CN101582713B - 一种基于tds-ofdm系统的双天线发射分集实现方法及其系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集实现方法及其系统，该方法包括以下步骤：S1，发射装置利用间插技术实现发射天线1和发射天线2同一时隙的信号帧分别在两个独立路径上进行传输；所述信号帧由天线的训练序列和待发送的时域数据块组成，所述发射天线1到接收天线之间的路径称为信道1，所述发射天线2到接收天线之间的路径称为信道2；S2，利用接收装置根据一个时隙的信号帧中的伪随机序列进行迭代信道估计，并进行两个时隙的信道信息更新。本发明通过使用简单的间插技术实现双天线分集，降低了接收机的接收信号的SNR门限要求，在同样的发射功率下，能够扩展电视信号的覆盖范围。

Description

一种基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集实现方法及其系统

技术领域

本发明涉及数字信息传输技术领域，特别是涉及一种基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集实现方法及其系统。

背景技术

当前通信技术主要需要解决的问题之一是如何在有限的带宽内可靠地提高传输速率。然而，由于信道的影响，尤其在时间和频率双色散的无线信道，信号会产生畸变并被引入噪声，因此在有效传输净荷或数据部分的同时，系统还需要能识别出信道的变化，并对信道对接收信号的影响加以抵消或补偿。

信号在无线环境传输的过程中存在多种衰落，在频率和时间选择性衰落信道下，接收信号的信噪比不稳定，当信道处于深度衰落中时，接收信号的信噪比(SNR)降低，判决错误的概率增大。而分集技术是一种能够有效克服频率和时间选择性衰落的技术，它将相同信息通过多个独立信道进行传输，然后在接收端对接收信号进行合成。因为几个信道同时处于深衰落的概率很低，此时就能平滑信道衰落，从而改善接收机的误码特性。发射分集是指为了减弱信号处于深衰落的概率，在发射端使用多个独立的天线或相关天线阵列，把发射信号的复本以空间冗余的形式提供给接收端。发射分集利用不同基站或同一基站中不同位置的天线发射信号到达移动台的不相关性，即不同发射天线到接收天线之间的传播路径的独立性，提高系统性能。在发射分集的实现过程中可以使用空频编码技术，空频编码是近年来移动通信领域出现的一种新的编码和信号处理技术，其在发射端同时使用多个天线进行发射，在不同天线发射信号之间引入频域和空域相关，综合利用频域和空域二维信息，在接收端进行分集接收。空频编码将空间分集、频率分集结合在一起，从通信系统的整体出发提高多径衰落信道的通信质量和数量。

TDS-OFDM(Time Domain Synchronization-Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，时域同步正交频分复用)系统使用的帧格式如图1所示，在第i时隙，时域数据块s_i，k位于保护间隔c_i，k之后，防止OFDM符号声块间干扰。。在TDS-OFDM系统中，保护间隔内填充PN(Pseudo-random Noise，伪随机序列)，用于同步和信道估计。由于多径效应的存在，时域数据块与PN序列是相互干扰的。在TDS-OFDM系统中，接收端需要分离时域数据块与所填充的PN序列，由于本地可以生成PN序列，如果能得到精确的信道冲激响应，分离是容易做到的。文献[王军，王劲涛，潘长勇等，一种OFDM调制系统中伪随机序列填充的迭代消除方法，中国发明专利申请号200510012127.6]提出了一种迭代分解方法利用伪随机序列进行信道估计。

在现有的双天线发射分集系统中，两个发送天线与接收天线之间的路径是相互独立的，即信道是相互独立的，因此每个天线发送的帧信号中都会携带训练序列，造成天线之间相互干扰。其中任意一个天线在发送TDS-OFDM信号帧时，帧信号中的训练序列和数据在传输过程中会相互干扰，因此降低信道传输的可靠性，大大影响信道的通信质量。

发明内容

本发明的目的是提供一种在TDS-OFDM系统中利用间插伪随机序列和零序列的方法来避免两个天线的训练序列之间的干扰，然后利用一个时隙的伪随机序列同时更新两个时隙的信道信息的方法，从而有效避免双天线系统中两个天线保护间隔之间的相互干扰，实现双天线接收分接。

为达到上述目的，本发明的技术方案提供一种基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集实现方法，包括以下步骤：

S1，发射装置利用间插技术实现发射天线1和发射天线2同一时隙的信号帧分别在两个独立路径上进行传输；所述信号帧由天线的训练序列和待发送的时域数据块组成，所述发射天线1到接收天线之间的路径称为信道1，所述发射天线2到接收天线之间的路径称为信道2；所述信号帧的形成步骤为：

