送信道的负载被最小化。

信道质量估计器270考虑关于信道的时间延迟的影响并且利用信道估计器230而使用信道信息来估计信道质量。在此情形中，信道质量能够包括信噪比(SNR)。

图4是根据本发明一个实施例、决定自适应调制和编码方案的方法的流程图。

参考图4，使用信道信息来估计信道质量(S301)。在此情形中，信道质量能够对应于SNR。并且，能够以考虑时间延迟的方式利用公式发现SNR。

[公式1]

$\mathrm{SNR}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}({\left|\stackrel{\‾}{H_n}\right|}^2{E}_s/{\mathrm{\σ}}_n^2)$

在公式1中，“N”示意子载波的数目(N≥1)，“H_n”示意关于第n个子载波的考虑时间延迟的信道信息，“E_s”示意平均信号能量，并且“σ_n ²”示意噪声能量。在如OFDM的使用多个子载波的情形中，SNR能够对应于关于多个子载波的SNR的平均SNR。

根据本发明的一个实施例，能够使用在前传输的信道信息和当前传输的信道信息而利用公式2发现考虑时间延迟的信道信息H_n。

[公式2]

${\left|\stackrel{\‾}{H_n}\right|}^2=\frac{{\left|H_n^k\right|}^2+{\left|H_n^{k-1}\right|}^2}{2}$

在公式2中，“H_n ^k-1”示意关于在前传输的第n个子载波的信道信息(第一信道信息)，并且“H_n ^k”示意关于当前传输的第n个子载波的信道信息(第二信道信息)。

如果在公式1中代入公式2，则能够利用公式3发现SNR。

[公式3]

$\mathrm{SNR}=\frac{1}{N}(\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|H_n^k\right|}^2+{\left|H_n^{k-1}\right|}^2}{2}{E}_s/{\mathrm{\σ}}_n^2)$

在本实施例中，在前传输的信道信息被存储在存储器265中以被用于发现当前信道的SNR。具体地，使用当前传输的信道信息和在前传输的信道信息两者估计信道质量。所以，能够更加准确地估计未来信道质量并且还能够补偿信道的时间延迟。

在具有大的用户移动性的信道状态中，关于每一传输，信道信息可以不同。特别地，尽管在在前传输的信道信息和当前传输的信道信息之间存在大的差异，如果仅仅使用当前信道信息确定MCS水平，则AMC方案的性能可能显著降低。

所以，能够通过使用在前信道信息和当前信道信息两者估计信道质量而预测未来信道质量。尽管用户移动性增加，仍然能够以以在未来调制和编码方案上反映估计的信道质量的方式减小性能降低。

对于在前信道信息，能够使用关于所有子载波的一个平均值。在此情形中，能够利用公式4发现考虑时间延迟的信道信息Hn。

[公式4]

${\left|{\stackrel{\‾}{H}}_n\right|}^2=\frac{{\left|H_n^k\right|}^2+{\left|H_{\mathrm{av}.q}^{k-1}\right|}^2}{2}$

在公式4中，它是 ${\left|H_{\mathrm{av}.q}^{k-1}\right|}^2=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|H_m^{k-1}\right|}^2.$ 因此，在使用一个平均值作为在前信道信息的情形中，与存储用于全部子载波的在前信道信息相比，能够将存储器265的存储尺寸降低到更小。

另外，能够不仅考虑在前信道信息，而且还考虑更往前的在前信道信息。例如，能够使用更往前的在前信道信息(H_n ^k-2、H_n ^k-3，等)以及H_n ^k-1来发现考虑时间延迟的信道信息H_n。考虑多个在前信道信息的情形被表示成公式5。

[公式5]

${\left|H_n\right|}^2=\frac{{\left|H_n^k\right|}^2+\underset{m=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|H_n^{k-m}\right|}^2}{L+1}$

在公式5中，“L”示意在前信道信息的数目。通过使用当前信道信息和多个在前信道信息(H_n ^k-2，H_n ^k-3，等)发现H_n，也能更加准确地估计信道质量，尽管用户移动性增加。所以，能够在决定MCS时反映估计的信道质量。

在公式4或者公式5中，对于每一个信道信息取简单平均值。作为替代，能够对每一个信道信息赋予权重。这能够被表示成公式6。

[公式6]

