CN101626197B - 功率因数校正的效率改进 - Google Patents
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Abstract
一种功率转换器，其可操作为将交流功率变换为可以输出至负载的直流功率。该功率转换器包括变压器和可控开关。该功率转换器的切换频率被设置为取决于交流电源的交流电压的电平。该切换频率可以与交流电压成比例，从而为该功率转换器中的变压器提供恒定的磁通密度波动。可以通过使用将来自交流电源的交流电压变换为与该交流电压成比例的频率信号的电路而控制该切换频率。
Description
技术领域
本发明涉及功率因数校正(power factor correction)的效率改进。
背景技术
例如笔记本式计算机、台式计算机、监视器等等的电子设备典型地从交流电源接收功率。然而，在大多数情况下，设备需要直流电源进行操作，因此需要将来自交流电源的电源转换为直流电源。实现它的最简单的方法是通过二极管整流电路。在这种电路中，将二极管放置在电路中使得交流电流仅沿一个方向流动，从而整流器的输出保持为非负电压。这个方法是典型地花费最少的交流至直流变换方案，但是它也在交流电网上产生最多的噪声或“污染”。当功率转换器耦合至不是纯电阻性(例如包括电容器和电感器的电抗性负载)的负载时发生该污染，使得从交流电源抽取的电流与交流电压异相，这可能导致谐波增加和其他不需要的效果。因此，如果大量使用，利用这种方法的设备会严重影响交流输电线的质量。另外，电抗性负载使得功率转换器的效率更低。存储在电抗性负载中的能量导致电流和电压波形之间的时间差。该存储的能量返回到电源，并且对负载的工作没有用，所以电路的“有功功率”少于“视在功率”。有功功率与视在功率的比值通常称为电路的功率因数。可以理解，与具有高功率因数的电路相比，具有低功率因数的电路将会抽取更多电流以传递规定数量的有功功率，这意味着配电系统中的损耗增加并且能量消耗增加。因此，期望提供不具有这些相同缺点的交流至直流功率变换。
为了实现这个目的，可以使用包括功率因数校正(PFC)电路的功率转换器。通常地，PFC电路意图保持交流电流基本上与交流电压同相，因此功率转换器对于交流电源来说类似于纯电阻性负载，这减少了交流输电线上的污染并且增加了功率转换器的效率。有一种类型的PFC电路通常称为无源PFC电路。无源PFC电路仅使用例如电感器和电容器的无源元件执行功率因数校正。无源PFC电路典型地是坚固且有效的，但是通常难以将失真减少至可接受的水平。此外，由于无源PFC电路在相对低的线路频率(例如50Hz或60Hz)下运行，所需的电感器和电容器可能是大型的且昂贵的。
另一种类型的PFC电路通常称为有源PFC电路。有源PFC电路通常具有至少一个功率开关，并且包括它们的功率转换器可以称为开关功率转换器。开关功率转换器在许多不同的拓扑中提供紧致性和效率，这些拓扑可以被分为两种主要类别：隔离转换器和非隔离转换器。在例如下降(降压)或上升(升压)转换器的非隔离开关功率转换器中，功率输出通过功率开关直接耦合至功率输入。相反地，在例如回扫转换器或前向转换器的隔离功率转换器中，功率输出通过变压器与功率输入隔离，其中功率开关位于变压器的初级(输入)侧上，并且负载位于变压器的次级侧上。
在图1中示出现有技术的回扫功率转换器2的实例。功率转换器2包括功率开关8(典型地是场效应晶体管)，其通过整流器6耦合至交流电源4，并且耦合至变压器10的初级绕组。整流二极管12和体电容14耦合至变压器10的次级绕组。当功率开关8闭合时(即充电阶段)，电流从交流电源4流经变压器10的初级绕组，并且能量被存储在变压器的磁场中。然后，当功率开关8打开时(即放电阶段)，来自交流电源4的电流被中断，使得磁场崩溃，接着导致磁场通量变化的方向反向。负的通量变化在与充电阶段期间感应的电压方向相反的方向上感应出电压。术语“回扫”源于当交流电源4被中断时产生的感应电压反向。反向的感应电压试图感应流经变压器10的初级绕组的电流，但是打开的功率开关8阻止电流流动。由于电压反向，整流二极管12马上前向偏置并且允许电流从其中经过。该电流流入体电容器14，在这里它可以用于驱动负载18。
