CN101627547A - 对基于电流导引的rf可变增益放大器的电流控制偏置 - Google Patents

Abstract

一种用于降低功耗并使可变增益放大器中的增益偏移最小的适应性电流控制电路。自动增益控制电路响应于增益控制信号来提供增益控制电压。该可变增益放大器使用该增益控制电压以设置用于无线发射操作的输出信号的增益。该适应性电流控制电路接收在低增益操作期间减少至该可变增益放大器的电流而在高增益操作期间提供较高电流的相同增益控制电压。提供的电流是与绝对温度成比例(PTAT)的电流和与绝对温度互补(CTAT)的电流的混合以使温度对增益的影响最小。PTAT电流和CTAT电流的比例对于特定温度范围是可调的以进一步使温度对增益的影响最小。

Description

对基于电流导引的RF可变增益放大器的电流控制偏置

相关申请的交叉引用

【1】本申请是美国专利申请11/409092的部分继续申请，并且要求在2006年12月21日提交的美国临时申请60/871323的优先权。

技术领域

【2】本发明总地涉及无线通信系统。更具体的，本发明涉及在无线通信系统中的自动增益控制。

背景技术

【3】多年来，无线装置已经被使用来启动语音和数据的移动通信。这样的装置能够包括例如移动电话和无线启动的个人数字助理(PDA)。图1是这种无线装置的核心部件的总的框图。无线核心10包括用于控制无线装置的应用专用功能、提供语音或数据信号到射频(RF)收发机芯片14和从射频(RF)收发机芯片14接收语音或数据信号的基带处理器12。RF收发机芯片14负责发射信号的频率的增频变频，和所接收信号的频率的降频变频。RF收发机芯片14包括用于从基站或其它移动装置接收所发射信号的连接到天线18的接收机核心16，和用于经由增益电路22通过天线18发射信号的发射机核心20。本领域内的普通技术人员应该理解图1是简化的框图，并且能够包括对于启动适当的操作或功能性可能所必需的其它功能块。

【4】图2是在图1中示出的无线核心10的发射机核心20的更详细的电路示意图。发射核心20包括增频变频或混频器电路30、可变增益电路32、自动增益控制(AGC)电路34、输出引脚36、SAW滤波器38、和驱动器电路40。本领域内的普通技术人员可以理解可以存在在图2中没有示出但是启动该电路的适当操作所需要的发射核心20的附加部件。增频变频电路30接收将要发射的基带信号IN，并且将该基带信号增频变频到期望的发射频率z。响应于信号VGAIN，由可变增益电路32放大上变频的信号。响应于控制电压VCONT由AGC电路34来产生VGAIN。AGC电路34负责感测该装置的至少一个参数，例如温度、处理和电压，并且调整该控制信号VGAIN以维持在VCONT和来自可变增益电路32的增益之间的大致线性关系。可变增益电路32的输出通过输出引脚36耦合到片外SAW滤波器38，用于滤波要被发射的信号的噪声。经滤波的信号然后被驱动器电路40驱动到无线装置的天线18。

【5】无线核心10的重要功能是响应于基站请求来控制发射信号增益。典型地，因为先前发射的信号可能已经被检测为次优，与无线装置通信的基站将指令该无线装置提高用于发射的增益。本领域内的普通技术人员都理解来自基站的请求被嵌入到要被发射到该无线装置的通信信号中。该提高能够被规定为是例如10dB的提高。替代地，该基站能够指令该无线装置减小增益，以便在维持最优性能的同时节省该无线装置的电池能量。为了调整由可变增益电路32提供的增益，基带处理器12将产生模拟输入控制电压信号VCONT以用于控制可变增益电路32来提供期望的增益。

【6】如之前提及的，在期望增益和VCONT的电压电平之间的关系应该是大致线性的，并且目前在使用中的许多标准规定了在VCONT和增益之间的接近于线性的关系。这样的标准包括例如EDGE和WCDMA通信标准。

【7】典型地包括增益电路的大多数射频(RF)装置是使用SiGe、GaAs或其它异质结技术来制造的。本领域内的普通技术人员都理解通过SiGe、GaAs装置提供的优势。GaAs装置相比于传统的CMOS装置具有更高的电子迁移率、在低功率上运行、并且产生更少的噪声，而SiGe异质结装置具有良好的正向增益和低的反向增益特性，这与从同质结或传统双极性晶体管典型获得的性能相比可以转化成低电流和高频率性能。利用这样的技术制造的增益电路通常展示了增益和VCONT之间的大致线性关系。然而，这样的制造技术是相对新的、非常复杂、并因此昂贵。因此，制造这些RF装置的成本是令人望而却步的。另一方面，互补金属氧化物半导体(CMOS)技术对于生产半导体装置来说是非常成熟且廉价的制造工艺。

【8】图3是图2中示出的增频变频电路30的以CMOS技术实现的实例电路示意图。注意到图3的电路被配置用于不同的信号，而图2的电路是表示不同信号配置的简化示意图。上变频电路30包括双差分对，每一个用于驱动上变频信号的相应相位。第一差分对包括n沟道晶体管50、52和54，其中晶体管50通过公共负载电阻器R1耦合到VDD，并且通过晶体管54耦合到VSS。晶体管52通过公共负载电阻器R2耦合到VDD，并且通过晶体管54耦合到VSS。晶体管50和52的栅极分别接收互补的增频变频的频率信号z和z*，而晶体管54的栅极接收一个相位的输入基带信号IN。

【9】第二差分对包括n沟道晶体管56、58和60，其中晶体管58通过公共负载电阻器R2耦合到VDD，并且通过晶体管60耦合到VSS。晶体管56通过公共负载电阻器R1耦合到VDD，并且通过晶体管60耦合到VSS。晶体管56和58的栅极分别接收互补的增频变频的频率信号z*和z，而晶体管60的栅极接收相反相位的输入基带信号，被标记为IN^*。增频变频电路30的操作是本领域内的普通技术人员公知的。该电路将基带输入信号IN/IN^*乘以增频变频的频率z和z*以提供对应的输出信号OUT和OUT^*。第一差分对驱动输出信号OUT，而第二差分对驱动相反相位的输出信号OUT^*。

【10】图4是图2中示出的可变增益电路32的以CMOS技术实现的实例性的电路示意图。注意到图4的电路被配置用于不同的信号，而图2的电路是表示不同信号配置的简化示意图。可变增益电路包括两个差分对电路，其类似于图3所示。第一差分对包括n沟道晶体管70、72和74，其中晶体管70直接耦合到VDD，并且通过晶体管74耦合到VSS。晶体管72通过负载电阻器R3耦合到VDD，并且通过晶体管74耦合到VSS。晶体管70和72的栅极分别接收差分增益控制电压V_GAIN-和V_GAIN+，而晶体管74的栅极接收来自图3的增频变频电路30的信号OUT^*。注意到图3中的OUT^*能够通过耦合电容器(未示出)被耦合，如在图4所示那样。

【11】第二差分对包括n沟道晶体管76、78和80，其中晶体管76直接耦合到VDD，并且通过晶体管80耦合到VSS。晶体管78通过负载电阻器R4耦合到VDD，并且通过晶体管80耦合到VSS。晶体管76和78的栅极分别接收差分增益控制电压V_GAIN-和V_GAIN+，而晶体管80的栅极接收来自图3的增频变频电路30的信号OUT。注意到图3中的OUT能够通过耦合电容器(未示出)被耦合，如在图4中所示那样。

【12】可变增益电路32的操作是本领域内的普通技术人员公知的。当V_GAIN+处于最大电压电平时获得信号OUT^*和OUT的最大增益，并且当V_GAIN+处于最小电压电平时获得信号OUT^*和OUT的最小增益。第一差分对驱动来自对应的输出焊盘的输出信号Vpin+，而第二差分对驱动来自另一个对应的输出焊盘的相反相位的输出信号Vpin-。这些输出焊盘对应于图2中示出的输出焊盘36。

【13】理想地，基带信号IN/IN^*作为输出信号Vpin+/Vpin-是上变频和被线性放大的并且具有最小噪声，以使得它们能够满足对于前述的通信标准中的一个或多个的最低要求。不幸的是，CMOS可变增益电路32不能展示出增益和输入控制电压VCONT之间的大致线性特征，其等于V_GAIN+至V_GAIN-。实际上，CMOS晶体管通常不展示大致线性的电压-电流特性。原因是必须包括AGC电路34以补偿由于CMOS晶体管的固有非线性的任何引入的信号非线性。本领域内的普通技术人员还理解，CMOS晶体管的非线性能够由于PVT(工艺、电压、温度)变化而进一步地复杂化。本领域内的普通技术人员都理解这些变量的任意一个能够影响晶体管装置的操作特性，并且最后影响电路的增益特性。

【14】所描述的PVT变量的工艺和电压通常是典型地在无线装置的操作期间不改变的静态变量。另一方面，温度在无线装置的正常操作期间能够发生显著改变。图5是说明了对于不同操作温度的作为控制电压VCONT的函数的可变增益电路的实例性增益响应的图。曲线90、92和94是分别在85、22.5和-40摄氏温度下的增益-VCONT关系。而所有这三条曲线是大致线性的，随温度而变化，并且因为对于给定的VCONT值，增益的量能够变化达20dB之多，因此不能获得可变增益电路的整个线性。