设在第2i时隙发射装置中待发送的频域数据块为{S_2i，k}_k＝1 ^N，经过空频编码，得到发射天线1和发射天线2的第2_i时隙待发送的频域数据块{S1_2i，k}_k＝1 ^N、{S2_2i，k}_k＝1 ^N，经离散傅立叶反变换后得到发射天线1和发射天线2的第2i时隙的时域数据块{S1_2i，k}_k＝1 ^N、{s2_2i，k}_k＝1 ^N；发射天线1以伪随机序列{c_2i，k}_k＝1 ^M作为所述训练序列，即 ${\left\{{c1}_{2i,k}\right\}}_{k=1}^M={\left\{c_{2i,k}\right\}}_{k=1}^M,$ 发射天线2以零序列作为训练序列，即 ${\left\{c{2}_{2i,k}\right\}}_{k=1}^M=0,$ 发射天线1和发射天线2第2i时隙的训练序列和相应的时域数据块分别组成基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集系统中发射天线1和发射天线2第2i时隙的信号帧；其中符号{·}_k＝1 ^N表示长度为N的序列，i为正整数；

设第2i+1时隙待发送的频域数据块为{S_2i+1，k}_k＝1 ^N，经过空频编码，得到发射天线1和发射天线2第2i+1时隙待发送的频域数据块{S1_2i+1，k}_k＝1 ^N、{S2_2i+1，k}_k＝1 ^N，经离散傅立叶反变换后得到发射天线1和发射天线2的第2i+1时隙的时域数据块{s1_2i+1，k}_k＝1 ^N、{s2_2i+1，k}_k＝1 ^N；发射天线1以零序列作为训练序列，即 ${\left\{{c1}_{2i+1,k}\right\}}_{k=1}^M=0,$ 发射天线2以伪随机序列{c_2i+1，k}_k＝1 ^M作为训练序列，即 ${\left\{{c2}_{2i+1,k}\right\}}_{k=1}^M={\left\{c_{2i+1,k}\right\}}_{k=1}^M,$ 发射天线1和发射天线2第2i+1时隙的训练序列和相应的时域数据块分别组成所述系统发射天线1和发射天线2第2i+1时隙的信号帧；

S2，利用接收装置的信道估计单元根据一个时隙信号帧中的伪随机序列进行迭代信道估计，并进行两个时隙的信道信息更新。

所述步骤S2包括：

步骤S21，基于天线1已知的第2i-2时隙的信号帧和第2i时隙的信号帧的信道时域冲激响应的估计分别为

通过线性插值得到天线1第2i+1时隙和2i+2时隙的训练序列部分的信道时域冲激响应的估计分别为

将两者取平均得到天线1第2i+1时隙的时域数据块部分的信道时域冲激响应估计

$\hat{h}a{1}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I}=(\hat{h}{1}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I}+\hat{h}{1}_{2i+2,k}^{\mathrm{iter}=I})/2;$ 其中，J为预设的迭代次数，I为整数，I的初始值为零，^表示估计值，其中L为训练序列的长度；

基于天线2已知的第2i-2时隙的信号帧和第2i时隙的信号帧的信道时域冲激响应估计分别为

通过线性插值得到天线2第2i+1时隙和第2i+2时隙的训练序列部分的信道时域冲激响应估计分别为

将两者取平均得到天线2第2i+1时隙的时域数据块部分的信道时域冲激响应估计

$\hat{h}a{2}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I}=(\hat{h}{2}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I}+\hat{h}{2}_{2i+2,k}^{\mathrm{iter}=I})/2;$

步骤S22，在所述接收装置同步后，天线1和天线2的第2i+1时隙和第2i+2时隙的训练序列{c1_2i+1，k}_k＝1 ^M、{c1_2i+2，k}_k＝1 ^M、{c2_2i+1，k}_k＝1 ^M、{c2_2i+2，k}_k＝1 ^M均为已知信号，其中天线1的第2i+1时隙的训练序列{x1_2i+1，k}_k＝1 ^M和天线2的第2i+2时隙的训练序列{c2_2i+2，k}_k＝1 ^M是零序列，其中M为训练序列的长度；

计算得到天线2第2i+1时隙的训练序列{c2_2i+1，k}_k＝1 ^M与其信道时域冲激响应估计的线性卷积结果的估计

天线1第2i+2时隙的训练序列{c1_2i+2，k}_k＝1 ^M与其信道时域冲激响应估计的线性卷积结果的估计

天线1的第2i+1时隙的训练序列{c1_2i+1，k}_k＝1 ^M和天线2的第2i+2时隙的训练序列{c2_2i+2，k}_k＝1 ^M是零序列，因此它们与信道的时域冲激响应的结果是零序列，对接收的信号帧不产生干扰。

步骤S23，将接收到的第2i+1时隙信号帧{r_2i+1，k}_k＝1 ^N+M和第2i+2时隙信号帧{r_2i+2，k}_k＝1 ^M重构成一个信号帧利用步骤S22得到的线性卷积结果的估计，从信号帧

中减去训练序列对时域数据块的干扰，得到天线1发射的时域数据块、天线2发射的时域数据块分别与信道1时域冲激响应、信道2时域冲激响应的线性卷积之和的估计结果

${\hat{d}}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I}=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{r}}_{2i+1,k+M}-\hat{y}{2}_{2i+1,k+M},& 0<k<L\\ {\hat{r}}_{2i+1,k+M}& L\&le;k\&le;N\\ {\hat{r}}_{2i+1,k+M}-\hat{y}{1}_{2i+2,k}& N<k\&le;N+L-1\end{array}\right.$