${\left|H_n\right|}^2={\mathrm{\ω}}_0{\left|H_n^k\right|}^2+\underset{m=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}_m{\left|H_n^{k-m}\right|}^2$

在公式6中，“w”示意关于每一个信道信息的权重并且满足“ $\underset{m=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ω}}_m=1$ ”。权重能够被不同地调节以对应于信道环境。并且，能够针对每一个用户改变权重。

根据另一个实施例，能够使用信道扰动变化而利用公式7发现考虑时间延迟的信道信息H_n。

[公式7]

${\left|{\stackrel{\‾}{H}}_n\right|}^2={\left|H_n\right|}^2+(1-{\left|\mathrm{\ρ}\right|}^2){\mathrm{\σ}}_h^2$

在公式7中，“H_n”示意关于第n个子载波的信道信息并且“σ_h ²”示意信道的平均能量。并且，“ρ”是通过在时变信道环境中考虑多普勒频率f_d和时间延迟τ_d而使用贝塞尔函数发现的变量，并且能够被表达成ρ＝J_o(2πf_dτ_d)。如果用户移动性增加，则“ρ”的值趋于减小。并且，“ρ＝1”示意理想信道信息。

如果在公式1中代入公式7，则能够利用公式8发现SNR。

[公式8]

$\mathrm{SNR}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{Q}}\left(({\left|H_n\right|}^2+(1-{\left|\mathrm{\ρ}\right|}^2){\mathrm{\σ}}_h^2)\frac{E_s}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\right)$

通过根据增加的用户移动性而改变的变量ρ，能够在信道质量估计上反映用户移动性。所以，能够补偿由于信道的时间延迟而引起的错误变化因素。

根据进一步的实施例，考虑时间延迟的信道信息H_n能够与在前传输的信道信息一起地考虑信道扰动变化。这被表示成公式9。

[公式9]

${\left|{\stackrel{\‾}{H}}_n\right|}^2=\frac{{\left|H_n\right|}^2+{\left|H_n^{k-1}\right|}^2}{2}+(1-{\left|\mathrm{\ρ}\right|}^2){\mathrm{\σ}}_h^2$

如果在公式1中代入公式9，则能够利用公式10发现SNR。

[公式10]

$\mathrm{SNR}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}((\frac{{\left|H_n\right|}^2+{\left|H_n^{k-1}\right|}^2}{2}+(1-{\left|\mathrm{\ρ}\right|}^2){\mathrm{\σ}}_h^2)E_s/{\mathrm{\σ}}_n^2$

再次参考图4，在完成信道质量估计之后，将估计的信道质量与连结曲线表相比(S320)。

随后，确定适用于给定目标误差率的、能够最大化数据速率的MCS水平(S330)。

所确定的MCS水平的索引被发现并且然后被反馈给发射机100。

发射机100然后从MCS水平的索引决定将被传送的码元的编码和调制方案。

虽然以上说明涉及用于通过将全部子载波的SNR平均化来确定一个MCS水平的方案，它能够通过分类一些子载波的SNR而执行估计。具体地，将子载波分组成多个子带组、估计关于每一个子带组的信道质量，并且然后确定关于每一个子带组的MCS水平。

图5是SNR对数据速率(实际吞吐量)的仿真结果的图表。利用公式10的SNR估计用于信道质量。“2CH”示意使用当前信道信息和之前信道信息的情形。“3CH”示意使用当前信道信息、在前信道信息和在在前信道信息之前的信道信息的情形。并且，“4CH”示意使用当前信道信息和在序列中在当前信道信息之前的四个在前信道信息的情形。而且，“0.8ρ”示意使用“ρ＝0.8”。

参考图5，即便用户移动性增加，本发明也对时间延迟进行补偿。所以，系统的数据速率增加。因为使用更多的在前信道信息，补偿程度得以提高。

图6是SNR对BER(比特误差率)仿真结果的图表。关于信道质量，使用利用公式10的SNR估计。“2CH”示意使用当前信道信息和在前信道信息的情形。并且，“0.8ρ”示意使用“ρ＝0.8”。