通过控制充电阶段的持续时间，可以调整功率转换器2的输出节点16处的电压。通常地，通过包括电压误差放大器(VEA)30来感测接近负载18处输出电压的输出电压反馈信号与参考电压之间的差异，并且通过利用该差异(即误差电压)来确定如何循环控制(circle)功率开关8以使差异最小化，可以实现功率转换器2的输出电压的调整。在这方面，VEA30包括比较器32，其具有通过电阻器40和包括两个电阻器36、38的分压器而耦合至输出节点16的反相输入端。此外，可以在比较器32的反相输入端和输出端之间耦合反馈电容28以提供稳定性。参考电压34耦合至比较器32的正相输入端，因此当输出电压反馈信号小于参考电压34时，比较器32的输出节点26将被驱动为高。功率转换器2还包括脉宽调制(PWM)控制器22，其在开关控制节点20上输出驱动信号以打开和关闭功率开关8。PWM控制器22利用VEA30的输出节点26形成脉冲，该脉冲以驱动输出电压反馈信号逼近参考电压34的方式而循环控制功率开关8。更具体地，PWM控制器22在其反相输入端23上接收固定频率振荡信号，并且在其正相输入端上接收VEA30的输出节点26，并且调整开关控制节点20的占空比(即开关8闭合的时间和开关周期的比值)，因此在反相输入端的输出电压反馈信号将基本上跟踪参考电压34，这起到将功率转换器2的输出节点16保持在期望电平的作用。
如上所述，尽可能有效地操作功率转换器变得越来越重要。例如，在为了减少能量消耗和由发电厂产生的温室气体排放的努力中，发展了能量星计划。通常地，能量星计划为生产商提供奖励以遵守严格的功率消耗准则。例如，2007年7月20日生效的，对于从功率转换器的额定负载的20％至100％变化的负载，将要求功率转换器以80％或更高的效率操作。另外，为了收到能量星标记，将要求功率转换器在100％额定负载的负载下以大于0.9的功率因数操作。
为了满足这些和其他的规范，期望改善功率转换器的效率。除了与低功率因数相关联的效率损耗以外，隔离开关功率转换器的主变压器(例如变压器10)也是功率损耗的来源。首先，由于绕丝的阻抗而存在功率损耗。除非使用超导线，否则总会有功率以热的形式通过载流导体的阻抗而被耗散。因为变压器可能需要相对长的导线，因此该损耗可能是重要的因素。增加绕组线的规格是使该损耗最小化的一种方式，但是却导致成本、尺寸和重量不期望地增加。
除了电阻性损耗以外，变压器功率损耗的大部分是由于铁芯内的磁效应。这些铁芯损耗中最重要的可能是涡流损耗，它是由于感应电流经过磁芯而产生的电阻性功率耗散。由于铁芯是电导体也是磁通量的“导体”，因此就像由交流磁场在次级绕组中感应出电流一样，将在铁芯中感应出电流。这些感应电流倾向于垂直于初级绕组线匝而流经铁芯的横截面。它们的循环运动使它们具有不寻常的名字：像水流中的旋涡一样流动，而不是沿直线移动。铁芯材料典型地是良好电导体，但是不像典型地制造绕丝的铜或铝那样好。因此，当流经铁芯时，这些“涡流”必须克服巨大的电阻。在克服该电阻的过程中，它们以热的形式耗散功率。因此，涡流在变压器中形成低效率的源头，并且难于消除。
另一个与磁芯相关联的变压器功率损耗是磁滞。所有铁磁材料倾向于在暴露至外部磁场之后保留一定程度的磁化强度。这个保持被磁化的趋势称为磁滞，并且需要消耗一定的能量以克服该反抗，从而改变每次由初级绕组改变极性(即每交流周期两次)而产生的磁场。
变压器能量损耗倾向于随频率增加而恶化。首先，已知的“集肤效应”的现象是一个因素。集肤效应是交流电流将自己分配在导体内使得导体表面附近的电流密度大于其中心的电流密度的趋势。即，电流倾向于在导体的“皮肤”流动。该效应随频率增加而放大，将减少用于电子流动的有效横截面积，因此随着频率上升而增加有效电阻并且通过电阻性耗散而产生更多功率损耗。随着频率更高，由于涡流和磁滞效应变得更加严重，磁芯损耗也增加。此外，随着初级绕组上的电压增加，由于磁通密度波动的相应增加，变压器中的能量损耗倾向于更加恶化。