步骤S24，利用所述步骤S23得到的线性卷积之和的估计结果，重构第2i+1时隙接收到的信号帧与信道冲激响应的循环卷积估计结果，得到

${\hat{x}}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I}=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{d}}_{2i+1,k+N}^{\mathrm{iter}=I}+{\hat{d}}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I},& 1\&le;k<L\\ {\hat{d}}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I},& L\&le;k\&le;N\end{array}\right.$

步骤S25，利用天线1和天线2第2i+1时隙的信号帧中时域数据块部分的信道时域冲激响应估计

和

对循环卷积结果的估计进行空频解码，得到第2i+1时隙信号帧的频域数据块的估计结果

$\left[\begin{array}{c}{\hat{S}}_{2i+\mathrm{1,2}k-1}\\ {\hat{S}}_{2i+\mathrm{1,2}k}^{*}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}\hat{H}a{1}_{2i+1,k}& \hat{H}a{2}_{2i+1,k}\\ -\hat{H}a{2^{*}}_{2i+1,k}& \hat{H}a{2^{*}}_{2i+1,k}\end{array}\right]}^{*}\left[\begin{array}{c}{\hat{X}}_{2i+\mathrm{1,2}k-1}\\ {\hat{X}}_{2i+\mathrm{1,2}k}^{*}\end{array}\right],0<k\&le;N/2$

其中*表示共轭装置，且

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{X}}_{2i+1}={\mathrm{DFT}}_N\left\{{\hat{x}}_{2i+1}\right\}\\ \hat{H}a{1}_{2i+1}={\mathrm{DFT}}_N\left\{\hat{h}a{1}_{2i+1}\right\}\\ \hat{H}a{2}_{2i+1}={\mathrm{DFT}}_N\left\{\hat{h}a{2}_{2i+1}\right\}\end{array}\right.,$ 其中DFT_N{·}表示N点的离散傅立叶变换；

若序列点数不够N，则补零至N点。得到第2i+1时隙信号帧的频域数据块的估计结果

经过离散傅立叶反变换，得到第2i+1时隙信号帧的时域数据块的估计结果

${\hat{s}}_{2i+1,k}=\mathrm{IDFT}\left\{{\hat{S}}_{2i+1,k}\right\};$ 其中IDFT{·}表示离散傅立叶反变换；

步骤S26，将第2i+1时隙信号帧的时域数据块的估计

经过数据后处理进行去除噪声和码间串扰，得到

经过傅立叶变换得到频域数据块估计

经过空频编码后得到天线1发射信号帧的频域数据块估计

$\hat{Z}{1}_{2i+1,k}={\hat{Z}}_{2i+1,k},$ 0＜k≤N和天线2发射信号帧的频域数据块估计

$\left\{\begin{array}{cc}\hat{Z}{2}_{2i+\mathrm{1,2}k-1}={\hat{Z}}_{2i+\mathrm{1,2}k}^{*},& 0<k\&le;N/2\\ \hat{Z}{2}_{2i+\mathrm{1,2}k}=-{\hat{Z}}_{2i+\mathrm{1,2}k-1}^{*},& 0<k\&le;N/2\end{array}\right.;$

上述天线1和天线2发射的信号帧的频域数据块估计分别经过傅立叶反变换，得到天线1和天线2发射的信号帧的时域数据块估计

步骤S27，将天线1第2i+1时隙信号帧的时域数据块估计的前N₂项

与信道时域冲激响应估计

线性卷积的结果，与天线2第2i+1时隙信号帧的时域数据块估计的前N₂项

与信道时域冲激响应估计

线性卷积的结果相加，得到其中L＜N₂＜N；利用接收到的第2i+1时隙的信号帧{r_2i+1，k}_k＝1 ^N+M，得到天线2的第2i+1时隙训练序列与天线2第2i+1时隙的信号帧中伪随机序列部分的信道时域冲激响应的线性卷积：

${\hat{y}}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I+1}=r_{2i+1,k}-{\hat{x}}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I+1},0<k<M+L$

步骤S28，利用天线2第2i+1时隙信号帧的训练序列{c2_2i+1，k}_k＝1 ^M和所述步骤S27得到的线性卷积结果

计算得到信道2第2i+1时隙训练序列部分时域冲激响应估计

步骤S29，利用第I+1次迭代后得到信道2第2i+1时隙训练序列部分时域冲激响应估计更新信道2第2i+2时隙训练序列部分时域冲激响应估计的插值过程和信道后处理过程，得到第I+1次迭代后信道2第2i+2时隙信道信息估计