参考图6，在相关技术的情形中，当用户移动性增加时，性能变得降低。在本发明的情形中，通过补偿时间延迟，性能变得被增强。

同时，能够利用发射机以及接收机执行根据本发明实施例的、通过考虑时间延迟的信道质量估计。具体地，由接收机将信道信息反馈到发射机，并且发射机然后能够通过考虑时间延迟来估计信道质量。如下解释能够执行这个功能的发射机的配置。

图7是根据本发明另一个实施例的发射机的框图。

参考图7，根据本发明另一个实施例的发射机包括图1所示的前一发射机100的元件并且进一步包括信道质量估计器470。具体地，发射机400估计信道质量并且然后确定MCS水平。根据所确定的MCS水平，适当的编码和调制方案被分别地提供给信道编码器410和码元映射器420。

能够由接收机(在图中未示出)反馈用于估计信道质量的信道信息。

具体地，由接收电路480经由天线490从接收机接收携带信道信息的信号。AMC控制器460从由接收电路480接收到的信号提取信道信息并且然后向信道质量估计器470提供所提取的信道信息。并且，在前信道信息和连结曲线表被存储在存储器465中。

信道质量估计器470通过信道信息估计信道质量。

AMC控制器460通过由信道质量估计器470估计的信道质量而选择能够在目标误差率限制下最大化数据速率的MCS水平。

在发射机400测量信道质量的情形中，根据信道信息反馈而在输送信道上施加的负载可以被增加。然而，由于接收机200关于信道质量的计算，能够降低功率消耗和存储器存储尺寸。

在以上说明中，已经解释了使用OFDM的多载波通信系统。然而，本发明的技术思想也能够被直接地应用于单载波通信系统。单载波通信系统能够利用单载波调制方案，例如SC-CDMA(单载波码分多址)、CDMA(码分多址)等。在单载波系统中，能够关于信道质量估计用于一个子载波的SNR，而不是估计关于多个子载波的平均SNR。

在以上说明中，已经解释了具有单一发射天线和单一接收天线的单输入单输出(SISO)。然而，本发明的技术思想能够被同样地应用于多输入多输出(MIMO)系统。

所估计的SNR能够被AMC方案用于确定MSC并且还能够用于其它方案。例如，所估计的SNR能够被用于功率控制、移动辅助切换、软解码、分集合并方案等。

而且，SIR(信号干扰比)估计能够被视为一种SNR估计。这是因为根据中心极限定理在CDMA系统中的多个干扰的总体示意高斯分布。

如下解释根据本发明一个优选实施例、对应于信道参数变化程度来调节反馈存在或者非存在的方法。为此，在下面的说明中优先地解释用于本实施例的发射机和接收机的配置。

图8是根据本发明一个实施例的通信系统中的发射机的框图。

通常，通信系统包括发射机和接收机。在此情形中，所解释的发射机和接收机能够是能够执行发射和接收这两个功能的收发信机。然而，为了清楚地解释反馈，负责普通数据传输的一方被称为发射机并且负责向发射机传送反馈数据的另一方被称为接收机。

在下行链路中，发射机能够是基站的一个部分并且接收机能够是移动站的一个部分。在上行链路中，发射机能够是移动站的一个部分并且接收机能够是基站的一个部分。另外，基站能够包括多个接收机和多个发射机。并且，移动站能够包括多个接收机和多个发射机。

参考图8，根据本发明一个实施例的发射机800包括信道编码器810、自适应映射器820、调制器830、存储器840、控制器850和接收电路860。

信道编码器810接收信息比特流并且然后利用预定编码方案对所接收的信息比特流进行编码以产生已编码数据。在此情形中，信息比特能够包括文本、音频、视频和其它数据。信道编码器810将诸如CRC(循环冗余校验)的差错检测比特添加到所述信息比特并且还能够添加用于误差校正的冗余比特。并且，误差校正码能够包括Turbo码，低密度奇偶校验(LDPC)码或者卷积码。而且，误差校正码能够包括能够执行误差校正的其它码中的一个。

映射器820通过利用预定调制方案调制信息比特流的已编码数据而提供传输码元。具体地，映射器820根据振幅和相位星座图将已编码数据映射到已调制码元，从而示意位置。关于调制方案没有任何限制。并且，调制方案能够是m-PSK(m-四相移相键控)或者m-QAM(m-正交调幅)。例如，m-PSK能够包括QPSK、BPSK或者8-PSK。并且，m-QAM能够包括16-QAM，64-QAM或者256-QAM。