针对该背景技术而研发了这里描述的功率转换器。
发明内容
描述下列实施方式及其各方面，并且结合系统、工具和方法进行举例说明，它们是典型的和示例性的，而不限制保护范围。在各个实施方式中，已经减少或消除了一个或多个上述问题，而其他实施方式是针对其他改进。
根据第一方面，提供一种切换功率转换器，用于转换来自交流输入电源的功率为直流输出电压的输出，包括：变压器，具有耦合到交流输入电源的初级绕组；耦合至变压器的次级绕组的输出电容器；耦合至变压器的初级绕组的开关元件，当该开关闭合时，该开关通过变压器的初级绕组从交流电源吸入输入电流，当该开关打开时，该开关中断来自交流电源的输入电流；以及开关控制电路，其可操作为以与交流输入电源的均方根电压成比例的频率而循环控制开关元件，其中功率转换器的输入电流脉冲波形的包络是跟随交流输入电源的交流电压的正弦波形。。
根据第二方面，提供一种用于功率转换器的方法，该功率转换器可操作为在输入端接收来自交流电源的交流功率，并且在输出端将直流功率输出至负载，交流电源具有输入交流电压，该方法包括：将输入交流电压提供至变换级，该变换级包括可操作为响应于驱动信号而打开和关闭的可控开关、以及耦合至可控开关的变压器；当该开关闭合时，该开关通过变压器的初级绕组从交流电源吸入输入电流，当该开关打开时，该开关中断来自交流电源的输入电流；以及控制驱动信号，其中以取决于交流电源的输入交流电压的幅值的频率而切换驱动信号，其中功率转换器的输入电流脉冲波形的包络是跟随交流电源的输入交流电压的正弦波形。
根据第三方面，提供一种一种切换功率转换器，用于转换来自交流输入电源的功率为直流输出电压的输出，该切换功率转换器包括：变压器，具有耦合到交流输入电源的初级绕组；耦合至变压器的次级绕组的输出电容器；耦合至变压器的开关元件，当该开关闭合时，该开关通过变压器的初级绕组从交流电源吸入输入电流，当该开关打开时，该开关中断来自交流电源的输入电流；以及开关控制元件，其可操作为以与交流输入电源的均方根电压成比例的频率以及以与参考电压和直流输出电压之间的差值相关的占空比而循环控制开关元件。
除上述的典型方面和实施方式以外，通过参照附图和下面的说明书的教导将会更加明白其他方面和实施方式。
附图说明
图1是现有技术的功率转换器的示意图。
图2是使用功率转换器的应用的方框图。
图3是现有技术的功率转换器和典型的功率转换器的磁通密度与输入电压的曲线图。
图4是典型的功率转换器的方框图。
图5是典型的功率转换器的示意图。
图6是电压至频率转换器的方框图。
图7是电压至频率转换器的示意图。
具体实施方式
尽管本发明易于进行各种改进和替换形式，但已经通过附图中的实施例的方式显示了其具体实施方式，并且在这里详细描述。然而应该理解，并不是倾向于将本发明限制为公开的具体形式，而是本发明涵盖落入由权利要求限定的本发明的保护范围和精神的所有改进、等同形式和替换形式。
图2示出了功率转换器45的典型应用42。如所示，功率转换器45可以作为组件合并在用于用户设备46的电源44中。用户设备46可以是便携式计算设备(例如笔记本电脑、个人数字助理、写字板PC等等)，或者台式计算机、移动电话、便携式音乐播放器等等。电源44可以起到将来自交流电源43的输出改变为适合用户设备46的形式(例如将交流功率变换为直流功率)的功能。如上所述，功率转换器45可以将功率因数增加至具体应用可接受的水平。此外，可以期望功率转换器45以高效率操作。
