CN101584173A - 用于降低ofdm系统中载波间干扰的方法和装置 - Google Patents

Abstract

OFDM电信系统包括发射机和接收机。该接收机包括配置成降低频域中的OFDM码元中的载波间干扰(ICI)的消除器。

Description

用于降低OFDM系统中载波间干扰的方法和装置

背景

领域

本公开一般涉及电信，尤其涉及用于降低OFDM系统中载波间干扰(ICI)的各种概念。

背景

近年来，对多载波电信系统的兴趣持续增长。一个示例是使用正交频分复用(OFDM)技术的电信系统。OFDM是将整个系统带宽高效地分成多个副载波的多载波调制技术。数据通过调节副载波的相位、振幅或两者被调制到每个副载波上。典型地，使用正交相移键控(QPSK)或正交调幅(QAM)，但是也可使用其他调制方案。这些副载波在精确的频率上相间隔以提供正交性，由此消除副载波之间的串扰。这可通过省去对在频分复用(FDM)系统中通常所需的对应每个子信道的单个滤波器的需要来降低发射机和接收机两者的复杂度。作为替换，可使用快速傅里叶(FFT)算法来采用高效调制和解调技术，从而使其对于低成本宽带通信而言变得理想。如今，OFDM被用在许多电信系统中，包括高通的MediaFLO(媒体FLO)、诸如IEEE 802.11a、802.11g的无线局域网(WLAN)、802.16(Wi-Max)、IEEE 802.20(移动宽带无线接入)等、超宽带(UWB)及其他。

OFDM很大程度上依赖于所传送的副载波与接收机上的解调副载波相对准。接收机主控时钟频率的误差会导致解调副载波的间隔不同于所传送的那些，从而导致正交性丧失且引入载波间干扰(ICI)。在过去已提出了用于降低多载波电信系统中的ICI的各种解决方案。这些解决方案通常涉及用以从收到信号导出误差信号以驱动自动频率控制(AFC)环路或执行一些类型的数字重采样过程的复杂技术。因此，本领域中存在对用于降低多载波电信系统中ICI的更高效手段的需要。

概要

公开了接收机的一方面。该接收机包括配置成降低频域中的OFDM码元的载波间干扰(ICI)的消除器。

公开了载波间干扰(ICI)消除器的一方面。ICI消除器包括：用于接收频域中的OFDM码元的装置；以及用于降低频域中的OFDM码元中的ICI的装置。

公开了接收通信的方法的一方面。该方法包括：接收频域中的OFDM码元；以及降低频域中的OFDM码元中的载波间干扰(ICI)。

公开了计算机可读介质的一方面。该计算机可读介质包含使处理器消除载波间干扰(ICI)的指令集。该指令包括：用于接收频域中的OFDM码元的代码；以及用于降低频域中的OFDM码元中的ICI的代码。

公开了计算机程序产品的一方面。该计算机程序产品包括计算机可读介质。该计算机可读介质包括：用于接收频域中的OFDM码元的代码；以及用于降低频域中的OFDM码元中的ICI的代码。

附图简述

无线通信系统的各个方面在附图中仅作为示例而非作为限制被例示出，其中：

图1是多载波电信系统中发射机的高层框图；

图2是多载波电信系统中接收机的高层框图；

图3是使用迭代过程消除载波间干扰(ICI)的算法的示例的流程图；以及

图4是ICI消除器的功能框图。

详细描述

以下结合附图阐述的详细描述旨在作为本发明的各配置的描述，而无意表示仅可实践本发明的配置。详细描述包括为了提供对本发明的透彻了解的具体细节。然而，对于本领域技术人员而言，本发明无需这些特定细节也可实现是显而易见的。在某些实例中，众所周知的结构和组件以框图形式示出以避免模糊本发明的概念。

图1和2是多载波电信系统中发射机102和接收机104的高层框图。发射机102可以是基站的部分，而接收机104可以是接入终端的部分。相反地，发射机102可以是接入终端的部分，而接收机104可以是基站的部分。接入终端可以是任何固定或移动无线电设备，诸如移动电话、个人数字助理(PDA)、个人或膝上型计算机、电视接收机、游戏控制台、相机、MP3播放器、任何其他能够无线电通信的视频、音频或数据设备。基站可以是服务其地理区域中的一个或多个接入终端的固定或移动收发机。基站可被用来提供多媒体广播、使接入终端能够彼此通信、或充当基于分组和/或交换电路的有线网络的网关。