【15】对于AGC 34存在本领域中已知的多种技术和对应的增益控制电路实现方案用于确保可变增益电路32的实际增益遵循与控制电压VCONT的线性关系。通过引用而被包含的共同拥有的美国申请11/092566披露了一种通过监控温度、电源电压和工艺参数中的任一个并且产生用于可变增益电路的对应补偿的增益控制电压来控制增益的数字系统。本领域内的普通技术人员都理解上述的AGC系统表示用于校正/补偿CMOS电路的固有非线性特性的一种可能的技术。其它可能的AGC系统能够包括反馈系统或使用参考电路的系统。

【16】尽管前面讨论的AGC电路在增益控制信号VCONT和来自可变增益电路32的实际增益之间有效地建立了大致线性关系，但是该有效范围被限制于大约40dB。这对于例如GSM和EDGE的标准是足够的，但是例如WCDMA的标准要求大约85dB的更高的最小范围。因此，使用这样的AGC电路的任何无线核心将不满足WCDMA标准。这主要是由于在饱和模式下操作的CMOS晶体管的固有非线性行为。

【17】本领域内的普通技术人员都理解诸如可变增益电路32的CMOS电路典型地在饱和模式中操作。尽管饱和晶体管作为理想电流源操作，但是其将具有在其漏极电流(Id)和栅源间电压(Vgs)之间的非线性关系。而且，为了保持晶体管在饱和模式操作，晶体管的漏源间电压(Vds)必须大于或等于Vgs-Vt，其中Vt是晶体管的阈值电压。因此降低了电压净空高度(voltageheadroom)，这能够导致输入信号的削波。

【18】除了规定增益特性的标准之外，还存在管理在所得到的上变频和放大的信号中的最大量的可允许噪声的标准。不幸的是，图2的电路要求添加SAW滤波器38以移除来自在增频变频电路30、可变增益电路32中产生的信号的和甚至来自AGC电路34的不期望的噪声。

【19】参考图3和图4的电路示意图，在电路的电流至电压转换级和电压至电流转换级的每一个中引入了噪声。在图3的增频变频电路30中开始，信号IN/IN^*是将晶体管54和60导通和截止以产生流过晶体管50、52、56和58的电流的电压信号。这些电流然后被转换成电压信号OUT/OUT^*并且被提供给可变增益电路34。在可变增益电路32处，电压信号OUT/OUT^*将晶体管74和80导通和截止以产生通过晶体管72和78的信号电流。这些电流然后被转换成电压信号Vpin+/Vpin-。每一个电压至电流转换级和电流至电压转换级将噪声引入到所产生的输出信号Vpin+/Vpin-。除了噪声之外，多个电压至电流转换级和电流至电压转换级将消耗电流并且因此浪费了能量，该能量在移动无线装置中是有限资源。

【20】CMOS发射机电路，特别是增频变频电路、可变增益电路和自动增益电路的制造成本低于它们奇特的双极性电路。而CMOS可变增益电路的固有非线性能够使用现有电路补偿/校正，它们被限制于40dB范围，该范围对于WCDMA标准来说是不足够的。而且，由混频器电路和可变增益电路加入的噪声使得必需具有片外SAW滤波器的分立元件，这潜在地增加了由于附加装置而带来的无线装置的构成因素和成本。

【21】因此，期望提供一种具有增益系统的CMOS发射机以提供高范围的增益和线性操作，同时减小噪声。

发明内容

【22】本发明的一个目的是消除或减轻现有技术的至少一个缺陷。

【23】在第一方面中，本发明提供了一种用于无线发射机核心的增益系统。该增益系统包括自动增益控制电路、可变增益放大器和电流控制器。自动增益控制电路响应于控制信号来提供对应于增益水平的差分增益控制信号。自动增益控制电路控制该差分增益控制电压以与控制信号具有线性关系。可变增益放大器接收可变电流用于响应于差分增益控制信号使用增益水平来放大数据信号，使得可变增益放大器的输出功率在最小输出功率和最大输出功率之间变化。电流控制器响应于该差分增益控制信号来调整该可变电流。电流控制器在最小输出功率处最小化可变电流并且在最大输出功率处最大化可变电流。根据本方面的一个实施例，该电流控制电路包括电流导引电路和电流镜电路。电流导引电路响应于差分增益控制电压的第一控制电压，将偏置电流的一部分导引到输出节点作为参考电流。该电流镜电路接收参考电流并且产生在幅值上对应于参考电流的可变电流。该电流导引电路能够包括第一输入n沟道晶体管、第二输入n沟道晶体管、和偏置电流源。该第一输入n沟道晶体管串行连接在耦合到VDD的负载装置和公共节点之间，其中其栅极耦合到该第一控制电压。第二输入n沟道晶体管串行连接在电流镜电路和该公共节点之间，其中其栅极耦合到差分增益控制电压的第二控制电压。偏置电流源耦合到该公共节点用于提供偏置电流。

【24】在本实施例的另一方面，该可变增益放大器包括输入级、镜像晶体管和二极管连接晶体管。响应于数据信号，该输入级将电流耦合到差分放大级，并且该差分放大级响应于差分增益控制电压以提供对应于该数据信号的放大信号。镜像晶体管提供电流给输入级，并且二极管连接晶体管接收可变电流，其中二极管连接晶体管被布置在具有镜像晶体管的电流镜配置中。而且，偏置电流源包括用于提供与绝对温度成比例(PTAT)的电流和与绝对温度互补(CTAT)的电流的组合的混合电流源。该混合电流源能够包括用于提供PTAT电流的可调PTAT电流源、用于提供CTAT电流的可调CTAT电流源、用于组合PTAT电流和CTAT电流的电流加法器、和镜像晶体管。电流镜晶体管被布置在具有电流加法器的电流镜配置中以用于提供偏置电流，其中该偏置电流具有对应于PTAT电流和CTAT电流的和的幅值。

【25】根据本实施例的又一个方面，可调PTAT电流源包括用于提供不同PTAT电流的至少两个PTAT电流源和用于将该至少两个PTAT电流源中的至少一个选择性地耦合到公共节点以提供PTAT电流的PTAT开关电路。该可调CTAT电流源包括用于提供不同CTAT电流的至少两个CTAT电流源、和用于将该至少两个CTAT电流源中的至少一个选择性地耦合到另一个公共节点以提供CTAT电流的CTAT开关电路。可调PTAT电流源被编程以提供偏置电流的第一比例因子，且可调CTAT电流源被编程以提供偏置电流的第二比例因子，其中第一比例因子和第二比例因子的加和近似等于1。响应于第一比例控制字来编程可调PTAT电流源，并且响应于第二比例控制字来编程可调CTAT电流源。

【26】在本实施例的又一个方面中，响应于感测的温度来调整第一比例控制字和第二比例控制字。增益系统还包括温度传感器和温度解码器。该温度传感器提供对应于该感测的温度的模拟信号。该温度解码器响应于从温度传感器接收的模拟信号以产生第一比例控制字和第二比例控制字。该温度解码器包括模数转换器、第一解码器和第二解码器。模数转换器提供对应于模拟信号的数字输出信号。第一解码器接收数字输出信号并且产生第一比例控制信号。第二解码器接收数字输出信号并且产生第二比例控制信号。

【27】在第二方面中，本发明提供了用于无线发射机核心的增益系统。该增益系统包括可变增益放大器、温度传感器、温度解码器和电流控制器。该可变增益放大器接收可变电流用于响应于差分增益控制信号以增益水平来放大数据信号，使得可变增益放大器的输出功率在最小输出功率和最大输出功率之间变化。温度传感器提供对应于感测的温度的模拟信号。温度解码器响应于从温度传感器接收的模拟信号来产生第一比例控制字和第二比例控制字。电流控制器响应于第一比例控制字提供与绝对温度成比例(PTAT)的电流且响应于第二比例控制字提供与绝对温度互补(CTAT)的电流。电流控制器将PTAT电流和CTAT电流相加以提供可变电流。在本方面的实施例中，电流控制器包括PTAT电流导引电路、CTAT电流导引电流、和电流加权电路。PTAT电流导引电路响应于差分增益控制信号以产生PTAT电流。CTAT电流导引电路响应于差分增益控制信号来产生CTAT电流。电流加权电路接收该PTAT电流和CTAT电流，并且提供与PTAT电流、补充PTAT电流、CTAT电流和补充CTAT电流的加和对应的可变电流。

【28】在本实施例的一个方面中，电流加权电路包括用于响应于第一比例控制字来提供补充PTAT电流的可调PTAT电流源、和用于响应于第二比例控制字来提供补充CTAT电流的可调CTAT电流源。可调PTAT电流源包括至少两个PTAT电流源和PTAT开关电路。至少两个PTAT电流源提供不同的PTAT电流。PTAT开关电路将至少两个PTAT电流源中的至少一个选择性地耦合到电压源(VDD或VSS)，以提供补充PTAT电流。可调CTAT电流源包括用于提供不同CTAT电流的至少两个CTAT电流源。CTAT开关电路将至少两个CTAT电流源中的至少一个选择性地耦合到电压源(VDD或VSS)，以提供补充CTAT电流。电压源可以是VDD，或者电压源可以是VSS，以使得补充PTAT电流和补充CTAT电流是负电流。