调制器830利用多接入调制方案来调制传输码元。关于多接入调制方案没有任何限制。并且，能够采用被熟知为CDMA的单载波调制方案或者诸如OFDM的多载波调制方案。

接收电路860经由天线接收从接收端传送的信号，数字化所接收信号，并且然后将经数字化的信号发送到控制器850。

从由接收电路860接收的信号提取的信息能够包括信道质量信息(CQI)。CQI是关于信道环境、编码方案或者调制方案而由接收端反馈到发射机800的信息。具体地，CQI能够对应于用于指定特定编码率和/或调制方案或者尺寸的索引信息。并且，MCS(调制和编码方案)水平索引能够被用作索引信息。

查找表存储于存储器840中，该查找表包括将被应用于输入的信息比特的编码率和调制方案的条目以及与前面的条目匹配的至少一个MCS水平索引条目。

控制器850控制发射机800的总体操作，并且更加具体地，包括用户设备(UE)调度模块851、AMC(自适应调制和编码)模块852和分配模块853。

UE调度模块851使用在从接收端反馈的信息中包括的规定标识信息来确定数据将被传送至其的用户设备。

AMC模块852使用来自接收端的反馈信息决定要应用于输入的信息比特的编码率和调制方案。为此，AMC模块852从查找表选择对应于反馈的索引信息(例如，MCS水平索引)的特定编码率和特定调制方案。

通过考虑从接收端反馈的信道信息和/或移动速度，分配模块853决定将在以后执行的数据分配方案。数据分配方案包括用于将用户数据结合到一个块中以进行传输的局部化方案(localized scheme)和用于通过在全部子载波带上均匀地分配用户数据而传送用户数据的分布式方案中的一个。可选地，能够使用局部化或者分布式方案，或者通过其组合而同时地使用局部化和分布式方案两者。可替代地，通过经由反馈从接收端接收用于指定数据分配方案的索引，分配模块153能够直接地确定特定数据分配方案。

图9是根据本发明一个实施例的通信系统中的接收机的框图。

参考图9，根据本发明一个实施例的接收机900包括信道解码器910、解映射器920、解调器930、存储器940、控制器950、发射电路960和天线。

经由天线接收到的信号被解调器930解调并且然后被解映射器920解映射成已编码数据。通过解映射编码的数据被信道解码器910解码。在此情形中，能够预先在控制器950中设定用于解映射的控制信号。可替代地，能够从发射机800接收解映射控制信号。

控制器950控制接收机900的总体操作。并且，控制器950包括用于测量信道参数的测量模块951、用于使用信道参数决定存在或者非存在反馈信息传输的比较模块952和用于向发射机传送规定反馈信息的反馈模块953。如下详细地解释由控制器950执行的反馈过程。作为参考，图10是根据本发明的反馈信息调节方法的流程图。

首先，测量模块951测量关于特定信道的子载波的信道状态，例如信噪比(SNR)(或者信号与干扰和噪声比：SINR)，相应信道的功率等，并且然后将所测量的信道状态决定为信道参数(S1001)。可选地，测量模块951决定所有的信道的子载波或者包括预定数目的子载波的每一个子载波组的SNR和/或功率的平均值，作为信道参数(S1001)。为了测量模块951测量SNR或者功率，能够在从发射机800接收的传输码元中包括导频码元。

在将关于全部子载波的SNR用作信道参数的情形中，能够利用公式11测量相应的信道SNR。

[公式11]

$\mathrm{SNR}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}({\left|H_n\right|}^2{E}_s/{\mathrm{\σ}}_n^2)$

在公式11中，“SNR”是关于全部子载波测量的信噪比的平均值，“N”示意子载波的总数，“H_n”示意关于第n个子载波的信道信息，“E_s”示意平均信号能量，并且“σ_n ²”示意噪声能量。