参看图1，发射(TX)数据处理器106将数据处理(例如，编码、交织和码元映射)成数据码元流。如本文中所用的，“数据码元”是对应数据的调制码元，而“调制码元”是对应信号星座(例如，PSK或QAM的)中的点的复数值。

发射(TX)数据提供去往串-并转换器108的数据码元流。串-并转换器108将数据码元映射至N个副载波的每一个。由于频谱边缘处的副载波会对需要满足规定频谱掩盖的发射滤波施加严格的约束，因此本领域技术人员可选择不在这些副载波上发送任何数据。频谱的边缘——称为“保护频带”——可代之以携带零码元，并因此没有能量。

串-并转换器108向逆FFT 110提供一组N个码元。逆FFT 110被用来生成包括时域中的N个独立调制的副载波的OFDM码元。并-串转换器111被用来将时域副载波转换成串行格式以供成帧。TX(发射)导频处理器112被用来生成包括数个导频码元的导频信号。复用器114可被用于将来自TX导频处理器110的导频信号与来自逆FFT 110的一个或多个OFDM码元形成帧。替换地，TX导频处理器112可被用于通过向串-并转换器108提供导频码元以映射至N个副载波的一部分来生成频域中的导频信号。

数模(D/A)转换器116被用于将OFDM码元流转换至模拟域。如本文中所用的，“OFDM码元流”表示具有或不具有时域导频信号的OFDM码元流。每个OFDM码元的N个正交副载波的总和被用于在模拟前端(AFE)118中调制载波频率以生成传输信号。传输信号通过AFE 118经由天线120在无线电信道上传送。

参看图2，天线202接收所发射的信号并将其提供给AFE 204。AFE 204从载波频率恢复OFDM码元流，并将其提供给模数(A/D)转换器206。A/D转换器206被用于将OFDM码元流转换至数字域。

每个OFDM码元在被提供给FFT 210之前使用串-并转换器208转换成并行格式。FFT 210被用于将OFDM码元流转换回频域。具体而言，FFT 210生成对应每个OFDM码元的N个独立调制的副载波。这N个独立调制的副载波被提供给并-串转换器212以产生码元流估计。

从并-串转换器212输出的码元估计可能因无线电信道中的噪声或其他扰动而不与原始信号星座中的点的准确位置相对应。接收(RX)数据处理器216可被用于确定信号星座中对应每个非零码元估计最可能被传送的数据码元。此确定是基于信道估计器218提供的数据码元估计和无线电信道的冲激响应。信道估计器218从OFDM码元流中的时域导频信号估计无线电信道的冲激响应。RX数据处理器216还提供诸如解交织和解码等其他信号处理功能以恢复原始数据。

接收机104还可包括ICI消除器214。在图2中所示的示例中，ICI消除器214被放置在并-串转换器212与RX数据处理器214之间，但是可用在接收机104中的任何地方。ICI消除器214提供一种用于降低因接收机处的采样时钟误差而导致的ICI的手段。参照以下数学分析将透彻地理解ICI消除器214执行此功能的方式。

发射信号s(t)的基带模型可被表达为：

$s\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{T_u}(k-\frac{N}{2})t}{b}_k,0\≤t\≤T_u+T_g---\left(1\right),$

其中：N为发射机IFFT的大小(假定与接收机FFT的相同)，

T_u为有用OFDM码元时间；

T_g为保护带时间；

b_k为副载波k上的发射数据/导频/零码元；

被用于代表使副载波以DC为中心，其与载波索引以及下变频信号在基带上的物理位置相对应。

假定没有本机振荡器(LO)噪声的理想接收机，并假定OFDM码元的保护带足够长，则收到信号y(t)仅受到无线电信道的冲激响应H_k的影响。收到信号可被表达为：

$y\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{T_U}(k-\frac{N}{2})t}{b}_k{H}_k---\left(2\right),$