【29】在另一个方面中，PTAT电流导引电路包括一对输入n沟道晶体管、PTAT电流源和电流镜电路。该一对输入n沟道晶体管并行连接到公共节点，并且由差分增益控制信号控制以提供PTAT参考电流的一部分。PTAT电流源耦合到该公共节点以提供PTAT参考电流。电流镜电路接收PTAT参考电流并且产生在幅值上对应于PTAT参考电流的PTAT电流。CTAT电流导引电路包括另一对输入n沟道晶体管、CTAT电流源、和另一个电流镜电路。该另一对输入n沟道晶体管并行连接到另一个公共节点，并且由差分增益控制信号控制以提供CTAT参考电流的一部分。CTAT电流源耦合到该另一个公共节点以提供CTAT参考电流。该另一个电流镜电路接收CTAT参考电流并且产生在幅值上对应于CTAT参考电流的CTAT电流。

【30】本领域内的普通技术人员通过结合附图阅读本发明的下面的具体实施例的描述，本发明的其它分面和特征将变得清楚。

附图说明

【31】现在将参考附图仅通过实例来描述本发明的实施例，其中：

图1是现有技术的无线核心的框图；

图2是图1中示出的无线核心的发射机路径电路的框图；

图3是现有技术的CMOS混频器电路的电路示意图；

图4是现有技术的CMOS增益电路的电路示意图；

图5是对于不同操作温度的增益对增益控制电压的曲线图；

图6a是根据本发明的实施例的低噪声CMOS增益控制电路的框图；

图6b是根据本发明的实施例的图6a的低噪声CMOS增益控制电路的框图；

图7是根据本发明的实施例的在图6b中示出的电压至电压转换器电路的电路示意图；

图8是根据本发明的实施例的图6b中示出的PTAT电路的电路示意图；

图9是根据本发明的实施例的图6b中示出的线性化电路的电路示意图；

图10是根据本发明的实施例的图6b中示出的合并的混频器和VGA电路的电路示意图；

图11是根据本发明的实施例的图10中示出的线性噪声抑制电流源电路的电路示意图；

图12是用于设置可变增益放大器的增益的输出功率(dB)对控制电压VCONT的实例性曲线图；

图13是根据本发明的实施例的具有集成可调电流控制的增益系统的框图；

图14是根据本发明的实施例的图13的电流控制电路的电路示意图；

图15是图13的可变增益放大器的实例性电路实现方案；

图16是说明增益随温度偏移的输出功率(dB)对控制电压VCONT的实例性曲线图；

图17是根据本发明的另一个实施例的混合电流源的总体说明；

图18a是示出图17的可调CTAT电流源的细节的电路示意图；

图18b是示出图17的可调PTAT电流源的细节的电路示意图；

图19是根据本发明的实施例的具有响应于温度的集成可调电流控制的增益系统的框图；

图20是图19的温度解码器的框图；

图21是图19的依赖温度的电流控制电路的电路示意图；

图22a是示出可替换的可调PTAT电流源的电路示意图；和

图22b是示出可替换的可调CTAT电流源的电路示意图。

具体实施方式

【32】总地，本发明提供一种CMOS自动增益控制(AGC)电路，其接收模拟控制电压并产生温度补偿增益电压，以线性地控制在亚阈值区域中操作的可变增益电路的增益。具有耦合到在亚阈值区域中操作的电流镜电路的电阻器网络的PTAT电路建立与温度具有比例关系的电流。该电流被用作为电压至电压转换器电路的电源，其响应于模拟控制电压产生中间电压。在亚阈值区域中操作的线性化电路预调节该中间电压，该中间电压然后被施加到可变增益电路。该可变增益电路操作在亚阈值区域中，并且所预调节的中间电压将控制该增益的量以便关于模拟控制电压大致为线性，并且具有大约45dB的范围。如果两个增益级相连，则获得90dB的总范围。

【33】根据本发明的另一个实施例，在亚阈值区域中操作的该可变增益电路能够与增频变频电路合并以减少电压至电流转换级和电流至电压转换级的数量。因此，能够减少在它们的操作期间所产生的噪声量。因为亚阈值的晶体管的Vds再也不必维持对于在饱和区域中操作所要求Vds＞Vgs-Vt的关系，所以这能够实现。因此，最小电压源净空高度被耗尽。而且，混频器电路的电流源能够被配置成包括片上低通滤波器以便移除带噪声，这足以使得不必需要外部滤波器装置。

【34】如后面将描述的那样，诸如图4中所示电路的CMOS可变增益电路被偏置以在亚阈值区域中操作。本领域内的普通技术人员理解当Vgs＜Vtn时，CMOSn沟道晶体管在亚阈值区域中操作，其中Vtn是该n沟道晶体管的阈值电压。当漏极电流将流过处于亚阈值操作的晶体管时，该漏极电流将与Vgs成指数关系。该特征类似于BJT晶体管的集电极电流和基极/发射极电压。该特征对于增益电路的应用非常有优势，这是因为能够固有地获得与输入控制电压的线性增益关系。以下面的等式1示出该关系：

【35】(1)Id＝Const×e^qVgs/kTN，其中Const和N是常数，k是玻耳兹曼常数，q是电子电荷，T是开氏温度，和N是斜率参数。

【36】使用在图4中通过例子示出的可变增益电路32的第一差分对，如果晶体管70和72处于亚阈值，所得到的线性增益通过下面的等式2来表征：

【37】(2)G＝(I₇₂/I₇₄)dc＝1/(1+e^{(-V_GAIN/nVt)})，

【38】其中G是增益，I₇₂是通过晶体管72的dc电流，I₇₄是通过晶体管74的dc电流，n是晶体管的常数，Vt是阈值电压。以dB表示的等式2在下面的等式3中示出：

【39】(3)GdB＝-In(1+e^{(-V_GAIN/nVt)})

【40】如等式(1)所示，亚阈值的漏极电流具有不期望的温度依赖性。如等式(3)所示，“1”项不利地影响了增益电路的线性。因此，本发明的增益控制电路将补偿该可变增益电路的温度依赖性，并且产生偏移项以取消等式(3)中的“1”。

【41】图6a是根据本发明的实施例的增益系统的框图。增益系统100通常包括增益控制电路102和可变增益电路104。增益系统100优选地在无线装置的发射机核心中实现，并且更具体地能够替换图2的部件30、32和34。该增益控制电路102接收输入控制电压VCONT并产生差分对应的增益信号V_GAIN+/V_GAIN-用于控制可变增益电路104的增益。如后面所描述的，控制增益信号V_GAIN+/V_GAIN-以具有与VCONT的大致线性关系。响应于增益信号V_GAIN+/V_GAIN-，该可变增益电路将放大来自基带处理器(未示出)的数据信号IN作为具有被VCONT指示的一定量的增益的差分输出信号Vpin+/Vpin-。

【42】在图6b中示出根据本发明的实施例的该增益系统的进一步细节。增益控制电路102接收输入控制电压并产生差分对应的增益信号V_GAIN+/V_GAIN-用于控制可变增益电路104的增益。根据后面将要讨论的本发明的实施例，可变增益电路104能够可选地包括分离的增频变频电路和增益电路，或者合并的增频变频电路和可变增益电路。可变增益电路104接收要发射的差分基带信号IN+/IN-，将它们增频变频到频率信号z/z*，并且产生用于例如在图2中示出的驱动器电路40的下游电路的差分输出信号Vpin+/Vpin-。

【43】下面是增益控制电路102的更详细的描述。在图6b的当前示出的实施例中，增益控制电路102包括数模转换器(DAC)106、多路复用器电路108、电压至电流转换器电路110、电流控制电路112、电流至电压电路114、电压转换器电路116、PTAT电路118和线性化电路120。

【44】多路复用器电路108将两个输入控制电压信号中的一个选择性地耦合到电压至电流转换器电路110。第一信号可以是来自芯片的引脚的模拟电压V_analog，并且第二信号可以是通过DAC106转换成模拟电压的数字信号V_digital[0:n]。能够由基带处理器或其它数字源来提供V_digital[0:n]，并且该V_digital[0:n]可以是n位宽以匹配DAC106的分辨率。

【45】电压至电流转换器电路110是用于将来自多路复用器电路108的输入电压转换成电流的标准公知电路。将输入电压转换成电流的目的是利于电流控制电路112操作该信号。本领域内的普通技术人员理解操作电流比操作电压更容易。电流操作的例子能够包括滤波、通过调整电流对输入控制电压的倾斜特性来偏移有效的输入控制电压范围和对输入控制电压的电流敏感度。

【46】然后通过电流至电压电路114将所得到的电流转换回到对应的电压，为下面的电路块的温度依赖性调节作准备。根据本发明的可替换实施例，能够省略电路110、112和114，使得将输入控制电压直接耦合到电压转换器电路116。

【47】来自电流至电压电路114的已调节电压然后被电压转换器电路116处理，以产生作为温度的函数的电压。为了建立所得到的电压的温度依赖性(称为温度补偿电压)，使用PTAT电路118。PTAT电路118产生与电压转换器电路116使用的温度成比例的电流，作为其电路部件的电源。

【48】然后通过线性化电路120进一步调节温度补偿电压以产生增益信号V_GAIN+/V_GAIN-。特别的，线性化电路120将负偏移添加到增益信号，这样将抵消由可变增益电路104产生的正偏移，因此确保与温度无关的基本线性操作。

【49】对于本发明的前述实施例来说，DAC电路106、多路复用器108、电压至电流转换器110和电流控制电路112是可选电路，而且也是本领域公知的标准电路。尽管电流控制电路112可能没有被标准化，但是能够使用多种已知电路技术按照所期望的来操控电流。