在一些应用中，可以期望以通常所说的不连续传导模式(DCM)操作功率转换器。在DCM中，整流二极管(即图1中所示的整流二极管12)中的电流在每个切换周期的一部分期间变为零。尽管DCM可能适合于相对较低的功率应用，但它通常提供更简单的控制设计和更迅速的瞬时响应。例如，用作功率因数校正电路的传统DCM回扫转换器的控制基本上对功率开关(例如图1中所示的功率开关8)使用恒定的占空比。即，功率开关的占空比在交流电源的周期上没有明显的改变。当转换器(例如回扫转换器、升压转换器、单端初级电感转换器(SEPIC转换器)、前向转换器等等)以DCM操作时，在占空比保持为恒定的时候，输入电流的峰值的包络线将跟随输入电压的波形。如果包括输入差动滤波器，则输入电流脉动波形在每个切换周期中是平均的。因此，输入电流是跟随输入电压的正弦波形，从而导致转换器具有高功率因数。另外，对于以DCM操作的功率转换器，可以将功率开关的切换频率基本保持为恒定。
当设计功率转换器以DCM操作时，必须考虑到避免磁饱和。当变压器的铁芯的磁通密度达到其最大值时发生磁饱和。当磁饱和发生时，磁力的任何进一步的增加(例如导体中的电流或电压的增加)将不会使磁通密度增加，这导致铁芯不能作为变压器而工作。为了避免这个不期望的行为，功率转换器设计者必须保证变压器的磁通密度的波动小于具体磁芯材料和形状的饱和水平。变压器的磁通密度波动(ΔBrms)的均方根(RMS)通常可以由下列
其中VINrms是交流输入电压的RMS值，d是功率开关的占空比，N是变压器中线圈的初级匝数，Ae是磁芯的横截面积，以及fsw是功率开关的切换频率。在隔离功率转换器以DCM操作用于功率因数校正的典型应用中，当功率转换器在运转时，公式(1)中的所有变量除了VINrms以外均保持恒定，VINrms可能取决于与功率转换器耦合的特定交流电源(例如在美国为120VINrms，在英国为230VINrms，等等)而变化。由于磁通密度波动(ΔBrms)与交流输入电压(VINrms)成比例，功率转换器设计者必须选择变量d、N、Ae和fsw，使得磁通密度波动(ΔBrms)在设计功率转换器工作的最高输入电压(VINrms)下不饱和。实际上，这意味着与磁通密度波动(ΔBrms)成反比的切换频率(fsw)必须设计为足够大，从而变压器不会在最高可能输入电压(VINrms)下饱和。
发明人已经认识到，当功率转换器耦合至较低的输入电压源(例如85VINrms)时，不必选择高的切换频率(fsw)以适应当功率转换器耦合至相对高的输入电压源(例如264VINrms)时的条件。随着切换频率(fsw)增加而使得功率转换器的各种功率损耗增加是不期望的。例如，与功率开关(例如图1中的功率开关8)相关联的功率损耗正比于切换频率(fsw)。变压器的铁芯损耗也与切换频率(fsw)成比例。此外，如上所述，变压器的导体中的“集肤效应”在较高切换频率下恶化。
由于较高切换频率而导致的功率损耗的增加在低的线电压下变得特别地有害，其中可以增加从交流电源抽取的电流从而为负载提供充足的功率。为了解决该问题，提出了新颖的系统和方法，其包括取决于交流输入电压(VINrms)的RMS值的切换频率(fsw)。例如，在一个实施方式中，切换频率(fsw)可被设置为与交流输入电压(VINrms)成比例。由于在相对低的交流输入电压下，切换频率(fsw)会较低而不会引起变压器饱和，因此对于较低的交流输入电压，可以减少与功率开关相关联的损耗和变压器损耗，这具有改善功率转换器的效率的效果。
在使切换频率(fsw)与交流输入电压(VINrms)的RMS值成比例的时候，磁通密度波动(ΔBrms)的RMS值将在所有的操作交流线电压下都为恒定，如由下列公式所示：
fsw＝C2×VINrms (2)
其中C2是常数。因此，通过将公式(2)中的fsw插入公式(1)，磁通密度波动(ΔBrms)可以表示为
从公式(3)中可以看出，磁通密度波动(ΔBrms)对于所有的交流输入电压均为恒定的(即磁通密度波动不受交流输入电压的影响)。该特征通常如图3所示，其显示了对于恒定的切换频率(线52)和与交流输入电压成比例的切换频率(线54)，磁通密度波动(ΔBrms)(垂直轴48)与交流输入电压(VINrms)(水平轴50)的曲线图51。所示的数据点是来自世界的不同国家的电压采样(例如，在美国为120Vrms，在英国为230Vrms，等等)。曲线图51说明当切换频率(fsw)与交流输入电压(VINrms)成比例时，磁通密度波动(ΔBrms)在输入电压的整个范围中都为恒定。应该理解，由于功率转换器可以设计为在低交流输入电压下更有效地操作，因此这是可以期望的，并且仍然不会导致变压器在高交流输入电压下饱和。