其中H_k为第k个载波频率上的无线电信道的复数冲激响应。用R_k代替b_kH_k，则收到信号变成：

$y\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{T_U}(k-\frac{N}{2})t}{R}_k---\left(3\right).$

在接收机处，将收到信号y(t)与可能的副载波波形的每一个相关以恢复R_k(即，副载波k上的收到调制码元)。然而，副载波波形(解调副载波)可能经历采样频率误差，后者导致解调副载波的间隔与所发射的那些不同。采样频率误差

可被表达为(1+ε)，其中f_s(发射机主控时钟频率)等于

而且，注意f′_s在此是指接收机主控时钟频率。在考虑频率采样误差的情况下，收到信号可被表达为如下：

$y_n=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{T_u}(k-\frac{N}{2})n(1+\mathrm{\ϵ})\frac{T_u}{N}}{R}_k$

$=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(k-\frac{N}{2})n(1+\mathrm{\ϵ})}{R}_k.---\left(4\right).$

通过使用FFT，将样本y_n与解调副载波相关以获得以下第l个副载波的结果：

$Y_l=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\πn}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{nl}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(k-\frac{N}{2})n(1+\mathrm{\ϵ})}{R}_k,---\left(5\right).$

计及通过(-1)ⁿ乘法执行的FFT移位，式(5)可被处理成将合意(信号)分量与ICI分量分开如下：

$Y_l=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_l{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(l-\frac{N}{2})\mathrm{n\ϵ}}+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k\≠l}{\overset{N-1}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}n(k(1+\mathrm{\ϵ})-l-\mathrm{\ϵ}\frac{N}{2})}{R}_k,---\left(6\right).$

可使用有限几何级数将式(6)简化成：

$Y_l=R_l\frac{e^{\mathrm{j\π\ϵ}(l-\frac{N}{2})}}{e^{j\frac{\mathrm{\π}}{N}\mathrm{\ϵ}(l-\frac{N}{2})}}\frac{\sin \left(\mathrm{\π\ϵ}(l-\frac{N}{2})\right)}{N\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{N}\mathrm{\ϵ}(l-\frac{N}{2})\right)}+\underset{k\≠l}{\overset{N-1}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}}{R}_k\frac{e^{\mathrm{j\π\ϵ}(k-\frac{N}{2})}}{e^{j\frac{\mathrm{\π}}{N}(\mathrm{\ϵ}(k-\frac{N}{2})+k-l)}}\frac{\sin \left(\mathrm{\π\ϵ}(k-\frac{N}{2})\right)}{N\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{N}(\mathrm{\ϵ}(k-\frac{N}{2})+k-l)\right)}---\left(7\right).$

$=R_l\frac{e^{\mathrm{j\π\ϵ}(l-\frac{N}{2})}}{e^{j\frac{\mathrm{\π}}{N}\mathrm{\ϵ}(l-\frac{N}{2})}}\frac{\sin \left(\mathrm{\π\ϵ}(l-\frac{N}{2})\right)}{N\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{N}\mathrm{\ϵ}(l-\frac{N}{2})\right)}+\underset{k\≠l}{\overset{N-1}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}}{R}_k\frac{e^{\mathrm{j\π}(\mathrm{\ϵ}(k-\frac{N}{2})+k-l)}}{e^{j\frac{\mathrm{\π}}{N}(\mathrm{\ϵ}(k-\frac{N}{2})+k-l)}}\frac{\sin \left(\mathrm{\π}(\mathrm{\ϵ}(k-\frac{N}{2})+k-l)\right)}{N\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{N}(\mathrm{\ϵ}(k-\frac{N}{2})+k-l)\right)}$

Dirichlet函数可被定义为 ${\mathrm{diric}}_N\left(x\right)=\frac{\sin \left(\mathrm{N\πx}\right)}{N\sin \left(\mathrm{\πx}\right)}.$ 如果x＜＜1，则Dirichlet可被表达为：

${\mathrm{diric}}_N\left(x\right)\≈\frac{\sin \left(\mathrm{N\πx}\right)}{\mathrm{N\πx}}=\sin c\left(\mathrm{Nx}\right)---\left(8\right).$