【50】下面是电压转换器电路114和116的描述，具有图7中示出的电路配置。电压转换器电路114和116包括由p沟道晶体管200和202组成的电流镜对、二极管连接n沟道晶体管204和206、和由耦合到负载电阻器214、216和218的n沟道晶体管208和210组成的差分电路。优选地，电阻器214、216和218的值相等。二极管连接n沟道晶体管204与晶体管208一起形成电流镜对，类似地，二极管连接n沟道晶体管206与晶体管210一起形成电流镜对。当前示出的电路是能够用于电压转换器电路114和116的公知电路的一个例子。

【51】晶体管200具有连接在VDD和由电压至电流转换器电路110提供的输入控制电流Icontrol+之间的源极/漏极端子，而晶体管202和204串行连接在VDD和电流源220之间。晶体管206具有连接到VDD和电流源220的源极/漏极端子。负载电阻器214和216的公共端子通过电阻器218耦合到VDD，而负载电阻器214和216的其它端子分别连接到晶体管208和210。从晶体管208和210的漏极端子产生温度补偿电压信号V_comp+/V_comp-，而它们的公共源极端子被耦合以接收PTAT电流。

【52】在通常的操作中，电压转换器116借助耦合到晶体管204的电流镜晶体管200和202来导引电流不同地通过晶体管204和206，以从Icontrol+产生温度补偿电压信号V_comp+/V_comp-。相应的，晶体管208和210的栅极被不同地偏置，由此改变通过晶体管208和210的电流。V_comp+/V_comp-然后将被设置成不同的电压电平。该温度补偿电路经由电流I_PTAT来设置通过晶体管208和210的电流。

【53】晶体管200、202、204和206有效地起到电流至电压转换器的作用，用于将Icontrol+转换成两个差分电压V_COMP+/V_COMP-。然后，晶体管208和210的差分对电路有效地起到电流至电压转换器的作用，用于将电流转换成与温度相关的差分电压。

【54】产生电流源I_comp的是PTAT(与绝对温度成比例)电路118。图8中示出的PTAT电路118包括p沟道晶体管250、252、电阻器254、256和258、n沟道晶体管260、262、运算放大器264、p沟道晶体管266、和n沟道电流镜晶体管268和270。晶体管250和252被布置在电流镜配置中，并且将它们的漏极端子连接到Vdd。晶体管250提供电流给包括一对并行分压器支路的分压器网络，其中第一支路包括串行连接在晶体管250的源极端子和Vss之间的电阻器254、258、和晶体管260。第二支路包括串行连接在晶体管250的源极端子和Vss之间的电阻器256和晶体管262。晶体管260和262被布置在电流镜配置中并且在亚阈值模式中操作。运算放大器264具有连接到电阻器254和258的公共端子(节点V1)的正输入端子，和连接到电阻器256和晶体管262的公共端子(节点V2)的负/参考输入端子。运算放大器264的输出端连接到晶体管252的源极和驱动晶体管266的栅极。驱动晶体管266具有连接到Vdd的漏极端子和连接到二极管连接晶体管268的源极端子。因为晶体管268和270被连接在电流镜配置中，所以通过晶体管270的电流将与通过晶体管268的电流是相同的，假定它们的尺寸相似。该电流是在电压转换器电路116中使用的I_PTAT。

【55】PTAT电路118的前述部件能够被功能性地分组如下。包括第一和第二分压器支路的分压器网络产生依赖温度的电压V1和V2，其可以根据电阻器254、256和258的所选择的值而不同。优选地，电阻器254和258的值的比率(254/258)被限制为3或4，而电阻器254和256的值彼此相等。包括运算放大器264和晶体管250、252和266的电流产生器电路接收这些依赖温度的电压。运算放大器264的电压输出将控制由受控电流源250提供的反馈电流以供应分压器网络，并且控制由受控电流源266提供的电流。运算放大器264的电压输出与温度相关联，正如由电流源250和266提供的电流那样。

【56】在通常的操作中，选择电阻器254、256和258的值以将晶体管260和262保持在操作的亚阈值区域中，而运算放大器264通过其到晶体管252的输出的反馈来保持V1＝V2，由此控制通过晶体管250的电流。因为晶体管260和262被保持在操作的亚阈值区域中，它们将在电流和温度之间展示前面讨论的指数关系。由此，输出电流I_PTAT将与温度成比例。

【57】图9是图6b示出的线性化电路120的电路示意图。线性化电路120接收温度补偿电压信号V_comp+/V_comp-，并且负责预调节该信号以使得可变增益电路的控制大致线性。更具体的，线性化电路120的功能是偏移或抵消对于可变增益电路的之前示出的等式(3)中的“1”项。

【58】线性化电路120包括n沟道晶体管300、302、304和306、运算放大器308、和电流源310和312。晶体管300和302形成第一差分对，而晶体管304和306形成第二差分对。晶体管300和304的栅极接收V_comp+并且仅晶体管302的栅极接收V_comp-。晶体管306的栅极接收运算放大器308的输出，其是输出V_GAIN-。输入信号V_comp+是在输出端处的简单地重新标记的V_GAIN+。运算放大器308具有耦合到晶体管300和302的公共源极端子(V3)的正输入，和耦合到晶体管304和306的公共源极端子(V4)的参考输入。晶体管300、302、304和306的漏极端子连接到Vdd，并且电流源连接到Vss。注意到，晶体管300、302和306的W/L尺寸是相同的，而晶体管304的W/L尺寸是近似2W/L。

【59】在通常的操作中，晶体管300、302、304和306在亚阈值区域中操作，并且运算放大器通过调节晶体管306的栅极电压维持节点V4处的电压等于在节点V3处的电压。现在将参考下面的等式(4)至(12)来描述输出电压V_GAIN相对于输入电压V_comp的关系。注意到，通过晶体管300、302、304和306的电流被分别标示为电流I1、I2、I3和I4，并且通过电流源310和312的电流被分别标示为电流I5和I6。晶体管300、302、304和306的栅源间电压被分别标示为Vgs1、Vgs2、Vgs3和Vgs4。

【60】(4)I1+I2＝I5

      (5)I3+I4＝I6

其中I1＝ωe^Vgs1/Φ，I2＝ωe^Vgs2/Φ，I3＝2ωe^Vgs3/Φ，I4＝ωe^Vgs4/Φ，并且Vgs1＝Vgs3。其中Φ＝kT/q，其中k＝玻尔兹曼常量，T＝开氏温度，和q＝电荷。

(6)I1/I2＝e^V_comp/Φ

(7)I3/I4＝2e^V_GAIN/Φ

【61】根据(4)和(6)，可以得到表达式(8)

(8)I1＝I5e^V_comp/Φ/(1+e^V_comp/Φ)

【62】根据(5)和(7)，可以得到表达式(9)

(9)I4＝(I6/2e^-V_GAIN/Φ)/(1+1/2xe^-V_GAIN/Φ)

【63】如果(10)I1/I4＝e^V_GAIN/Φ，并且用公式(8)和(9)替换(10)中的I1和I4，给出

$\left(11\right),\frac{\left(\frac{{\mathrm{Ie}}^{V\_\mathrm{comp}/\mathrm{\φ}}}{1+e^{V\_\mathrm{comp}/\mathrm{\φ}}}\right)}{\left(\frac{\frac{I}{2}{e}^{-V\_\mathrm{GAIN}/\mathrm{\φ}}}{1+\frac{1}{2}{e}^{-V\_\mathrm{GAIN}/\mathrm{\φ}}}\right)}=e^{V\_\mathrm{GAIN}/\mathrm{\φ}}$

【64】可替换的，(11)能够被概括为下面的(12)：

$\left(12\right),\frac{1}{1+e^{-V\_\mathrm{comp}/\mathrm{\φ}}}=\frac{1}{2+e^{-\mathrm{VV}\_\mathrm{GAIN}/\mathrm{\φ}}}$

其中V_GAIN＝ΦIn(1+e^V_COMP/Φ)，其与等式(3)相同。

【65】图6b的所描述的增益系统100将模拟输入控制电压转换成温度补偿的线性化电压以施加到在亚阈值区域中操作的可变增益放大器电路。由PTAT电路118补偿可变增益放大器电路的温度依赖性，使得对于任何给定的输入控制电压，增益都始终相同，而与操作温度无关。

【66】如前描述的，可以不使用外部SAW滤波器而减少由在图2中示出的现有技术的系统的分离的增频变频电路30和可变增益电路32之间的不同电压至电流级和电流至电压级引入的噪声。因为本发明的可变增益电路在亚阈值区域中操作，所以增频变频电路30和可变增益电路32能够被合并在一起。

【67】图10是合并的增频变频(也被称为混频器)和可变增益放大器电路的电路示意图。从这里开始为了简化将该电路称为合并可变增益电路。合并可变增益电路350包括顺序耦合的两个子电路。第一子电路是用于将在节点x和y处的差分输入电流I_in+/I_in-乘以互补频率信号z/z*的混频器部分。从图6b中示出的输入信号IN/IN^*产生差分输入电流I_in+/I_in-。在本申请中，输入电压信号被上变频到信号z/z*的频率。第二子电路是用于将输出引脚上的增频变频信号放大由增益控制电压V_GAIN+/V_GAIN-的电压电平确定的增益量。本领域内的普通技术人员理解能够将两个增益级连接在一起以提高增益的总范围。