利用天线2第2i+1时隙和第2i+2时隙训练序列部分更新后的信道信息，计算得到天线2第2i+1时隙信号帧的时域数据块部分更新后的信道信息

步骤S210，如果没有达到迭代次数J，转到步骤S22，利用所述步骤S29得到的第I+1次迭代后信道时域冲激响应

继续迭代；如果达到了迭代次数J，则停止迭代，得到天线2第2i+1时隙和2i+2时隙训练序列部分信道时域冲激响应的最终估计

利用信号帧前后两个相邻训练序列部分的信道信息估计结果，取两者平均得到天线2第2i时隙和第2i+1时隙信号帧的时域数据块部分的信道时域冲激响应的最终估计

$\left\{\begin{array}{c}\hat{h}a{2}_{2i,k}^{\mathrm{iter}=J}=(\hat{h}{2}_{2i,k}^{\mathrm{iter}=J}+\hat{h}{2}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=J})/2\\ \hat{h}a{2}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=J}=(\hat{h}{2}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=J}+\hat{h}{2}_{2i+2,k}^{\mathrm{iter}=J})/2\end{array}\right.$

在下一时隙对天线1进行相同的处理，得到天线1第2i+2时隙和第2i+3时隙训练序列部分的信道时域冲激响应

和天线1第2i+1时隙和第2i+2时隙数据帧的时域数据块部分的信道时域冲激响应

的最终估计。

所述步骤S22中计算线性卷积结果的估计

和

的计算方法为N₁点的离散傅立叶变换，其中N₁≥M+L，M＞L，但不限于这种方法。

所述步骤S28与步骤S29之间利用接收装置的数据处理单元对时域冲激响应估计

进行后处理的步骤包括：

根据冲激响应长度有限的特征，对时域冲激响应估计

进行时域滤波；

将时域冲激响应估计

截断至已知长度；

根据当前接收的信号帧的信噪比信息，设定信道幅度门限，将时域冲激响应估计幅度低于信道幅度门限的位置设置为零；

利用已有信道冲激响应的估计结果和当前信道估计结果的加权平均，对时域冲激响应估计

进行时域或频域平滑；

根据时域冲激响应估计能量的参考值，将其乘以能量归一化补偿因子。

本发明的技术方案还提供一种基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集系统，包括：

本发明还提供了一种基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集系统，包括：发射装置，用于利用上述步骤S1的方法进行信号帧的发射；和接收装置，用于接收发射装置发射的信号帧，所述接收装置包括信道估计单元，所述信道估计单元用于利用上述步骤21至步骤210的方法根据一个时隙的信号帧中的伪随机序列进行迭代信道估计，并进行两个时隙的信道信息更新，所述接收装置还包括数据处理单元，其对时域冲激响应估计

进行后处理的步骤包括：

根据冲激响应长度有限的特征，对时域冲激响应估计

进行时域滤波；

将时域冲激响应估计

截断至已知长度；

根据当前接收的信号帧的信噪比信息，设定信道幅度门限，将时域冲激响应估计幅度低于信道幅度门限的位置设置为零；

利用已有信道冲激响应的估计结果和当前信道估计结果的加权平均，对时域冲激响应估计

进行时域或频域平滑；

根据时域冲激响应估计

能量的参考值，将其乘以能量归一化补偿因子。

上述技术方案具有如下优点：本发明提供一种在TDS-OFDM系统中利用间插伪随机序列和零序列的方法来避免两个天线的训练序列之间的干扰，然后利用一个时隙的伪随机序列同时更新两个时隙的信道信息的方法，通过使用简单的间插技术实现双天线分集，降低了接收机的接收信号的SNR门限要求，在同样的发射功率下，能够扩展电视信号的覆盖范围。

附图说明

图1是单天线发射中TDS-OFDM系统的信号帧的结构示意图；

图2是本发明实施例中用于基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集系统的信号帧的结构示意图；

图3是本发明实施例的双天线发射分集系统中发送的信号帧的时域分解示意图；

图4是本发明实施例的双天线发射分集系统中接收的信号帧的时域分解示意图；

图5是本发明实施例的双天线发射分集系统中接收的信号帧的结构示意图；

图6是本发明实施例的基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集实现方法流程图；

图7是本发明实施例的基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集实现系统结构图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

图6为本发明实施例的基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集实现方法流程图，包括以下步骤：

步骤S61，发射装置利用间插技术实现天线1和天线2同一时隙的信号帧分别在两个独立路径上进行传输；所述信号帧间插技术，是指天线1和天线2的信号帧之间时隙交错的填充伪随机序列和零序列；所述利用时隙交错的填充伪随机序列和零序列构成的基于TDS-OFDM双天线发射分集系统的信号帧的组成方式如图2所示：

设在第2i时隙发射装置中待发送的频域数据块为{S_2i，k}_k＝1 ^N，经过空频编码，得到天线1和天线2的第2i时隙待发送的频域数据块{S1_2i，k}_k＝1 ^N、{S2_2i，k}_k＝1 ^N，经离散傅立叶反变换后得到天线1和天线2的第2i时隙的时域数据块{s1_2i，k}_k＝1 ^N、{s2_2i，k}_k＝1 ^N；天线1以伪随机序列{c_2i，k}_k＝1 ^M作为所述训练序列，即 ${\left\{{c1}_{2i,k}\right\}}_{k=1}^M={\left\{c_{2i,k}\right\}}_{k=1}^M,$ 天线2以零序列作为训练序列，即 ${\left\{c{2}_{2i,k}\right\}}_{k=1}^M=0,$ 天线1和天线2第2i时隙的训练序列和相应的时域数据块分别组成基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集系统中天线1和天线2第2i时隙的信号帧；其中符号{·}_k＝1 ^N表示长度为N的序列，i为正整数；