然而，根据本发明一个优选实施例，如在通过考虑时间延迟而进行信道质量估计的实施例中看到地，能够利用公式1、3、8和10测量SNR。

同时，比较模块952以比较在前存储于存储器940中的信道参数与所测量的信道参数的方式计算信道参数变化量(S1002)。如果所计算的信道参数变化量大于在前存储于存储器940中的阈值，则比较模块952向反馈模块953发送反馈传输控制信号。能够以预设周期执行比较模块952的以上被解释的操作。在此情形中，优选地将周期设定得足够短以使得能够在由通信系统允许的最大参数变化状况中提供充分的反馈信息。

例如，在将信道功率用作信道参数的情形中，比较模块952能够使用公式2以决定是否传送反馈信息。

[公式12]

$|\mathrm{power}\left(H_k\right)-\frac{{\mathrm{\ω}}_1\mathrm{power}\left(H_{k-1}\right)+{\mathrm{\ω}}_2\mathrm{power}\left(H_{k-2}\right)+...+{\mathrm{\ω}}_m\mathrm{power}\left(H_{k-m}\right)}{m}|$

≥或≤阈值

从当前时间点的信道参数和在前存储的在前信道参数之间的差异计算信道参数变化量。在此情形中，在前存储的在前信道参数能够是刚刚在之前测量的信道参数或者在前测量的预定数目的信道参数的平均值。并且，在前存储的在前信道参数可以是通过给予更往前的在前信道参数或者在前测量的预定数目的信道参数规定权重而产生的值。

公式12示出比较信道功率变化与阈值的实施例，根据在时间点k的信道功率与从m个在前测量的信道功率产生的平均值之间的差异而产生所述信道功率变化，所述m个在前测量的信道功率具有被应用于其的规定权重w。

如果SNR或者SINR被用作信道参数，则比较模块952能够使用公式13或者公式14决定是否传送反馈信息。在此情形中，应该理解，由于考虑信号能量和噪声能量以及信道功率，实施变得复杂化。

[公式13]

${\mathrm{SNR}}_k-{\mathrm{SNR}}_{k-1}$

$=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}({\left|H_{n,k}\right|}^2{E}_s/{\mathrm{\σ}}_{n,k}^2)$

$-\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}({\left|H_{n,k-1}\right|}^2{E}_s/{\mathrm{\σ}}_{n,k-1}^2)$

≥或≤阈值

[公式14]

$|{\mathrm{SNR}}_k-\frac{{\mathrm{\ω}}_1{\mathrm{SNR}}_{k-1}+{\mathrm{\ω}}_2{\mathrm{SNR}}_{k-2}+...+{\mathrm{\ω}}_m{\mathrm{SNR}}_{k-m}}{m}|$

≥或≤阈值

在此情形中，关于SNR的值，能够考虑线性域和对数域二者。

公式13示出比较信道参数变化量与阈值的实施例，根据在时间点k的SNR与作为在前存储的在前信道参数的正好在时间点k之前的时间点k-1的SNR之间的差异而产生所述信道参数变化。

并且，公式14示出比较信道参数变化与阈值的实施例，根据在时间点k的信道功率与从m个在前测量的SNR产生的平均值之间的差异而产生所述信道参数变化，所述m个在前测量的SNR具有被应用于其的规定权重w。

在比较模块952中，阈值是用于决定是否向发射机800传送反馈信息的参考值。并且，通过考虑在前的归一化反馈信息尺寸、目标QoS(服务质量)和用户移动性中的至少一个而设定阈值。在此情形中，误帧率(FER)能够被用作QoS。

通常，当反馈信息尺寸增加时，FER趋向于被降低，并且反之亦然。所以，在目标QoS和反馈信息尺寸之间需要适当的平衡点。能够由控制器根据预设策略或者预设事件的发生而修改平衡点。

在从比较模块952接收到反馈传输控制信号的情形中，反馈模块953使用从测量模块951接收到的信道参数或者相应的信道参数来确定规定的索引信息(S1004)。反馈模块953然后经由发射电路960向发射机800传送所决定的索引信息(S1005)。

具体地，如果从比较模块952接收到反馈传输控制信号，则反馈模块953决定能够最大化地接近使用从测量模块951接收到的所测量信道参数而在前确立的目标QoS(服务质量)的编码率和调制方案或者尺寸，并且决定与编码率和调制方案或者尺寸对应的规定索引信息。索引信息能够包括对应于所测量的信道参数的MCS水平索引，并且能够进一步包括用于指定特定分配方案(例如，分布式方案或者局部化方案)的分配索引。