现在转向图4，示出典型功率转换器56的方框图。功率转换器56可以包括通过整流器60耦合至交流电源58的开关转换器62。整流器60可以是能够操作为将交流电流变换为只有正值的电流的任何电路。例如，整流器60可以包括二极管桥。此外，开关转换器62可以是包括可控开关的任何开关转换器。这样的转换器的实例包括回扫型转换器和前向型转换器(例如单开关或双开关前向型转换器)、升压转换器、SEPIC转换器、Cuk转换器等等。本领域技术人员将容易认识到，各种类型的隔离开关转换器或非隔离开关转换器都适合用于功率转换器56。
为了向开关转换器62提供控制，可以提供切换控制电路64。切换控制电路64可以包括电压误差放大器(VEA)70、PWM控制器68和电压至频率转换器(VFC)66。VEA 70可以耦合至功率转换器56的输出节点63，以感测该点的瞬时电压。VEA 70可操作为将输出电压与参考电压进行比较，并且提供相应的反馈至PWM 68。
VFC 66可操作为感测整流器60的输出节点61(或输入节点59)处的电压，并且将该电压变换为相应的频率。然后可以将该频率提供至PWM控制器68，从而PWM控制器可以以该频率驱动开关转换器62中的功率开关。应该理解，VFC 66可以是适合将电压变换为频率的任何电路。例如，商业上可用的集成电路可被用来执行该功能，例如由国家半导体公司制造的LM331集成电路。另外或可替换地，可以实施惯用电路。下面参照图7描述惯用VFC电路的实例。
图5示出了实施回扫技术的典型功率转换器80的示意图。功率转换器80包括功率开关90，其通过整流器84和变压器88的初级绕组耦合至交流电源82。整流二极管92和体电容器94耦合至变压器88的次级绕组。当功率开关90闭合时(即充电阶段)，电流从交流电源82流经变压器88的初级绕组，并且能量被存储在变压器的磁场中。当功率开关90打开时(即放电阶段)，来自交流电源82的电流被中断，使得磁场崩溃，这导致磁场通量变化的方向反向。负的通量变化在与充电阶段期间感应的电压方向相反的方向上感应出电压，这就是通常所说的“回扫”效应。反向的感应电压试图感应流经变压器88的初级绕组的电流，但是打开的功率开关90阻止电流流动。由于电压反向，整流二极管92马上前向偏置并且允许电流从其中经过。该电流流入体电容器94，在这里它可以用于驱动连接至功率转换器80的输出节点96的负载98。
通过控制充电阶段的持续时间，可以调整功率转换器80的输出节点96上的电压。通常地，通过包括VEA 108，用于感测关于负载98处的输出电压的输出电压反馈信号和参考电压之间的差异，并且通过利用该“误差电压”来确定如何循环控制功率开关90以使差异最小化，可以实现功率转换器80的输出电压的调整。在这方面，VEA 108包括运算放大器110，其具有通过电阻器114和包括两个电阻器118、120的分压器而耦合至功率转换器80的输出节点96的反相输入端。此外，可以在运算放大器110的反相输入端和输出端之间耦合反馈电容器112以用于提供稳定性。参考电压116可以耦合至运算放大器110的正相输入端，因此当输出电压反馈信号小于参考电压116时，输出节点111将被驱动为高。功率转换器80还可以包括PWM控制器102，其在开关控制节点100上输出驱动信号以打开和关闭功率开关90。PWM控制器102可以利用VEA 108的输出节点111形成脉冲，该脉冲以驱动功率转换器80的输出节点96处的电压逼近参考电压116的方式而循环控制功率开关90。此外，PWM控制器102在其反相输入端107上接收来自VFC 106的振荡信号。VFC 106可以耦合至整流器84的输出端85、87，使得VFC可以感测来自交流电源82的RMS电压。VFC106可被设置为将感测电压转换为相应的频率。例如，VFC106可以将与感测电压的RMS值成比例的频率输出至PWM控制器102。利用来自VFC 106的振荡信号和来自VEA 108的输出节点111的电压误差信号，然后PWM控制器102可以利用比较器104以相应的频率和占空比控制功率开关90。本领域技术人员将容易认识到PWM控制器的操作。