设第2i+1时隙待发送的频域数据块为{S_2i+1，k}_k＝1 ^N，经过空频编码，得到天线1和天线2第2i+1时隙待发送的频域数据块{S1_2i+1，k}_k＝1 ^N、{S2_2i+1，k}_k＝1 ^N，经离散傅立叶反变换后得到天线1和天线2的第2i+1时隙的时域数据块{s1_2i+1，k}_k＝1 ^N、{s2_2i+1，k}_k＝1 ^N；天线1以零序列作为训练序列，即 ${\left\{{c1}_{2i+1,k}\right\}}_{k=1}^M=0,$ 天线2以伪随机序列{c_2i+1，k}_k＝1 ^M作为训练序列，即 ${\left\{{c2}_{2i+1,k}\right\}}_{k=1}^M={\left\{c_{2i+1,k}\right\}}_{k=1}^M,$ 天线1和天线2第2i+1时隙的训练序列和相应的时域数据块分别组成所述系统天线1和天线2第2i+1时隙的信号帧；

图3是本发明实施例的双天线发射分集系统中发送信号帧的时域分解示意图；图4是本发明实施例的双天线发射分集系统中接收的信号帧的时域分解示意图；图5是本发明实施例的双天线发射分集系统中接收的信号帧的结构示意图；其中图5表示，由于多径干扰，接收的信号帧的训练序列和时域数据块是混叠的。

步骤S62，利用接收装置的信道估计单元根据一个时隙的信号帧中的伪随机序列进行迭代信道估计，并进行两个时隙的信道信息更新。

所述步骤S62包括：

步骤S621，估计初始信道。基于天线1已知的第2i-2时隙的信号帧和第2i时隙的信号帧的信道时域冲激响应的估计分别为

通过线性插值得到天线1第2i+1时隙和2i+2时隙的训练序列部分的信道时域冲激响应的估计分别为

将两者取平均得到天线1第2i+1时隙的时域数据块部分的信道时域冲激响应估计

$\hat{h}a{1}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I}=(\hat{h}{1}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I}+\hat{h}{1}_{2i+2,k}^{\mathrm{iter}=I})/2;$ 其中，J为预设的迭代次数，I为整数，I的初始值为零，^表示估计值；

基于天线2已知的第2i-2时隙的信号帧和第2i时隙的信号帧的信道时域冲激响应估计分别为

通过线性插值得到天线2第2i+1时隙和第2i+2时隙的训练序列部分的信道时域冲激响应估计分别为

将两者取平均得到天线2第2i+1时隙的时域数据块部分的信道时域冲激响应估计 $\hat{h}a{2}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I}=(\hat{h}{2}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I}+\hat{h}{2}_{2i+2,k}^{\mathrm{iter}=I})/2,$ 其中L为训练序列的长度；

步骤S622，在所述接收装置同步后，天线1和天线2的第2i+1时隙和第2i+2时隙的训练序列{c1_2i+1，k}_k＝1 ^M、{c1_2i+2，k}_k＝1 ^M、{c2_2i+1，k}_k＝1 ^M、{c2_2i+2，k}_k＝1 ^M均为已知信号，其中天线1的第2i+1时隙的训练序列{c1_2i+1，k}_k＝1 ^M和天线2的第2i+2时隙的训练序列{c2_2i+2，k}_k＝1 ^M是零序列，其中M为训练序列的长度；

计算得到天线2第2i+1时隙的训练序列{c2_2i+1，k}_k＝1 ^M与其信道时域冲激响应估计

的线性卷积结果的估计

天线1第2i+2时隙的训练序列{c1_2i+2，k}_k＝1 ^M与其信道时域冲激响应估计

的线性卷积结果的估计

天线1的第2i+1时隙的训练序列{c1_2i+1，k}_k＝1 ^M和天线2的第2i+2时隙的训练序列{c2_2i+2，k}_k＝1 ^M是零序列，因此它们与信道的时域冲激响应的结果是零序列，对接收的信号帧不产生干扰。

步骤S623，将接收到的第2i+1时隙信号帧{r_2i+1，k}_k＝1 ^N+M和第2i+2时隙信号帧{r_2i+2，k}_k＝1 ^M重构成一个信号帧

利用步骤S22得到的线性卷积结果的估计，从信号帧中减去训练序列对时域数据块的干扰，得到天线1发射的时域数据块、天线2的时域数据块分别分别与信道1时域冲激响应、信道2时域冲激响应的线性卷积之和的估计结果

${\hat{d}}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I}=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{r}}_{2i+1,k+M}-\hat{y}{2}_{2i+1,k+M},& 0<k<L\\ {\hat{r}}_{2i+1,k+M}& L\&le;k\&le;N\\ {\hat{r}}_{2i+1,k+M}-\hat{y}{1}_{2i+2,k}& N<k\&le;N+L-1\end{array}\right.$