【68】如前提到的，从输入信号IN/IN^*产生差分输入电流I_in+/I_in-。优选地，I_in+/I_in-是线性信号。如前讨论的，CMOS晶体管是固有的非线性装置。如果左边未校正，可能导致输入信号的失真。因此，负责产生I_in+/I_in-的电路优选地包括用于补偿输入信号IN和IN^*的电路，以确保响应于输入信号IN和IN^*而从n沟道晶体管中获得线性响应。随后将参考图11描述用于产生I_in+和I_in-的电路。

【69】第一子电路包括类似于图3中示出的那些的双差分对。第一差分对包括n沟道晶体管356和358，而第二差分对包括n沟道晶体管360和362。晶体管356和362的栅极端子接收信号z，而晶体管358和360的栅极端子接收互补信号z*。晶体管356和358的公共源极端子耦合到I_in+，而晶体管360和362的公共源极端子耦合到I_in-。晶体管356和360的漏极端子连接在一起，晶体管358和362的漏极端子同样也连接在一起。该混频器电路的操作类似于图3中表示的电路的操作。

【70】第二子电路类似于图4中示出的可变增益电路。该可变增益部分包括两个差分对电路。第一差分对包括n沟道晶体管364和366，其中晶体管364通过负载电阻器368耦合到Vdd，而晶体管366直接耦合到Vdd。第二差分对包括n沟道晶体管370和372，其中晶体管370通过负载电阻器374耦合到Vdd，而晶体管366直接耦合到Vdd。晶体管364和370的栅极接收增益控制电压V_GAIN+，而晶体管366和372的栅极接收增益控制电压V_GAIN-。晶体管364和366的公共源极端子连接到晶体管356和360的公共漏极端子。晶体管370和372的公共源极端子连接到晶体管358和362的公共漏极端子。第一差分对驱动来自耦合到负载电阻器368的输出焊盘的输出信号Vpin+，且第二差分对驱动来自耦合到负载电阻器374的另一个输出焊盘的反相输出信号Vpin-。晶体管364、366、372、370都以亚阈值操作，因此减少了所要求的净空高度的量。

【71】合并可变增益电路350在接收输入电压信号、增频变频该输入电压信号、和放大上变频的信号之间最小化电压至电流转换级和电流至电压转换级的数量。更具体的，一旦电压输入信号IN/IN^*被转换成通过电流源电路352和354的电流时，直到可变增益部分的输出时才会将电流转换回到电压。与图3和4中示出的现有技术的未合并的混频器和可变增益电路不同，两个附加转换级是必需的。在图3中，需要附加的电流至电压转换级以产生out(输出)和out^*。在图4中，需要附加的电压至电流转换级以从out和out^*产生电流。因此，使用合并可变增益电路350，从这两个额外的转换级中产生的任何相关噪声被移除。

【72】如前面对第一子电路电流源电路352和354所讨论的，能够包括附加电路以补偿n沟道电流源晶体管的非线性行为。当被有效地线性化时，该附加电路将噪声添加到补偿的IN/IN^*信号，而这是不期望的。根据本发明的另一个实施例，电流源电路352和354能够包括用于减少这个噪声的预滤波装置。实际上，能够将噪声减少到不再需要图2的SAW滤波器38的水平。

【73】图11是根据本发明的实施例的用于产生I_in+和I_in-的电流源电路的电路示意图。电流源电路400包括n沟道晶体管402、404、406和408、电压至电流电路410、电阻器412、414和电容器416、418。N沟道晶体管402、404、406、408、电阻器412、414和电容器416、418形成噪声减少电路。线性校正电路410接收互补基带输入信号IN/IN^*并且执行维持从电压至电流的线性的功能。所得到的电压信号Vin和Vin^*被提供给二极管连接晶体管402和404。该晶体管402和406被布置在电流镜配置中，晶体管404和408也是一样。晶体管406和408是驱动晶体管，其分别产生信号I_in+和I_in-以用于图10的合并可变增益电路350。串联连接在晶体管402和406之间的是电阻器412和电容器416。类似的，电阻器414和电容器418串联连接在晶体管404和408之间。

【74】当晶体管402、404、406和408被配置成为电流镜时，在功能上晶体管402和404用作电流至电压转换器以将线性校正电路410的输出转换成电压Vin和Vin^*。晶体管406和408用作电压至电流转换器以将Vin和Vin^*转换成用于合并可变增益电路350的对应的电流。电阻器-电容器的组合是有效的低通滤波器，其减少在晶体管406和408的栅极端子处所见的噪声。

【75】当前示出的实施例中，并且特别是在晶体管402、404、406和408的电流镜布置中提供了多个优势。第一，在晶体管402/406和404/408之间的电流镜像操作是非常线性的，意味着通过晶体管402或404的电流在各自的镜像晶体管406和408中被大致复制。第二，晶体管406和408的尺寸能够按比例缩放以提高它们的驱动强度。例如，如果晶体管402具有整体W/L尺寸，则镜像晶体管406能够被按比例缩放至8×W/L。第三，线性校正电路410的输出与合并可变增益电路350去耦合。在现有技术中，线性校正电路410的输出能够直接连接到图10的节点“a”和“b”，而不需要晶体管402、404、406和408以及低通滤波器。

【76】线性校正电路410产生噪声，并且在现有技术的配置中，该噪声传播到输出Vpin+/Vpin-。尽管低通滤波器能够串联插入到与线性校正电路410的输出，但是附加的电阻器将消耗电压净空高度，导致例如信号削波的失真。

【77】因此，由于具有与电流源电路400的电流镜配置集成的低通滤波器，噪声被减少到不需要附加外部分离的SAW滤波器38或相似类型的噪声减少电路的水平。因此，如果使用电流源电路400的当前示出的实施例，则合并可变增益电路350将产生甚至较少的噪声。

【78】总之，前面描述的增益系统的实施例提供了高范围的增益，同时确保了关于增益控制电压的大致线性增益。通过在亚阈值区域中操作CMOS可变增益电路来获得该大致线性增益，其中其电流然后遵循与施加的栅源间电压的指数关系。PTAT电路和线性化电路预调节增益控制信号以补偿可变增益电路的温度依赖性，并且偏移该可变增益电路。因为该可变增益电路操作在亚阈值区域中，所以它能够与该混频器/混频器电路合并以使中间的电流至电压转换级和电压至电流转换级的数量最少。通过在该合并的混频器和可变增益电路的输入部分中包含低通滤波器能够实现进一步的噪声减少。

【79】尽管前面描述的实施例提供关于增益控制电压的大致线性的增益，但是还存在应该被控制的附加因素，这些因素能够影响无线装置的性能。第一因素是由于在发射机核心中的可变增益放大器中使用的电流电平引起的功率消耗。第二因素是温度对可变增益放大器的输出功率或增益轮廓的影响。在功率输出的整个范围内的恒定高电流电平将不必要地消耗功率并且因此降低了具有无线发射电路的移动装置的电池寿命。因为当使用对应于最大功率输出的电流时在所有输出功率电平处的线性操作将是大致线性的，所以应该使用处于高电平的恒定电流。已经发现，不同温度将改变可变增益放大器的增益，由此改变输出功率。

【80】因此，提供用于在可变增益放大器中减少功率消耗和最小化增益偏移的适应性电流控制电路。自动增益控制电路响应于增益控制信号来提供增益控制电压。可变增益放大器使用增益控制电压来设置用于无线发射操作的输出信号的增益。适应性电流控制电路接收用于在低增益操作期间减小到可变增益放大器的电流而在高增益操作期间提供较高电流的相同的增益控制电压。被提供的电流是与绝对温度成比例(PTAT)的电流和与绝对温度互补(CTAT)的电流的混合以使温度对增益的影响最小。PTAT电流和CTAT电流的比例对于特定的温度范围来说是可调整的，以便进一步使温度对增益的影响最小。

【81】现在将讨论功率消耗问题和用于最小化功率消耗的实施例。随后将讨论温度功率输出问题和用于最小化温度依赖性的实施例。

【82】无线技术对例如PDA和移动电话的移动装置的普遍应用意味着应该最大化移动装置的电源以最适于使用者便利。应该理解，在高的发射输出功率处，可变增益放大器中的电流应该被最大化以便维持关于增益控制电压的线性操作。然而，在低的输出功率处，需要较少的电流来维持线性操作。因此，希望使得提供给可变增益放大器的电流最优化，以维持线性操作，同时使得对特定输出功率电平的功耗最小。

【83】图12是对于设置可变增益放大器的增益的输出功率(dB)与控制电压VCONT的关系的实例性曲线图，假定增益控制电路提供在实际增益和VCONT(伏特)之间的大致线性关系。图12包括具有与VCONT大致线性关系的功率输出曲线500，和覆盖在功率输出曲线500上的期望的电流分布曲线502。如在电流分布曲线502中所见的，用于可变增益放大器的的电流随着VCONT减少而按指数比例下降，以减少输出功率电平。最后，随着输出功率进一步减少，电流大致线性且微倾斜地减小。尽管这种优化的电流至功率方案是本领域公知的，但是实施使用了大量的附加电路和复杂的反馈控制来感测输出功率并相应地调整电流电平。附加电路消耗了宝贵的芯片面积，而反馈控制对于该系统引入了大量设计开销，这二者直接导致该增益系统的成本过高。