反馈模块953能够以搜索存储器940的连结曲线表的方式确定与利用公式11计算的SNR值对应的MCS水平索引。连结曲线表是关于通过仿真被发现以实现目标QoS的SNR阈值的数据库。连结曲线表包括至少一个SNR阈值条目和相应的MCS水平索引条目。选择性地，反馈模块953能够立即地向发射机800传送用于实现目标QoS的SNR阈值。并且，误帧率(FER)能够被用作QoS。

并且，反馈模块953能够执行普通信道编码、普通调制等以经由发射电路960传送反馈信息。

图11是关于由本发明降低的反馈信息量的图表并且图12是用于在本发明的通信系统和相关技术通信系统之间的比较的发射机吞吐量的图表。在图11和图12中，假设用户移动速度和反馈周期分别是10km/h和10ms。

参考图11，如果在相关技术通信系统中归一化反馈信息量的值是1，则能够观察到，本发明的通信系统通过将阈值设为0.6而将反馈信息量降为0.87。并且，能够从图12观察到，在相关技术通信系统和本发明通信系统之间在数据速率方面没有大的差异，尽管如在图11中所示反馈信息量被降低。因此，本发明降低了反馈信息量而不降低发射机的传输效率，由此使得能够有效地使用反馈信道资源。

本发明的一个优选实施例提出一种根据用户移动性适当地调节阈值以最大化地满足目标QoS的方法。在本实施例中，用于根据信道参数变化调节反馈的前述实施例(在下文中称为“用于反馈调节的基本实施例”)的先前发射机和接收机800和900被几乎相同地使用。然而，在某些配置中存在小的差异。如下详细地解释根据本实施例的反馈传输方法。作为参考，图13是根据本发明的反馈传输方法的流程图。本实施例包括基本实施例的流程图并且进一步包括步骤S1002-1和步骤S1002-2。所以，将仅仅如下地解释被进一步包括的步骤。

在比较模块952中，已经通过试验证实需要根据用户移动性而适当地调节阈值以在于目标QoS和反馈信息量之间确定的平衡点处实现最大吞吐量。在此情形中，当用户移动性增加时，阈值优选地被设为更小值。并且，当用户移动性降低时，阈值优选地被设为更大值。

通常，当用户移动性增加时，信道变化变得显著。所以，能够说用户移动性与信道参数变化成比例。优选地，在决定是否执行反馈之前，比较模块952通过计算信道参数变化来估计用户移动性(S1002-1)，并且然后通过考虑所估计的用户移动性而将当前阈值改变成适当的特定阈值(S1002-2)。

比较模块952能够使用包括信道参数变化和与信道参数变化匹配的阈值的阈值匹配表格而改变当前阈值。可替代地，比较模块952能够以在规定的比例公式中代入当前信道参数变化的方式而改变当前阈值。在下面的说明中，解释用于使用所计算的变化追踪用户移动性的过程，其中比较模块952使用由测量模块951测量的信道参数而计算信道参数变化。

首先，在公式15中示出使用信道参数来计算信道参数变化的示例。本实施例假设信道功率被用作信道参数。

[公式15]

|H_n|²＝|H_n|²+|E_n|²

${\left|E_n\right|}^2=(1-{\left|\mathrm{\ρ}\right|}^2){\mathrm{\σ}}_h^2$

在公式15中，|H_n|²示意关于第n个子载波的估计的信道功率，|E_n|²示意根据用户移动性的信道功率变化，并且σ_h ²示意信道的平均能量。并且，“ρ”是通过在时变信道环境中将多普勒频率f_d和时间延迟τ_d代入贝塞尔函数J₀而发现的变量。如果用户移动性增加，则“ρ”的值减小。如果用户移动性降低，则“ρ”的值增大。能够利用关于通过考虑时间延迟进行信道质量估计的实施例所解释的ρ＝J_o(2πf_dτ_d)发现“ρ”。作为参考，“ρ＝1”示意理想信道信息。

在已经利用公式15发现信道功率变化之后，能够使用公式16估计用户移动性。

[公式16]