步骤S624，利用所述步骤S23得到的线性卷积之和的估计结果，重构第2i+1时隙接收到的信号帧与信道冲激响应的循环卷积估计结果，得到

${\hat{x}}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I}=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{d}}_{2i+1,k+N}^{\mathrm{iter}=I}+{\hat{d}}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I},& 1\&le;k<L\\ {\hat{d}}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I},& L\&le;k\&le;N\end{array}\right.$

步骤S625，利用天线1和天线2第2i+1时隙的信号帧中时域数据块部分的信道时域冲激响应估计

和对循环卷积结果的估计进行空频解码，得到第2i+1时隙信号帧的频域数据块的估计结果

$\left[\begin{array}{c}{\hat{S}}_{2i+\mathrm{1,2}k-1}\\ {\hat{S}}_{2i+\mathrm{1,2}k}^{*}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}\hat{H}a{1}_{2i+1,k}& \hat{H}a{2}_{2i+1,k}\\ -\hat{H}a{2^{*}}_{2i+1,k}& \hat{H}a{2^{*}}_{2i+1,k}\end{array}\right]}^{*}\left[\begin{array}{c}{\hat{X}}_{2i+\mathrm{1,2}k-1}\\ {\hat{X}}_{2i+\mathrm{1,2}k}^{*}\end{array}\right],0<k\&le;N/2$

其中*表示共轭装置，且

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{X}}_{2i+1}={\mathrm{DFT}}_N\left\{{\hat{x}}_{2i+1}\right\}\\ \hat{H}a{1}_{2i+1}={\mathrm{DFT}}_N\left\{\hat{h}a{1}_{2i+1}\right\}\\ \hat{H}a{2}_{2i+1}={\mathrm{DFT}}_N\left\{\hat{h}a{2}_{2i+1}\right\}\end{array}\right.,$ 其中DFT_N{·}表示N点的离散傅立叶变换；

若序列点数不够N，则补零至N点。得到第2i+1时隙信号帧的频域数据块的估计结果

经过离散傅立叶反变换，得到第2i+1时隙信号帧的时域数据块的估计结果

${\hat{s}}_{2i+1,k}=\mathrm{IDFT}\left\{{\hat{S}}_{2i+1,k}\right\};$ 其中IDFT{·}表示离散傅立叶反变换；

步骤S626，将第2i+1时隙信号帧的时域数据块的估计

经过数据后处理进行去除噪声和码间串扰，得到

经过傅立叶变换得到频域数据块估计

经过空频编码后得到天线1发射信号帧的频域数据块估计

即 $\hat{Z}{1}_{2i+1,k}={\hat{Z}}_{2i+1,k},$ 0＜k≤N和天线2发射信号帧的频域数据块估计

$\left\{\begin{array}{cc}\hat{Z}{2}_{2i+\mathrm{1,2}k-1}={\hat{Z}}_{2i+\mathrm{1,2}k}^{*},& 0<k\&le;N/2\\ \hat{Z}{2}_{2i+\mathrm{1,2}k}=-{\hat{Z}}_{2i+\mathrm{1,2}k-1}^{*},& 0<k\&le;N/2\end{array}\right.;$

上述天线1和天线2发射的信号帧的频域数据块估计分别经过傅立叶反变换，得到天线1和天线2发射的信号帧的时域数据块估计

步骤S627，将天线1第2i+1时隙信号帧的时域数据块估计的前N₂项

与信道时域冲激响应估计

线性卷积的结果，与天线2第2i+1时隙信号帧的时域数据块估计的前N₂项

与信道时域冲激响应估计线性卷积的结果相加，得到

其中L＜N₂＜N；利用接收到的第2i+1时隙的信号帧{r_2i+1，k}_k＝1 ^N+M，得到天线2的第2i+1时隙训练序列与天线2第2i+1时隙的信号帧中训练序列部分的信道时域冲激响应的线性卷积： ${\hat{y}}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I+1}=r_{2i+1,k}-{\hat{x}}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=I+1},M<k<M+L$

步骤S628，利用天线2第2i+1时隙信号帧的训练序列{c2_2i+1，k}_k＝1 ^M和所述步骤S27得到的线性卷积结果计算得到天线2第2i+1时隙训练序列部分时域冲激响应估计

步骤S629，利用第I+1次迭代后得到信道2第2i+1时隙训练序列部分时域冲激响应估计

更新信道2第2i+2时隙信道信息的插值过程和信道后处理过程，得到第I+1次迭代后信道2第2i+2时隙信道信息估计

利用天线2第2i+1时隙和第2i+2时隙训练序列部分更新后的信道信息，计算得到天线2第2i+1时隙信号帧的时域数据块部分更新后的信道信息

步骤S6210，如果没有达到迭代次数J，转到步骤S22，利用所述步骤S29得到的第I+1次迭代后信道时域冲激响应

继续迭代；如果达到了迭代次数J，则停止迭代，得到天线2第2i+1时隙和2i+2时隙训练序列部分的信道时域冲激响应的最终估计

利用信号帧前后两个相邻训练序列部分的信道信息估计结果，取两者平均得到天线2第2i时隙和第2i+1时隙信号帧的时域数据块部分的信道时域冲激响应的最终估计

$\left\{\begin{array}{c}\hat{h}a{2}_{2i,k}^{\mathrm{iter}=J}=(\hat{h}{2}_{2i,k}^{\mathrm{iter}=J}+\hat{h}{2}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=J})/2\\ \hat{h}a{2}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=J}=(\hat{h}{2}_{2i+1,k}^{\mathrm{iter}=J}+\hat{h}{2}_{2i+2,k}^{\mathrm{iter}=J})/2\end{array}\right.$