【84】根据本发明的实施例，简单的电流控制系统被插入到增益系统的增益控制路径中以用于以期望的增益直接调整可变增益放大器的电流。换句话说，如果可变增益放大器被控制以提供最大功率，则电流控制系统提供最大电流给可变增益放大器。另一方面，如果可变增益放大器被控制以提供最小功率，则电流控制系统提供足以维持该可变增益放大器的线性操作的最小电流。

【85】图13是说明根据本发明的实施例的具有集成的可调整电流控制的增益系统的框图。增益系统600包括自动增益控制器602、可变增益放大器604和电流控制电路606。自动增益控制器602能够用提供具有与控制电压VCONT为线性关系的差分增益控制电压的任何类型的增益控制电路来实现，用于可变增益放大器604的线性操作。在本实例性实施例中，能够用图6b的增益控制电路102的前述实施例来实现自动增益控制器602。能够用任何类型的VGA电路，例如图10的合并可变增益电路350，来实现可变增益放大器。可替代的，图3的增频变频电路30或混频器与图4的可变增益电路32的组合能够被替代使用。

【86】由自动增益控制器602提供的差分增益控制电压V_GAIN-和V_GAIN+被提供给如在增益系统的前示实施例中的可变增益放大器604。为了实现电流控制，相同的差分增益控制电压V_GAIN-和V_GAIN+被提供给电流控制电路606，其然后调整由可变增益放大器604使用的电流。由增益系统600提供的优势是不需要复杂的反馈回路用于监控可变增益放大器604的输出功率。相反，本实施例采用由自动增益控制器602产生的差分增益控制电压，其已经被配置成线性调整可变增益放大器604的增益。电流控制电路606的附加电路最少。

【87】图14是示出根据本发明的实施例的图13的电流控制电路606的进一步细节的电路示意图。电流控制电路606包括两个主电路部件。第一部件是由差分输入n沟道晶体管610和612、负载元件614和常数gm电流源616构成的电流导引电路。负载元件614在本实例性实施例中实现为电阻器。在此电流导引电路中，差分输入n沟道晶体管610和612彼此并行连接在公共节点，并且每一个晶体管形成电流支路的一部分。通过输入晶体管612的电流是提供给电流镜电路618的参考电流I_Ref。常数gm电流源616连接到公共节点，以提供偏置电流I_Bias。因此，基于V_GAIN-和V_GAIN+的电压电平，通过输入晶体管612的参考电流将是αI_Bias，其中α是在预定最小值和1之间的加权因数。相应的，通过包括输入晶体管610的支路的电流将是(1-α)I_Bias。

【88】第二部件是标准电流镜电路618，其是本领域公知的。电流镜电路618接收来自输入晶体管612的参考电流并且产生用于可变增益放大器604的可变电流I_VAR。对于本实例，假定电流镜电路的晶体管元件的尺寸被形成为使得I_VAR的幅值对应于I_Ref的幅值。

【89】图15是可变增益放大器604的实例性电路实现方案。图15的可变增益放大器电路604与图4中示出的可变增益放大器32大致一致，并且因此使用相同的参考标记来标识这里示出的电路元件。可变增益放大器604包括两个差分放大级和输入级，其中第一个差分放大级包括晶体管70和72，第二个差分放大级包括晶体管76和78，输入级包括晶体管74和80。对图4的电路做的微小改动是n沟道晶体管74和80的源极端子现在耦合到附加的n沟道镜像晶体管620和622。在具有镜像晶体管620和622的电流镜配置中，还包括连接在I_VAR和VSS之间的二极管连接n沟道晶体管624。假定620、622和624是相同尺寸，图14中产生的I_VAR将在晶体管620和622中被镜像。

【90】现在描述对于最大增益设置和最小增益设置的图14和15的电路的基本操作。在最大增益设置中，V_GAIN+将处于对应于电压源电平的最大值，而V_GAIN-将处于最小电压电平。因此在图14中，输入晶体管610将大致截止而输入晶体管612将完全导通，由此当加权因数α＝1时提供I_Ref＝I_Bias。在图15的可变增益电路604中，处于对应于电压电源电平的最大值的V_GAIN+将完全导通晶体管72和78以最大化输出信号Vpin+和Vpin-的电流和功率，而晶体管70和76大致截止。另一方面，在最小增益设置中，V_GAIN+将处于对应电压源电平的最小值，而V_GAIN-将处于最大电压电平。相应的，I_Ref＝αI_Bias，其中α处于预定最小电平。因此，I_Ref处于最小电平。在图15的可变增益电路604中，处于对应于电压源电平的最小值的V_GAIN+将大致截止晶体管72和78以使得输出信号Vpin+和Vpin-的电流和功率最小化。

【91】由此，因为电流控制电路606响应于由可变增益放大器604接收的相同增益控制信号来导引电流，所以能够同时控制可变增益放大器604的功率和电流。增益系统的前述实施例现在线性地控制增益并且控制电流，以减少在较低功率电平处的功率消耗。这样的增益系统对于温度变化受限的应用是有效的。然而，在包含本发明的前述实施例的装置的环境温度能够显著变化的应用中，已经注意到来自发射电路的输出功率将变化。例如，移动消费产品能够经受在冬季环境的寒冷温度和在夏季环境的炎热温度。不幸地是，该增益系统的功率输出特征，特别是可变增益放大器，将随温度而变化。

【92】图16是输出功率(dB)对早先在图12中示出的控制电压VCONT的实例性曲线图。绘制了功率输出曲线700，其对应于图16中示出的功率输出曲线500。已经发现温度的变化将改变增益系统的可变增益放大器的功率输出特征。功率输出曲线702是在低温下或者在低于产生功率输出曲线700的操作条件的温度下操作的可变增益放大器的实例。功率输出曲线704是在高温下或者在高于产生功率输出曲线700的操作条件的温度下操作的可变增益放大器的实例。功率输出曲线702和704响应于极端温度而相对于功率输出曲线700有效地偏移。

【93】应该注意该偏移不是恒定的，并且该偏移在较高的功率输出电平处较不显著，而在较低的功率输出电平处较显著。在低功率输出电平处，前述的实施例的电路完全在亚阈值区域中操作。在较高功率输出电平处，该电路在亚阈值区域的极限处操作，意味着晶体管将离开亚阈值操作区域。在这样的情况中，假设温度效应将对晶体管装置产生不同影响。换句话说，完全在亚阈值区域中操作(即低功率输出)的晶体管装置与在亚阈值区域的极限处操作(即高功率输出)的晶体管装置相比，前者对温度变化更敏感。标记为“ST”的垂直虚线表示晶体管装置的温度敏感度变化的理论点的亚阈值过渡点。通过在极端温度条件下的增益系统的经验分析或模拟能够确定实际位置。

【94】对于此效应的主要原因是使用可变增益放大器的常数gm偏置。例如，图14的电流导引电路使用典型地被实施为PTAT电路的常数gm电流源616，以使得温度增加，电流增加以维持常数gm。PTAT电路提供良好的增益控制，但是由于提供不充足的电流而在较低温度操作的线性度较差。电流源616将被实施为与绝对温度互补(CTAT)的电路，其提供大致独立于温度并由此认为恒定的电流。不幸的是，当使用CTAT电路产生I_Bias时，存在差的增益变化。

【95】因此，为了在保持良好增益控制和线性度时使温度效应最小，使用PTAT电流源和CTAT电流源的组合来产生偏置电流I_Bias。图17是根据本发明的另一个实施例的对于图14的电流控制电路606的混合电流源的概括性说明。图17示出了图14的电流导引电路的一部分，具体是差分输入n沟道晶体管610和612、和混合电流源800。在该概括性实施例中，混合电流源800包括CTAT电流源802、PTAT电流源804、二极管连接n沟道晶体管806和n沟道镜像晶体管808。

【96】电流源802和804可配置为响应于控制信号CTAT_CTL[1:n]和PTAT_CTL[1:n]，其中n是大于1的整数，使得可以改变CTAT电流I_CTAT对PTAT电流I_PTAT的比例以在功率增益范围内最优化随温度的增益变化。例如，将该比例可以被设置成近似为1，意味着偏置电流的一半来自于PTAT电流源804，另一半来自于CTAT电流源802。在操作中，来自CTAT电流源802的I_CTAT电流和来自PTAT电流源804的I_PTAT电流在二极管连接晶体管806中被有效地相加在一起。与晶体管806的尺寸一致的镜像晶体管808将产生对于I_Bias的相同的和电流。在本实施例中，CTAT_CTL[1:n]和PTAT_CTL[1:n]是数字信号。

【97】图17的混合电流源800能够具有静态预设的CTAT和PTAT电流的比例以优化增益变化，意味着最小化跨越整个功率增益的范围内的增益变化。这能够取决于多个参数，例如半导体制造技术和电源电压电平。通过实验能够确定最佳的比例并且通过可编程寄存器或熔丝能够编程电流源以提供电流的期望贡献。由此将调整控制信号CTAT_CTL[1:n]和PTAT_CTL[1:n]，以响应于保存在前述寄存器或熔丝中的数据来控制它们相应的电流源。

【98】图18a是示出图17的可调CTAT电流源802的细节的电路示意图。可调电流源802包括由开关元件820、822和824构成的开关电路，每一个开关元件串行连接到对应的CTAT电流源826、828和830。每一个CTAT电流源能够被配置成提供特定数量的电流。例如，每一个CTAT电流源能够是二进制加权的或温度加权的。相应的，开关元件820、822和824将响应于数字控制信号CTAT_CTL[1]、CTAT_CTL[2]和CTAT_CTL[n]选择性地耦合一个或多个电流源826、828和830的组合到VDD，由此改变I_CTAT的幅值。