$f_d=f_c\×\frac{v}{c}$

并且，测量模块951通过在如下公式17中代入由公式15计算的信道参数变化能够更加准确地测量信噪比(SNR)。

[公式17]

$\mathrm{SNR}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}({\left|\stackrel{\‾}{H_n}\right|}^2{E}_s/{\mathrm{\σ}}_n^2)$

$=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(({\left|H_n\right|}^2+(1-{\left|\mathrm{\ρ}\right|}^2){\mathrm{\σ}}_h^2)E_s/{\mathrm{\σ}}_n^2$

反馈模块953能够使用由公式17计算的信噪比更加准确地计算MCS水平索引并且能够使用所计算的MCS水平索引作为用于正确地决定分配方案的参考值。在后一情形中，利用公式17使用信噪比来计算参数变化。如果决定出用户移动性较大，则选择分布式方案。如果决定出用户移动性较小，则选择分布式方案。

本发明进一步的实施例提出一种通过调节将由接收机900传送的反馈信息量而任意地改变发射机800中的吞吐量的方法。在本实施例中，用于根据信道参数变化调节反馈的前述实施例的先前发射机和接收机800和900被几乎相同地使用。然而，在某些配置中存在小差异。

图14是根据本发明另一个实施例的接收机的框图。

参考图14，根据本发明另一个实施例的接收机进一步包括反馈调节模块，该反馈调节模块用于在接收到反馈传输量控制信号的情形中增加或者减少将被传送到发射机800的反馈信息的量。在此情形中，反馈调节模块954被包括在控制器950’中。在此情形中，反馈传输量控制信号能够经由输入单元(在图中未示出)而从用户直接地输入或者能够从发射机800被接收。

通常，如果反馈信息量增加，则发射机800中的吞吐量趋向于增加。如果反馈信息量减少，则发射机800中的吞吐量趋向于减少。所以，在反馈信息量被降低以保证反馈信道资源的情形中，不能够避免发射机800的吞吐量的局部降低。如果反馈信息量增加以有利于发射机800的吞吐量，则反馈信道的局部占用是不可避免的。

反馈调节模块954能够调节比较模块952中的比较周期以调节反馈信息量。在此情形中，如果比较周期增大，则反馈信息量可以减少。并且，反馈调节模块954能够调节阈值以调节反馈信息量。在此情形中，因为阈值是决定是否传送反馈信息的参考值，如果阈值升高，则反馈信息量减少。如果阈值降低，则反馈信息量提高。

图15是关于根据本发明另一个实施例任意地调节反馈信息量的情形的图表，并且图16是在反馈信息量调节之前和之后发射机吞吐量比较的图表。在图15和图16中，假设用户移动速度和反馈周期分别地是10km/h和10ms。

参考图15，如果在相关技术通信系统中归一化反馈信息量的值是1，则在本发明的通信系统中反馈的信息量变得小于1，如在关于反馈调节的基本实施例中所示。当在将阈值设为0.7的情形中归一化反馈信息量是大约0.59时，假设通过将阈值设为0.6而将反馈信息量升高到等于0.87以从发射机获得更加令人满意的QoS。

参考图16，当在图15中反馈信息量增加时，能够观察到发射机中的吞吐量比在前情形更好地在SNR 15dB的附近改变。

本发明进一步的实施例提出一种通过与用户移动性的增加成比例地逐渐地增加反馈信息量，或者与用户移动性的降低成比例的逐渐地增加阈值来降低接收机900中的阈值以保持最大吞吐量的方法。在本实施例中，用于根据信道参数变化调节反馈的前述实施例的先前发射机和接收机800和900被几乎相同地使用。然而，在某些配置中存在小差异。

通常，如果用户移动性增加，则信道变化增加。所以，用以维持相同QoS所需的反馈信息量增加。如果用户移动性减小，则信道变化减小。所以，为了保持相同QoS，能够没有变化地使用刚好在前的反馈信息。所以，所需反馈信息量减少。因此，本实施例主要涉及通过考虑用户移动性而调节发射机900中的阈值。

在本发明中，进一步为如果信道参数变化大于阈值则向反馈模块953发送反馈传输控制信号的接收机900的比较模块953设置如下功能：以如果当前信道参数变化大于在前信道参数变化则以规定单位递减阈值的方式来增加随后反馈的信息量。