假定εN＜＜1并忽略相位斜坡项，则可使用Dirichlet函数推导出下式：

$Y_l\≈R_l{\mathrm{diric}}_N\left(\mathrm{\ϵ}(\frac{l}{N}-\frac{1}{2})\right)+\underset{k\≠l}{\overset{N-1}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}}{R}_k{e}^{-j\frac{\mathrm{\π}}{N}(k-l)}{(-1)}^{k-l}{\mathrm{diric}}_N(\mathrm{\ϵ}(\frac{k}{N}-\frac{1}{2})+\frac{k-l}{N})---\left(9\right).$

求和项可被定义为：

${\mathrm{ICI}}_{k,l}=R_k{e}^{-j\frac{\mathrm{\π}}{N}(k-l)}{(-1)}^{k-l}{\mathrm{diric}}_N(\mathrm{\ϵ}(\frac{k}{N}-\frac{1}{2})+\frac{k-l}{N})---\left(10\right).$

如从式(10)可见的，大部分ICI能量集中在邻近的副载波上。因此，在条件|k-l|＜＜N下ICI_k，l可近似于如下：

${\mathrm{ICI}}_{k,l}\≈R_k{(-1)}^{k-l}\sin c(\mathrm{\ϵ}(k-\frac{N}{2})+k-l)$

$=R_k{(-1)}^{k-l}\frac{\sin \mathrm{\π}(\mathrm{\ϵ}(k-\frac{N}{2})+k-l)}{\mathrm{\π}(\mathrm{\ϵ}(k-\frac{N}{2})+k-l)}.---\left(11\right).$

$\≈R_k\frac{\mathrm{\π}\left(\mathrm{\ϵ}(k-\frac{N}{2})\right)}{\mathrm{\π}(k-l)}$

$=R_k\frac{\mathrm{\ϵ}}{2}\frac{2k-N}{k-l}$

接着，检查ICI_k，l的周期性。由于其FFT特征，因此可定义以下关系：

R_k＝R_k+N    (12)。

通过应用此定义，可推导出以下表达式：

${\mathrm{ICI}}_{k+N,l}=R_{k+N}{e}^{-j\frac{\mathrm{\π}}{N}(k+N-l)}{(-1)}^{k+N-l}{\mathrm{diric}}_N(\mathrm{\ϵ}(\frac{k+N}{N}-\frac{1}{2})+\frac{k+N-l}{N})$

$=R_k{e}^{-j\frac{\mathrm{\π}}{N}(k-l)}(-1){(-1)}^{k-l}{(-1)}^N{\mathrm{diric}}_N(\mathrm{\ϵ}(\frac{k}{N}-\frac{1}{2})+\frac{k-l}{N}+\mathrm{\ϵ}+1)---\left(13\right),$

$=R_k{e}^{-j\frac{\mathrm{\π}}{N}(k-l)}{(-1)}^{k-l}{\mathrm{diric}}_N(\mathrm{\ϵ}(\frac{k}{N}+\frac{1}{2})+\frac{k-l}{N})$

其中用到Dirichlet函数的以下特性：

diric_N(x+1)＝-diric_N(x)    (14)。

如可易于看到的，ICI_k，l项可能并非是严格周期性的。然而，如果k和l在模N的意义上是邻元副载波(例如，两个副载波分别位于最低频率和最高频率附近)，则以下近似适用：

${\mathrm{ICI}}_{k+N,l}\≈R_k{e}^{-j\frac{\mathrm{\π}}{N}(k-l)}{(-1)}^{k-l}\sin c(\mathrm{\ϵ}(k+\frac{N}{2})+k-l)$

$=R_k{(-1)}^{k-l}\frac{\sin \mathrm{\π}(\mathrm{\ϵ}(k+\frac{N}{2})+k-l)}{\mathrm{\π}(\mathrm{\ϵ}(k+\frac{N}{2})+k-l)}---\left(15\right),$

$\≈R_k\frac{\mathrm{\π}\left(\mathrm{\ϵ}(k+\frac{N}{2})\right)}{\mathrm{\π}(k-l)}$

$=R_k\frac{\mathrm{\ϵ}}{2}\frac{2k+N}{k-l}=R_k\frac{\mathrm{\ϵ}}{2}\frac{2(k+N)-N}{k-l}$