【99】图18b是示出图17的可调PTAT电流源804的细节的电路示意图。可调电流源804包括由开关元件832、834和836构成的开关电路，每一个开关元件串行连接到对应的PTAT电流源838、840和842。每一个PTAT电流源能够被配置成提供特定数量的电流。例如，每一个PTAT电流源能够是二进制加权的或温度加权的。相应的，开关元件832、834和836将响应于数字控制信号PTAT_CTL[1]、PTAT_CTL[2]和PTAT_CTL[n]选择性地耦合一个或多个电流源838、840和842的组合到VDD，由此改变I_PTAT的幅值。

【100】前面的实施例采用了使用CTAT_CTL[1:n]和PTAT_CTL[1:n]的PTAT和CTAT电流源比例的静态设置。因此，CTAT_CTL[1:n]和PTAT_CTL[1:n]可以被称为比例控制字，其能够通过熔丝编程或者其它非易失性存储装置被永久性地设置。可选择的，通过每次在无线装置上电时由基带处理器装载合适数据的寄存器来提供这些比例控制字。通过动态设置该比例能够提供在功率增益范围上对该增益变化的改进的控制。例如，因为在低功率处在亚阈值区域中操作的可变增益放大器对温度变化更敏感，所以应该提供较高比例的CTAT电流。这意味着CTAT电流将主导提供给可变增益放大器的I_Bias电流。另一方面，在可变增益放大器对温度变化不太敏感的较高功率输出电平处，应该提供较高比例的PTAT电流。这意味着在高功率电平处PTAT电流将主导I_Bias电流以便提供良好增益控制。为了能够动态设置CTAT和PTAT电流比例，配置电路能够使用温度信息以确定使用哪个设置。

【101】图19是根据本发明的实施例的具有用于动态调整CTAT和PTAT电流比例的温度反馈回路的增益系统的框图。增益系统850包括在前面的实施例中示出的相同的自动增益控制器602和可变增益放大器604，但是现在包括依赖温度的电流控制电路852、温度传感器854和温度解码器856。依赖温度的电流控制电路852可以包括图17、18a和18b的前面分别公开的混合电流源800。温度传感器854能够是将产生对应于温度的电流或电压的任何装置。注意，许多移动装置已经具有集成到装置封装中用于监控温度的温度传感器。因此该温度传感器能够进一步耦合到温度解码器856。该温度解码器856将被配置成产生对于PTAT和CTAT电流源的不同的比例控制字。在一个实施例中，在特定温度范围内的感测的温度将提供相同的比例控制字，其中能够存在两个或更多个特定的温度范围。

【102】图20是说明图19的温度解码器856的实例性实现方案的框图。温度解码器856包括模数(A/D)转换器870以用于将对应于由温度传感器854感测的温度的模拟信号转换成数字输出信号。根据该实现方案，替代地，A/D转换器870能够与温度传感器854集成。基于期望的设计参数可以预定A/D转换器870的分辨率。数字输出信号被并行提供给PTAT解码器872和CTAT解码器874。每一个解码器被设计用来不同地解码数字输出信号，以便产生第一比例控制字PTAT_CTL[1:n]和第二比例控制字CTAT_CTL[1:n]。更具体地，解码器872和874被配置成具有专用于产生对于每一个预定温度范围的一对比例控制字的解码逻辑。尽管没有在图20中示出，但能够使用寄存器来保持PTAT_CTL[1:n]和CTAT_CTL[1:n]的逻辑状态。

【103】如前面讨论的，每一对比例控制字设置构成I_Bias电流的PTAT电流和CTAT电流的比例。例如，在80至100摄氏度之间的任何感测的温度产生来自A/D转换器870的不同数字输出信号。然而，解码器872和874将被配置成产生用于该温度范围的不同数字输出信号的相同的比例控制字对。换句话说，温度解码器856将感测的多个温度归入预定的范围内。本领域内的普通技术人员理解，能够使用不同的A/D转换和解码方案而具有相同效果。

【104】当需要时，能够定期地感测温度，以更新保存在图18的寄存器821和822中的比例控制字。这能够在特定时间段之后，例如每隔10分钟。可选择的，能够响应于特定动作来感测温度，例如装置上电时或者从操作的睡眠模式退出时，这是因为有可能使用无线装置的发射功能。本质上，能够使用基于动作的触发和基于时间的触发的组合来感测温度。

【105】图21是图19中示出的依赖温度的电流控制电路852的执行实施例。依赖温度的电流控制电路900包括PTAT电流导引电路902、CTAT电流导引电路904和电流加权电路906。这两个导引电路902和904执行与图14的电流控制电路606相同的功能，但是为了各自的PTAT和CTAT电流源。电流加权电路906接收来自这两个导引电路902和904的参考电流I_CTAT和I_PTAT，并且响应于比例控制字CTAT_CTL[1:n]和PTAT_CTL[1:n]来设置构成偏置电流I_Bias的每一个的部分。下面将进一步讨论电路902、904和906。

【106】PTAT电流导引电路902包括差分输入n沟道晶体管908和910和PTAT电流源912。在PTAT电流导引电路902中，差分输入n沟道晶体管908和910彼此并行连接在公共节点，并且每一个晶体管形成电流支路的一部分。通过输入晶体管910的电流是提供给电流镜电路914的参考电流I_PTAT。输入晶体管908被V_GAIN-控制，而输入晶体管910被V_GAIN+控制。CTAT电流导引电路904与PTAT电流导引电路902具有类似配置。CTAT电流导引电路904包括差分输入n沟道晶体管916和918和CTAT电流源920。在CTAT电流导引电路904中，差分输入n沟道晶体管916和918彼此并行连接在公共节点，每一个晶体管形成电流支路的一部分。通过输入晶体管918的电流是提供给电流镜电路922的参考电流I_CTAT。输入晶体管916被V_GAIN-控制，而输入晶体管918被V_GAIN+控制。PTAT电流导引电路902和CTAT电流导引电路904将响应于V_GAIN-和V_GAIN+而彼此独立地操作。

【107】电流加权电路906包括第一可调电流源924和第二可调电流源926，该第一可调电流源924连接VDD并且并行连接参考电流I_PTAT，该第二可调电流源926连接VDD并且并行连接参考电流I_CTAT。该第一可调电流源924被比例控制字PTAT_CTL[1:n]控制，而第二可调电流源926被比例控制字PTAT_CTL[1:n]控制。使用图18a和18b中示出的电路来实现可调电流源924和926，除了它们的电流输出现在分别被称为PTAT_VAR和CTAT_VAR之外。因为可调电流源924和926都连接到VDD，它们的每一个可以将补充电流PTAT_VAR和CTAT_VAR分别增加到I_PTAT和I_CTAT。因此，PTAT电流导引电路902提供基本PTAT电流I_PTAT，其能够使用来自可调PTAT电流源924的可变电流进行补充。类似的，CTAT电流导引电路904提供基本CTAT电流I_CTAT，其能够使用来自可调PTAT电流源924的可变电流进行补充。

【108】如果来自可调电流源924的最大电流是I_PTAT_MAX，则PTAT_VAR＝a*I_PTAT_MAX。类似的，如果来自可调电流源926的最大电流是I_CTAT_MAX，则CTAT_VAR＝b*I_CTAT_MAX，其中“a”和“b”是或者为0或者合计为1的比例因子。应该注意I_PTAT_MAX和I_CTAT_MAX的幅值可以相同或者不同。所得到的可变电流I_VAR因此可以被表示为I_VAR＝(I_PTAT+I_PTAT_VAR)+(I_CTAT+I_CTAT_VAR)。假设I_PTAT和I_CTAT对于V_GAIN-和V_GAIN+的特定电平是常数，则I_VAR对于“a”和“b”的不同的比例因子大致处在相同的幅值。

【109】例如，如果可调电流源924和926都被配置用于50％的输出，则比例因子“a”和“b”将分别是0.5和0.5。另一方面，如果比例因子“a”和“b”是0，则关断这两个可调电流源。如果PTAT电流源912和CTAT电流源920提供幅值大致相同的电流，则I_VAR的大约一半是I_PTAT，和另一半是I_CTAT。在图21的实施例中，能够使用图18a和18b中示出的电路来实现可调电流源924和926以将补充电流增加到I_PTAT和I_CTAT电流。在可选择实施例中，替代地，可调电流源能够从I_PTAT和I_CTAT移除电流。

【110】图22a是示出可选择的可调PTAT电流源的电路示意图，该可调PTAT电流源被用作在图21中示出的依赖温度的电流控制电路900中的可调电流源924。可调电流源950包括由开关元件952、954和956构成的开关电路，每一个开关元件串行连接到对应的PTAT电流源958、960和962。每一个PTAT电流源可以被配置成提供特定数量的电流。例如，每一个PTAT电流源能够是二进制加权的或者温度加权的。相应的，开关元件952、954和956响应于数字控制信号PTAT_CTL[1]、PTAT_CTL[2]和PTAT_CTL[n]将一个或多个电流源958、960和962的组合选择性地耦合到电压源VSS，由此改变I_PTAT的幅值。PTAT_VAR是由耦合到VSS的电流源提供的电流的加和，当其是从I_PTAT移除的电流时被称为负电流。