图6示出了典型的VFC 130的方框图。在本实施方式中，VFC 130接收来自整流输入电压源132的整流电压。整流输入电压源132例如可以是耦合至交流电源的桥式整流电路。VFC 130还可以包括整流至直流电压的转换器134。转换器134可以是可操作为将整流电压变换为直流电压的电路。例如，转换器134可以是包括多个电容器、电感器和电阻器的无源滤波网络。可替换地，转换器134可以是有源滤波器、数字滤波器等等。VFC130还可以包括耦合至转换器134的电压至电流转换器136。转换器136可以是可操作为将直流电压变换为相应的电流的任何电路。例如，可以使用镜像电流源。另外或可替换地，可以使用一个或多个运算放大器或其他集成电路以实施电压至电流转换器136。VFC 130还可以包括耦合至转换器136的电流至频率转换器138。与VFC 130的其他组件相似，转换器138可以是可操作为将从转换器136接收的电流变换为频率的任何电路。例如，转换器138可以包括一个或多个运算放大器。另外，转换器138可以包括一个或多个惯用的或商业上可用的集成电路。尽管在这里关于VFC 130描述了特定电路(例如转换器134、136、138)，应该理解VFC 130通常可以包括执行将输入电压源的特征(例如RMS电压)变换为可以用于控制功率转换器中的开关(例如图5中所示的开关90)的相应频率的功能的任何电路。
图7示出了VFC 150的典型实施方式，该VFC 150可以被包括在例如图4中所示的功率转换器56的功率转换器中。通常地，VFC 150操作为感测交流电压源152处的交流输入电压，并且在节点188上输出具有与该电压成比例的频率的信号。然后可以将在节点188上产生的振荡信号耦合至PWM控制器(例如图4中所示的PWM控制器68)以控制开关转换器(例如图4中所示的开关转换器62)中的功率开关的切换频率。图7中所示的示意图一般从左至右地进行描述。尽管描述了特定组件，但它们只是示例，并且本领域技术人员将会理解也可以使用其他组件和不同的电路设置。
VFC 150可以包括桥式整流器，其包括耦合至交流电源152的四个二极管154、156、158、160。应该注意到，VFC 150也可以直接耦合至例如图5中所示的整流器84的整流器的输出端，从而不需要重复的整流电路(即二极管154、156、158、160)。接下来，通过经过包括两个电阻器162、170和两个电容器166、168的低通无源滤波网络，可以在节点197处将整流交流电压转换为直流电压。应该理解，节点197处的直流电压将会与电源152的交流电压成比例。在滤波网络之后，通过实施包括两个FET 174、176和电阻器175的镜像电流源，可以将直流电压转换为与直流电压成比例的相应电流。
VFC 150还可以包括锯齿波发生器，其可操作为在节点188处将FET 176中的电流转换为锯齿波，该锯齿波具有与该电流成比例的频率，并且与交流电源152的电压基本成比例。锯齿波发生器可以包括由来自FET 176的电流充电的定时电容器182，其中对于恒定的交流输入电压该电流基本为恒定。由于恒定的电流，电容器(即节点188)上的电压随时间线性上升。为了控制电容器182的充电和放电，节点188耦合至包括上比较器178和下比较器180的窗式比较器。另外，上参考电压192可以施加至上比较器178的反相管脚，并且下参考电压194可以施加至下比较器180的正相管脚。可以通过包括耦合在直流电源196和地之间的三个电阻器187、189和191的分压器而形成参考电压192、194。在一个实施方式中，电源196具有12伏的输出电压，并且电阻器187、189和191彼此相等。这样，上参考电压192大约为8伏(即12伏的三分之二)，并且下参考电压194大约为4伏(即12伏的三分之一)。如下面更详细的描述，以在节点188上产生锯齿形信号的形式，将定时电容器182充电至上参考电压192并放电至下参考电压194。