因此，周期性在卷绕的意义上近似成立。

如果忽略来自远距离的邻元副载波的贡献，且仅考虑Δ个靠近的邻元副载波——其中Δ＜＜N，则受ICI污染的信号减至：

$Y_l\≈R_l+\frac{\mathrm{\ϵ}}{2}\underset{k\≠l}{\overset{l+\mathrm{\Δ}}{\underset{k=l-\mathrm{\Δ}}{\mathrm{\Σ}}}}\frac{\mathrm{mod}(2k-N,2N)}{k-l}{R}_k---\left(16\right).$

式(16)可被等价地表达为矩阵运算。

其中Ψ是根据定义的Toeplitz。

可易于从以上矩阵看出，采样频率误差影响频带边缘上的副载波，这很大程度上是因为定标矩阵Ω的能量集中在外对角线抽头上。可通过折叠以上矩阵来选择性地对待边缘频带，以使得仅降低对应E个最低频率副载波和E个最高频率副载波的ICI，其中E＜N。在翻转第二项中R的上部的符号的同时，定标矩阵Ω可被减至标量N：

在此简化模型中，项

决定最低和最高频率副载波周围的ICI。由于ICI的影响在此区域中最显著，可将η设为

替换地，可将η设为

以提升ICI降低算法在边缘频带中间处的准确度。

现在针对已被忽略的相位斜坡项。有此项的情况下，受ICI污染的信号被表达为：

$Y_l\≈R_l{e}^{\mathrm{j\π\ϵ}(l-\frac{N}{2})}+\frac{\mathrm{\ϵ}}{2}\underset{k\≠l}{\overset{l+\mathrm{\Δ}}{\underset{k=l-\mathrm{\Δ}}{\mathrm{\Σ}}}}\frac{\mathrm{mod}(2k-N,2N)}{k-l}{e}^{\mathrm{j\π\ϵ}(k-\frac{N}{2})}{R}_k---\left(17\right).$

通过定义 ${R^{\′}}_l=R_l{e}^{\mathrm{j\π\ϵ}(l-\frac{N}{2})},$ 以下关系仍成立：

Y＝R′+ηΨΩR′    (18)。

式(18)的迭代过程可被用于降低频域中OFDM码元Y的边缘频带上的ICI。将参照图3给出此过程的示例。在步骤302，通过将R′设为Y来初始化迭代过程。接着，使用式(18)执行对R′的一次迭代。具体而言，在步骤304计算Y-ηΨΩR′的值，并随后在步骤306将R′重设为该值。算法随后在步骤308确定是否已执行了足够次数的迭代。通常，一次迭代应当是足够的，但是可通过附加迭代来获得ICI的进一步降低。本领域技术人员将易于评估是否需要多次迭代来满足任何特定应用的性能要求。如果需要对R′进行另一次迭代，则算法返回步骤304。过程继续进行直至已对R′执行足够次数的迭代，此时算法退出循环并在步骤310输出R′。一旦发生此情况，就从以下公式计算R_l：

$R_l={R^{\′}}_l{e}^{-\mathrm{j\π\ϵ}(l-\frac{N}{2})}---\left(19\right).$

可对OFDM码元的每个副载波或者替代地对边缘频带中的副载波(即，E个最低频率副载波和E个最高频率副载波)执行该算法。本领域技术人员可基于特定应用和加诸于系统上的整体设计约束容易地确定边缘频带中副载波的数目。作为示例，可通过计算副载波的信噪比(SNR)并将边缘频带调节成包括足以满足系统的SNR要求的副载波来确定边缘频带中副载波的数目。

回顾图2，来自ICI消除器214的输出R_l被提供给RX数据处理器216。参看式(2)和(3)，RX数据处理器216可使用信道估计器218所提供的信道冲激响应H_k来从R_k恢复发射数据/导频/零码元b_k。

图4是(ICI)消除器的功能框图。ICI消除器132包括用于接收频域中的OFDM码元的模块402和用于降低频域中的OFDM码元中的ICI的模块304。

结合本文中公开的实施例描述的各个说明性逻辑块、模块、元件和/或组件可用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑组件、分立的门或晶体管逻辑、分立的硬件组件、或其设计成执行本文中描述的功能的任意组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器，但在替换方案中，处理器可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器、或状态机。处理器还可以被实现为计算组件的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核心协作的一个或更多个微处理器、或任何其他此类配置。