【111】图22b是示出可选择的可调CTAT电流源的电路示意图，该可调CTAT电流源能够被用作在图21中示出的依赖温度的电流控制电路900中的可调电流源926。可调电流源970包括由开关元件972、974和976构成的开关电路，每一个开关元件串行连接到对应的CTAT电流源978、980和982。每一个CTAT电流源可以被配置成提供特定数量的电流。例如，每一个CTAT电流源能够是二进制加权的或者温度加权的。相应的，开关元件972、974和976响应于数字控制信号CTAT_CTL[1]、CTAT_CTL[2]和CTAT_CTL[n]将一个或多个电流源978、980和982的组合选择性地耦合到VSS，由此改变I_CTAT的幅值。CTAT_VAR是由耦合到VSS的电流源提供的电流的和，当其是从I_CTAT移除的电流时被称为负电流。

【112】如果在图21的依赖温度的电流控制电路900中使用可调电流源950和970，则可调电流源950和970提供的最大电流将分别是I_PTAT_MAX和I_CTAT_MAX。由此，PTAT_VAR＝a*I_PTAT_MAX且CTAT_VAR＝b*I_CTAT_MAX，其中“a”和“b”是或者为0或者合计为1的比例因子。相应的，I_VAR＝(I_PTAT-PTAT_VAR)+(I_CTAT-CTAT_VAR)。

【113】如通过前面描述的实施例所示的，利用被用于控制可变增益放大器的增益的相同的增益控制电压来直接调整提供给可变增益放大器的电流，用于减少在低水平的增益处的功率消耗。而且，为了减小温度效应，该可调电流能够被设计以包括PTAT和CTAT电流的比例以优化可变增益放大器的性能。

【114】本发明的上述的实施例仅旨在示例。在不脱离由附属的权利要求所唯一限定的本发明的范围的情况下，本领域的普通技术人员可以对这些具体实施例进行改变、修改和变化。

Claims (22)

1.一种用于无线发射机核心的增益系统，包括：

自动增益控制电路，用于响应于控制信号来提供对应于增益水平的差分增益控制信号，所述自动增益控制电路控制所述差分增益控制电压以与所述控制信号具有线性关系；

接收可变电流的可变增益放大器，用于响应于所述差分增益控制信号来用所述增益水平放大数据信号，所述可变增益放大器的输出功率在最小输出功率和最大输出功率之间变化；和

电流控制器，用于响应于所述差分增益控制信号来调整所述可变电流，所述电流控制器在所述最小输出功率处使所述可变电流最小并且在所述最大输出功率处使所述可变电流最大。

2.根据权利要求1的增益系统，其中所述电流控制电路包括：

电流导引电路，用于响应于所述差分增益控制电压的第一控制电压以导引偏置电流的一部分到输出节点作为参考电流；和

电流镜电路，用于接收所述参考电流并且产生在幅值上对应于所述参考电流的可变电流。

3.根据权利要求2的增益系统，其中所述电流导引电路包括：

串行连接在耦合到VDD的负载装置和公共节点之间的第一输入n沟道晶体管，所述第一输入n沟道晶体管的栅极耦合到所述第一控制电压，

串行连接在所述电流镜电路和所述公共节点之间的第二输入n沟道晶体管，所述第二输入n沟道晶体管的栅极耦合到所述差分增益控制电压的第二控制电压，和

耦合到所述公共节点的偏置电流源，用于提供所述偏置电流。

4.根据权利要求3的增益系统，其中所述可变增益放大器包括：

输入级，用于响应于所述数据信号以将电流耦合到差分放大级，所述差分放大级响应于所述差分增益控制电压以提供对应于所述数据信号的放大信号，和

镜像晶体管，用于提供所述电流到所述输入级，和

二极管连接晶体管，用于接收所述可变电流，所述二极管连接晶体管被布置在具有所述镜像晶体管的电流镜配置中。

5.根据权利要求3的增益系统，其中所述偏置电流源包括用于提供与绝对温度成比例(PTAT)的电流和与绝对温度互补(CTAT)的电流的组合的混合电流源。

6.根据权利要求5的增益系统，其中所述混合电流源包括：

用于提供所述PTAT电流的可调PTAT电流源，

用于提供所述CTAT电流的可调CTAT电流源，

用于组合所述PTAT电流和所述CTAT电流的电流加法器，和

布置在具有所述电流加法器的电流镜配置中的镜像晶体管，用于提供所述偏置电流，所述偏置电流具有与所述PTAT电流和所述CTAT电流的和对应的幅值。

7.根据权利要求6的增益系统，其中所述可调PTAT电流源包括：

用于提供不同的PTAT电流的至少两个PTAT电流源，和

PTAT开关电路，用于将所述至少两个PTAT电流源中的至少一个选择性地耦合到公共节点以提供所述PTAT电流。

8.根据权利要求7的增益系统，其中所述可调CTAT电流源包括：

用于提供不同的CTAT电流的至少两个CTAT电流源，和

CTAT开关电路，用于将所述至少两个CTAT电流源中的至少一个选择性地耦合到另一个公共节点以提供所述CTAT电流。

9.根据权利要求8的增益系统，其中所述可调PTAT电流源被编程以提供所述偏置电流的第一比例因子，并且所述可调CTAT电流源被编程以提供所述偏置电流的第二比例因子，所述第一比例因子和所述第二比例因子加和近似等于1。

10.根据权利要求9的增益系统，其中所述可调PTAT电流源响应于第一比例控制字被编程，而所述可调CTAT电流源响应于第二比例控制字被编程。

11.根据权利要求10的增益系统，其中所述第一比例控制字和所述第二比例控制字响应于所感测的温度而被调整。

12.根据权利要求11的增益系统，还包括：

温度传感器，用于提供对应于所述感测的温度的模拟信号，和

温度解码器，用于响应于来自所述温度传感器的所述模拟信号产生所述第一比例控制字和所述第二比例控制字。

13.根据权利要求12的增益系统，其中所述温度解码器包括：

模数转换器，用于提供对应于所述模拟信号的数字输出信号，

第一解码器，用于接收所述数字输出信号并且产生所述第一比例控制信号，和

第二解码器，用于接收所述数字输出信号并且产生所述第二比例控制信号。

14.一种用于无线发射机核心的增益系统，包括：

接收可变电流的可变增益放大器，用于响应于差分增益控制信号来用增益水平放大数据信号，所述可变增益放大器的输出功率在最小输出功率和最大输出功率之间变化；

温度传感器，用于提供对应于感测的温度的模拟信号；

温度解码器，用于响应于从所述温度传感器接收的所述模拟信号，以产生第一比例控制字和第二比例控制字；和

电流控制器，用于响应于所述第一比例控制字提供与绝对温度成比例(PTAT)的电流和响应于所述第二比例控制字提供与绝对温度互补(CTAT)的电流，所述电流控制器将所述PTAT电流和所述CTAT电流相加以提供所述可变电流。

15.根据权利要求14的增益系统，其中所述电流控制器包括：

PTAT电流导引电路，用于响应于所述差分增益控制信号以产生所述PTAT电流，

CTAT电流导引电路，用于响应于所述差分增益控制信号以产生所述CTAT电流，和

电流加权电路，用于接收所述PTAT电流和所述CTAT电流，并且提供与PTAT电流、补充PTAT电流、CTAT电流和补充CTAT电流的和对应的所述可变电流。

16.根据权利要求15的增益系统，其中所述电流加权电路包括：

用于响应于所述第一比例控制字来提供所述补充PTAT电流的可调PTAT电流源，

用于响应于所述第二比例控制字来提供所述补充CTAT电流的可调CTAT电流源。

17.根据权利要求16的增益系统，其中所述可调PTAT电流源包括：

用于提供不同PTAT电流的至少两个PTAT电流源，和

PTAT开关电路，用于将所述至少两个PTAT电流源中的至少一个选择性地耦合到电压源(VDD或VSS)以提供所述补充PTAT电流。

18.根据权利要求17的增益系统，其中所述可调CTAT电流源包括：

用于提供不同的CTAT电流的至少两个CTAT电流源，和

CTAT开关电路，用于将所述至少两个CTAT电流源中的至少一个选择性地耦合到电压源(VDD或VSS)以提供所述补充CTAT电流。

19.根据权利要求17的增益系统，其中所述电压源是VDD。

20.根据权利要求17的增益系统，其中所述电压源是VSS，所述补充PTAT电流和所述补充CTAT电流是负电流。

21.根据权利要求15的增益系统，其中所述PTAT电流导引电路包括：

并行连接到公共节点的一对输入n沟道晶体管，所述一对输入n沟道晶体管由所述差分增益控制信号控制以提供PTAT参考电流的一部分，

耦合到所述公共节点的PTAT电流源，用于提供所述PTAT参考电流，和

电流镜电路，用于接收所述PTAT参考电流并且产生在幅值上对应于所述PTAT参考电流的PTAT电流。

22.根据权利要求21的增益系统，其中所述CTAT电流导引电路包括：

并行连接到另一公共节点的另一对输入n沟道晶体管，所述另一对输入n沟道晶体管由所述差分增益控制信号控制以提供CTAT参考电流的一部分，

耦合到所述另一公共节点的CTAT电流源，用于提供所述CTAT参考电流，和

另一个电流镜电路，用于接收所述CTAT参考电流并且产生在幅值上对应于所述CTAT参考电流的CTAT电流。

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