如果当前信道参数变化小于在前信道参数变化，则比较模块953以规定单位递增阈值的方式逐渐地减少随后反馈的信息量。被递增或者被递减的阈值的单位可以是在接收机200中在前设定的值或者从发射机800接收的值。

另外，能够利用硬件、软件或者其组合实施本发明。在硬件实施中，能够利用被设计成执行前述功能的ASIC(专用集成电路)、DSP(数字信号处理)、PLD(可编程逻辑器件)、FPGA(现场可编程门阵列)、处理器、控制器、微处理器、其它电子单元及其组合中的一种实施本发明。在软件实施中，能够利用用于执行前述功能的模块而实施本发明。软件能够被存储在存储器单元中并且由处理器执行。本领域技术人员广泛了解的各种装置能够被用作存储器单元或者处理器。

工业适用性

据此，首先，本发明补偿了由于用户移动性而引起的信道时间延迟，由此增强了系统性能。并且，本发明降低了在具有用户移动性的信道环境中由于时间延迟引起的在实际信道质量与估计的信道质量之间的差异。因此，本发明确定最佳MCS水平并且防止AMC方案的性能降低。

第二，仅当预定条件满足时，本发明才执行反馈传输。所以，本发明节约了反馈信道的资源，同时发射端的数据速率几乎保持不变。并且，本发明能够通过考虑用户移动性来改变反馈情况，由此实现来自发射端的最佳数据速率。

因此，本发明提供了一种增强的AMC方案，其中在具有用户移动性的环境中能够防止由于信道质量信息的不准确性和不必要的反馈传输而引起的性能降低。

虽然已经在这里参考其优选实施例描述并且示意出本发明，对于本领域技术人员而言，明显的是，在不背离本发明的精神和范围的情况下，能够在其中作出各种修改和变化。因此，本发明旨在涵盖本发明的落入所附权利要求及其等价形式的范围中的修改和变化。

Claims (5)

1.一种自适应调制和编码方法，其中在考虑用户移动性的信道环境中应用自适应调制和编码(AMC)，所述自适应调制和编码方法包括：

分别使用顺序接收到的第一码元和第二码元来测量第一信道参数和第二信道参数；

使用所述第一信道参数和第二信道参数考虑在所述第一信道参数和第二信道参数的测量之间的时间延迟，由此来估计信道质量；以及

如果在所述第一信道参数和第二信道参数之间的信道参数变化等于或者大于规定阈值，则传送关于所估计的信道质量的信息，其中所述第一信道参数和第二信道参数是分别经由至少一个或者多个子载波接收到的所述第一码元和第二码元的每子载波信噪比的平均值，

其中，利用公式

$\mathrm{SNR}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{{\left|H_n^k\right|}^2+{\left|H_n^{k-1}\right|}^2}{2}\frac{E_s}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\right)$

来估计考虑时间延迟的信道质量，这里，N是子载波的数目，并且N≥1，E_s是平均信号能量，σ_n ²是噪声能量，H_n ^K是第n个子载波的第二信道参数，并且H_n ^K-1是第n个子载波的第一信道参数。

2.根据权利要求1所述的自适应调制和编码方法，其中，通过考虑信道扰动变化来估计所述考虑时间延迟的信道质量。

3.根据权利要求2所述的自适应调制和编码方法，其中，利用公式

$\mathrm{SNR}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}((\frac{{\left|H_n^k\right|}^2+{\left|H_n^{k-1}\right|}^2}{2}+(1-{\left|\mathrm{\ρ}\right|}^2){\mathrm{\σ}}_h^2)\frac{E_s}{{\mathrm{\σ}}_n^2})$

来估计所述考虑时间延迟的信道质量，这里，σ_h ²是信道的平均能量，并且ρ是通过考虑多普勒频率f_d和时间延迟τ_d而使用贝塞尔函数计算的参数。

4.根据权利要求1所述的自适应调制和编码方法，还包括根据所述变化调节所述阈值。

5.根据权利要求4所述的自适应调制和编码方法，其中，以如下方式执行调节所述阈值：如果所述变化增大则递减所述阈值，或者如果所述变化减小则递增所述阈值。

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