结合本文公开的实施例描述的方法或算法可直接在硬件中、在由处理器执行的软件中、或在这两者的组合中体现。软件可以计算机可读方式驻留。计算机可读介质包括计算机存储介质和通信介质两者，后者包括有助于计算机程序从一地到另一地的转移的任何介质。存储介质可以是可被计算机访问的任何可用介质。作为示例而非限制，这些计算机可读介质可包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储、磁盘存储或其它磁存储设备、或可被用来携带或存储指令或数据结构形式的软件且可被处理器访问的任何其它介质。任何连接也被正当地称为计算机可读介质。例如，如果软件使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)、或诸如红外、无线电、以及微波之类的无线技术从web网站、服务器、或其它远程源传送而来，则该同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL、或诸如红外、无线电、以及微波之类的无线技术就被包括在介质的定义之中。如在此所用的碟或盘包括压缩盘(CD)、激光盘、光盘、数字多功能盘(DVD)、软盘和蓝光盘，其中“碟”通常以磁的方式再现数据，而“盘”通常用激光以光的方式再现数据。上述组合应被包括在计算机可读介质的范围内。

提供之前的描述是为了使本领域中的任何技术人员能够实践本文所描述的各个实施例。对这些实施例的各种修改容易为本领域技术人员所显见，并且在此所定义的普适原理可被应用于其它实施例。因此，权利要求书并非旨在限于本文所示的实施例，而是被授予与术语权利要求相一致的全部范围，其中对单数要素的引用并非旨在表示“一个或仅一个”，而是表示“一个或多个”，除非明确如此声明。本公开中通篇描述的各个实施例的要素的所有结构和功能上为本领域普通技术人员所知或将来所知的等效方案通过应用明确纳入于此，且意在被权利要求书所涵盖。此外，本文所公开的全部并非旨在贡献于公众，无论这些公开是否在权利要求书中得到明确表述。权利要求的要素不应当基于35U.S.C.§112第六章的规定来解释，除非该要素是使用措辞“用于...的装置”来明确表述，或者在方法权利要求的情形中，要素是使用“用于...的步骤”来表述的。

Claims (35)

1.一种接收机，包括：

消除器，配置成降低频域中的OFDM码元中的载波间干扰(ICI)。

2.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述OFDM码元包括多个副载波，并且其中所述消除器还被配置成通过对所述副载波的一个或多个执行迭代过程来降低ICI。

3.如权利要求2所述的接收机，其特征在于，所述副载波是分布在具有中间频带和两个边缘频带的频谱上的，并且其中所述副载波的所述一个或多个被限于所述边缘频带中的所述副载波。

4.如权利要求3所述的接收机，其特征在于，所述副载波的所述一个或多个包括所述边缘频带中所有携带非零码元的副载波。

5.如权利要求4所述的接收机，其特征在于，所述消除器还被配置成确定所述边缘频带的每一个中的所述副载波的数目。

6.如权利要求2所述的接收机，其特征在于，所述消除器还被配置成确定要对所述副载波的所述一个或多个中的每一个执行的迭代的次数。

7.如权利要求2所述的接收机，其特征在于，所述消除器还被配置成通过将R′初始化成所述副载波的所述一个或多个中的每一个携带的所述码元、计算作为R′的函数的值、以及将R′设为所述值来执行所述迭代过程。

8.如权利要求7所述的接收机，其特征在于，所述消除器还被配置成使用以下公式计算所述值：Y-nΨΩR′。

9.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，还包括配置成将所述OFDM码元从时域变换至频域的FFT。

10.如权利要求9所述的接收机，其特征在于，所述OFDM是通过无线电信道接收到的，并且其中所述接收机还包括配置成从输出自所述消除器的所述OFDM码元以及所述无线电信道的冲激响应的估计恢复数据。

11.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述ICI是由所述OFDM码元的采样时钟误差导致的。

12.一种载波间干扰(ICI)消除器，包括：

用于接收频域中的OFDM码元的装置；以及

用于降低频域中的所述OFDM码元中的ICI的装置。

13.如权利要求12所述的ICI消除器，其特征在于，所述OFDM码元包括多个副载波，并且其中所述用于降低ICI的装置被配置成对所述副载波的一个或多个执行迭代过程。