窗式比较器通过使用耦合至FET 184的栅极的R-S触发器190而控制电容器182的充电和放电周期，其中FET 184通过放电电阻器185而耦合在电容器182的两端(即节点188和地)之间。R-S触发器190的输出被设置为控制FET 184的操作。在操作中，FET 184在打开位置开始，从而允许电流流经FET 176以对电容器182充电。当电容器182上的电压达到上参考电压192时，上比较器178的输出被驱动为高。这导致R-S触发器190闭合开关184，从而通过电阻185和FET 184而使电容器182迅速对地放电。当电容器182上的电压跌至下参考电压194时，下比较器180的输出变为高，这使得R-S触发器190复位并且关闭FET 184。这允许电流流经FET 176以对电容器182再充电，从而节点188处的电压再次随时间线性上升。重复该循环并在节点188处产生锯齿波，然后可以将该节点188耦合至PWM控制器(例如图4中所示的PWM控制器68)，以控制开关转换器(例如图4中所示的开关转换器62)中的功率开关的切换频率。应该理解，节点188处的锯齿波的频率将与电源152的交流输入电压成比例。例如，当交流输入电压相对低时，用于对定时电容器182充电的直流电流也低，这导致电容器182上的电压(即节点188处的电压)缓慢地从下参考电压194上升至上参考电压192。因此，锯齿波的频率低。相似地，当交流输入电压高时，用于对定时电容器182充电的直流电流也高，这导致电容器182上的电压相对迅速地上升，从而导致锯齿波的频率成比例地变高。
应该理解，这里描述的功率转换器相对于以前设计具有一些好处和优点。即，对于相对低的输入电压，将切换频率控制为取决于交流电源的电压，大大提高了功率转换器的效率。如上所述，当在较低输入电压下减少切换频率时，与主开关、整流二极管和功率转换器的变压器相关联的功率损耗显著减少。此外，当切换频率与输入电压成比例时，变压器的磁通密度波动为恒定。这具有减少或消除当设计用于特定应用的功率转换器时涉及的变压器饱和的优点。
尽管已经在附图和上述说明书中详细地说明并描述了本发明，但是这些说明和描述被认为是示例性的，而不是限制性的。例如，上述的一个实施方式可以与其他描述的实施方式结合，和/或以其他方式布置(例如可以以其他顺序执行处理元件)。因此，应该理解仅仅显示并描述了优选实施方式及其变形，而在本发明的精神范围内的所有变化和改进都要求保护。
Claims (25)
1.一种切换功率转换器，用于转换来自交流输入电源的功率为直流输出电压的输出，包括：
变压器，具有耦合到交流输入电源的初级绕组；
耦合至变压器的次级绕组的输出电容器；
耦合至变压器的初级绕组的开关元件，当该开关元件闭合时，该开关元件通过变压器的初级绕组从交流输入电源吸入输入电流，当该开关元件打开时，该开关元件中断来自交流输入电源的输入电流；以及
开关控制电路，其可操作为以与交流输入电源的均方根电压成正比例的频率而循环控制开关元件，
其中功率转换器的输入电流脉冲波形的包络是跟随交流输入电源的交流电压的正弦波形。
2.根据权利要求1所述的功率转换器，其中驱动信号控制电路可操作为以与交流输入电源的交流电压的幅值成比例的频率而切换驱动信号。
3.根据权利要求1所述的功率转换器，其中开关控制电路可操作为以使得变压器的磁通密度的均方根值对于交流输入电源的交流电压的幅值的范围基本为恒定的频率而循环控制开关元件。