在下一时隙对天线1进行相同的处理，得到天线1第2i+2时隙和第2i+3时隙训练序列部分的信道时域冲激响应

和天线1第2i+1时隙和第2i+2时隙数据帧的时域数据块部分的信道时域冲激响应

的最终估计。

所述步骤S622中计算线性卷积结果的估计

和

的计算方法为N₁点的离散傅立叶变换，其中N₁≥M+L，M＞L。

所述步骤S628与步骤S29之间利用接收装置的数据处理单元对时域冲激响应估计

进行后处理的步骤包括：根据冲激响应长度有限的特征，对时域冲激响应估计

进行时域滤波；

将时域冲激响应估计

截断至已知长度；

根据当前接收的信号帧的信噪比信息，设定信道幅度门限，将时域冲激响应估计

幅度低于信道幅度门限的位置设置为零；

利用已有信道冲激响应的估计结果和当前信道估计结果的加权平均，对时域冲激响应估计进行时域或频域平滑；

根据时域冲激响应估计

能量的参考值，将其乘以能量归一化补偿因子。

本发明的技术方案还提供一种基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集系统，包括：

发射装置701，用于利用上述步骤S61的方法进行信号帧的发射；和接收装置702，接收发射装置发射的信号帧，包括信道估计单元703，信道估计单元703用于利用上述步骤621至步骤6210的方法根据一个时隙的信号帧中的伪随机序列进行迭代信道估计，并进行两个时隙的信道信息更新，还包括数据处理单元704。其对时域冲激响应估计

进行后处理的步骤包括：

根据冲激响应长度有限的特征，对时域冲激响应估计

进行时域滤波；

将时域冲激响应估计截断至已知长度；

根据当前接收的信号帧的信噪比信息，设定信道幅度门限，将时域冲激响应估计

幅度低于信道幅度门限的位置设置为零；

利用已有信道冲激响应的估计结果和当前信道估计结果的加权平均，对时域冲激响应估计

进行时域或频域平滑；

根据时域冲激响应估计

能量的参考值，将其乘以能量归一化补偿因子。

由以上实施例可以看出，本发明实施例通过采用在TDS-OFDM系统中利用间插伪随机序列和零序列的方法来避免两个天线的训练序列之间的干扰，然后利用一个时隙的伪随机序列同时更新两个时隙的信道信息的方法，从而有效避免双天线系统中两个天线发射的信号帧中保护间隔填充物之间的相互干扰，实现双天线发射分接。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集实现方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1，发射装置利用间插技术实现发射天线1和发射天线2同一时隙的信号帧分别在两个独立路径上进行传输；所述信号帧由天线的训练序列和待发送的时域数据块组成，所述发射天线1到接收天线之间的路径称为信道1，所述发射天线2到接收天线之间的路径称为信道2；

所述信号帧的形成步骤为：

设在第2i时隙发射装置中待发送的频域数据块为 

经过空频编码，得到发射天线1和发射天线2的第2i时隙待发送的频域数据块 

经离散傅立叶反变换后得到发射天线1和发射天线2的第2i时隙的时域数据块 

发射天线1以伪随机序列 

作为所述训练序列，即 

发射天线2以零序列作为训练序列，即 

发射天线1和发射天线2第2i时隙的训练序列和相应的时域数据块分别组成基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集系统中发射天线1和发射天线2第2i时隙的信号帧；其中符号 

表示长度为N的序列，i为正整数；

设第2i+1时隙待发送的频域数据块为 

经过空频编码，得到发射天线1和发射天线2第2i+1时隙待发送的频域数据块 

经离散傅立叶反变换后得到发射天线1和发射天线2的第2i+1时隙的时域数据块 

发射天线1以零序列作为训练序列，即 

发射天线2以伪随机序列 

作为训练序列，即 

发射天线1和发射天线2第2i+1时隙的训练序列和相应的时域数据块分别组成所述系统发射天线1和发射天线2第2i+1时隙的信号帧；

S2，利用接收装置的信道估计单元根据一个时隙信号帧中的伪 随机序列进行迭代信道估计，并进行两个时隙的信道信息更新。

2.如权利要求1所述的基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集实现方法，其特征在于，所述步骤S2包括：