14.如权利要求13所述的ICI消除器，其特征在于，所述副载波是分布在具有中间频带和两个边缘频带的频谱上的，并且其中所述副载波的所述一个或多个被限于所述边缘频带中的所述副载波。

15.如权利要求14所述的ICI消除器，其特征在于，所述副载波的所述一个或多个包括所述边缘频带中所有携带非零码元的副载波。

16.如权利要求15所述的ICI消除器，其特征在于，还包括用于确定所述边缘频带的每一个中的所述副载波的数目的装置。

17.如权利要求13所述的ICI消除器，其特征在于，还包括用于确定要对所述副载波的所述一个或多个中的每一个执行的迭代的次数的装置。

18.如权利要求13所述的ICI消除器，其特征在于，所述用于降低ICI的装置还被配置成通过将R′初始化成所述副载波的所述一个或多个中的每一个携带的所述码元、计算作为R′的函数的值、以及将R′设为所述值来执行所述迭代过程。

19.如权利要求18所述的ICI消除器，其特征在于，所述用于降低ICI的装置还被配置成使用以下公式计算所述值：Y-ηΨΩR′。

20.如权利要求12所述的ICI消除器，其特征在于，所述ICI是由所述OFDM码元的采样时钟误差导致的。

21.一种接收通信的方法，包括：

接收频域中的OFDM码元；以及

降低频域中的所述OFDM码元中的载波间干扰(ICI)。

22.如权利要求21所述的方法，其特征在于，所述OFDM码元包括多个副载波，并且其中所述降低ICI包括对所述副载波的一个或多个执行迭代过程。

23.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述副载波是分布在具有中间频带和两个边缘频带的频谱上的，并且其中所述副载波的所述一个或多个被限于所述边缘频带中的所述副载波。

24.如权利要求23所述的方法，其特征在于，所述副载波的所述一个或多个包括所述边缘频带中所有携带非零码元的副载波。

25.如权利要求24所述的方法，其特征在于，还包括确定所述边缘频带的每一个中的所述副载波的数目。

26.如权利要求22所述的方法，其特征在于，还包括确定要对所述副载波的所述一个或多个中的每一个执行的迭代的次数。

27.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述用于降低ICI的迭代过程包括将R′初始化成所述副载波的所述一个或多个中的每一个携带的所述码元、计算作为R′的函数的值、以及将R′设为所述值。

28.如权利要求27所述的方法，其特征在于，所述用于降低ICI的迭代过程还包括使用以下公式计算所述值：Y-ηΨΩR′。

29.如权利要求21所述的方法，其特征在于，所述ICI是由OFDM码元的采样时钟误差导致的。

30.包含使处理器消除载波间干扰(ICI)的指令集的计算机可读介质，所述指令包括：

用于接收频域中的OFDM码元的代码；以及

用于降低频域中的所述OFDM码元中的ICI的代码。

31.如权利要求30所述的计算机可读介质，其特征在于，所述OFDM码元包括多个副载波，并且其中所述用于降低ICI的代码对所述副载波的一个或多个执行迭代过程。

32.如权利要求31所述的计算机可读介质，其特征在于，所述用于降低ICI的代码通过将R′初始化成所述副载波的所述一个或多个中的每一个携带的所述码元、使用公式Y-ηΨΩR′计算一值、以及将R′设为所述值来执行所述迭代过程。

33.一种计算机程序产品，包括：

计算机可读介质，包括：

用于接收频域中的OFDM码元的代码；以及

用于降低频域中的所述OFDM码元中的ICI的代码。

34.如权利要求33所述的计算机程序产品，其特征在于，所述OFDM码元包括多个副载波，并且其中所述用于降低ICI的代码对所述副载波的一个或多个执行迭代过程。

35.如权利要求34所述的计算机程序产品，其特征在于，所述用于降低ICI的代码通过将R′初始化成所述副载波的所述一个或多个中的每一个携带的所述码元、使用公式Y-ηΨΩR′计算一值、以及将R′设为所述值来执行所述迭代过程。

Images