4.根据权利要求3所述的功率转换器，其中交流输入电源的交流电压电平的幅值的范围在80和400伏均方根之间。
5.根据权利要求1所述的功率转换器，其中开关控制电路包括电压至频率转换器，其可操作为以取决于交流电压的幅值的频率而循环控制开关元件。
6.根据权利要求5所述的功率转换器，还包括整流器，可操作地将交流输入电压转换成整流电压，其中电压至频率转换器包括：
滤波器，具有耦合到整流器的输入端和输出端，滤波器可操作为将整流电压变换为直流电压；
电压至电流转换器，其耦合至滤波器的输出端，该电压至电流转换器可操作为将直流电压变换为取决于该直流电压的电流；以及
电流至频率转换器，其耦合至电压至电流转换器，该电流至频率转换器可操作为将电流变换为具有取决于该电流的频率的驱动信号。
7.根据权利要求6所述的功率转换器，其中滤波器是包括电容器和电阻器的无源滤波器。
8.根据权利要求6所述的功率转换器，其中电流至频率转换器包括比较器。
9.根据权利要求6所述的功率转换器，其中电压至电流转换器包括镜像电流源。
10.根据权利要求5所述的功率转换器，其中电压至频率转换器包括集成电路。
11.根据权利要求1所述的功率转换器，其中功率转换器是回扫型转换器。
12.根据权利要求1所述的功率转换器，其中功率转换器是前向型转换器。
13.根据权利要求1所述的功率转换器，其中功率转换器是双开关前向型转换器、升压转换器或单端初级电感转换器。
14.一种用于功率转换器的方法，该功率转换器可操作为在输入端接收来自交流电源的交流功率，并且在输出端将直流功率输出至负载，交流电源具有输入交流电压，该方法包括：
将输入交流电压提供至变换级，该变换级包括可操作为响应于驱动信号而打开和关闭的可控开关、以及耦合至可控开关的变压器；当该开关闭合时，该开关通过变压器的初级绕组从交流电源吸入输入电流，当该开关打开时，该开关中断来自交流电源的输入电流；以及
控制驱动信号，其中以与交流输入电源的输入交流电压的幅值成正比的频率而切换驱动信号，其中功率转换器的输入电流脉冲波形的包络是跟随交流电源的输入交流电压的正弦波形。
15.根据权利要求14所述的方法，其中该控制步骤包括以与交流电源的交流电压的幅值成比例的频率而切换驱动信号。
16.根据权利要求14所述的方法，其中该控制步骤包括以使得变压器的磁通密度的均方根值对于交流电源的交流电压的幅值的范围基本为恒定的频率而切换驱动信号。
17.根据权利要求14所述的方法，其中交流电源的交流电压电平的幅值的范围在80和400伏均方根之间。
18.根据权利要求14所述的方法，其中该控制步骤包括：
将交流输入电压整流为整流电压；
对整流电压滤波为基本恒定直流电压；
首先产生取决于滤波直流电压的电流；和
然后产生取决于该电流的频率。
19.根据权利要求18所述的方法，其中该滤波步骤包括提供电容器和电阻器。
20.根据权利要求18所述的方法，其中该然后产生步骤包括提供比较器。
21.根据权利要求14所述的方法，其中该控制步骤包括提供集成电路。
22.根据权利要求14所述的方法，其中功率转换器是回扫型转换器。
23.根据权利要求14所述的方法，其中功率转换器是前向型转换器。
24.根据权利要求14所述的方法，其中功率转换器是双开关前向型转换器、升压转换器或单端初级电感转换器。
25.一种切换功率转换器，用于转换来自交流输入电源的功率为直流输出电压的输出，该切换功率转换器包括：
变压器，具有耦合到交流输入电源的初级绕组；
耦合至变压器的次级绕组的输出电容器；
耦合至变压器的开关元件，当该开关元件闭合时，该开关元件通过变压器的初级绕组从交流输入电源吸入输入电流，当该开关元件打开时，该开关元件中断来自交流输入电源的输入电流；以及
开关控制元件，其可操作为以与交流输入电源的均方根电压成正比例的频率以及以与参考电压和直流输出电压之间的差值相关的占空比而循环控制开关元件。
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