步骤S21，基于发射天线1已知的第2i-2时隙的信号帧和第2i时隙的信号帧的信道时域冲激响应的估计分别为 

通过线性插值得到发射天线1第2i+1时隙和2i+2时隙的训练序列部分的信道时域冲激响应的估计分别为 

将两者取平均得到发射天线1第2i+1时隙的时域数据块部分的信道时域冲激响应估计 

其中，J为预设的迭代次数，I为整数，I的初始值为零，^表示估计值，其中L为训练序列的长度；

基于发射天线2已知的第2i-2时隙的信号帧和第2i时隙的信号帧的信道时域冲激响应估计分别为 

通过线性插值得到发射天线2第2i+1时隙和第2i+2时隙的训练序列部分的信道时域冲激响应估计分别为 

将两者取平均得到发射天线2第2i+1时隙的时域数据块部分的信道时域冲激响应估计 

步骤S22，在所述接收装置同步后，发射天线1和发射天线2的第2i+1时隙和第2i+2时隙的训练序列 

均为已知信号，其中发射天线1的第2i+1时隙的训练序列 和发射天线2的第2i+2时隙的训练序列 

是零序列，其中M为训练序列的长度；

计算得到发射天线2第2i+1时隙的训练序列 与其信道时域冲激响应估计 

的线性卷积结果的估计 

天线1第2i+2时隙的训练序列 

与其信道时域冲激响应估计 的线性卷积结果的估计 

步骤S23，将接收到的第2i+1时隙信号帧 

和第2i+2时隙信号帧 

重构成一个信号帧 

利用步骤S22得到的线性卷积结果的估计，从信号帧 

中减去训练序列对时域数据块的干扰，得到天线1发射的时域数据块、天线2发射的时域数据块分别与信道1时域冲激响应、信道2时域冲激响应的线性卷积之和的估计结果 

步骤S24，利用所述步骤S23得到的线性卷积之和的估计结果，重构第2i+1时隙接收到的信号帧与信道冲激响应的循环卷积估计结果，得到 

步骤S25，利用天线1和天线2第2i+1时隙的信号帧中时域数据块部分的信道时域冲激响应估计 

和 

对循环卷积结果的估计 

进行空频解码，得到第2i+1时隙信号帧的频域数据块的估计结果 

其中*表示共轭装置，且

其中DFT_N{·}表示N点的离散傅立叶变换；

若序列点数不够N，则补零至N点，得到第2i+1时隙信号帧的频域数据块的估计结果 

经过离散傅立叶反变换，得到第2i+1时隙信号帧的时域数据块的估计结果 

其 中IDFT{·}表示离散傅立叶反变换；

步骤S26，将第2i+1时隙信号帧的时域数据块的估计 

经过数据后处理进行去除噪声和码间串扰，得到 

经过傅立叶变换得到频域数据块估计 经过空频编码后得到天线1发射信号帧的频域数据块估计 

和天线2发射信号帧的频域数据块估计 

上述天线1和天线2发射的信号帧的频域数据块估计分别经过傅立叶反变换，得到天线1和天线2发射的信号帧的时域数据块估计 

步骤S27，将天线1第2i+1时隙信号帧的时域数据块估计的前N₂项 

与信道时域冲激响应估计 

线性卷积的结果，与天线2第2i+1时隙信号帧的时域数据块估计的前N₂项 

与信道时域冲激响应估计 

线性卷积的结果相加，得到 

其中L＜N₂＜N；利用接收到的第2i+1时隙的信号帧 

得到天线2的第2i+1时隙训练序列与天线2第2i+1时隙的信号帧中伪随机序列部分的信道时域冲激响应的线性卷积：

步骤S28，利用天线2第2i+1时隙信号帧的训练序列 和所述步骤S27得到的线性卷积结果 

计算得到天线2第2i+1时隙训练序列部分时域冲激响应估计 

步骤S29，利用第I+1次迭代后得到信道2第2i+1时隙训练序列部分时域冲激响应估计 

更新信道2第2i+2时隙训练序列部分时域冲激响应估计的插值过程和信道后处理过程，得到第I+1次迭代后信道2第2i+2时隙信道信息估计 利用天线2第2i+1 时隙和第2i+2时隙训练序列部分更新后的信道信息，计算得到天线2第2i+1时隙信号帧的时域数据块部分更新后的信道信息 

步骤S210，如果没有达到迭代次数J，转到步骤S22，利用所述步骤S29得到的第I+1次迭代后的时域冲激响应 

继续迭代；如果达到了迭代次数J，则停止迭代，得到天线2第2i+1时隙和2i+2时隙训练序列部分的信道时域冲激响应的最终估计 

利用信号帧前后两个相邻训练序列部分的信道信息估计结果，取两者平均得到天线2第2i时隙和第2i+1时隙信号帧的时域数据块部分的信道时域冲激响应的最终估计 

在下一时隙对天线1进行相同的处理，得到天线1第2i+2时隙和第2i+3时隙训练序列部分的信道时域冲激响应 

和天线1第2i+1时隙和第2i+2时隙数据帧的时域数据块部分的信道时域冲激响应 

的最终估计。

3.如权利要求2所述的基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集实现方法，其特征在于，所述步骤S22中计算线性卷积结果的估计 

和 

的计算方法为N1点的离散傅立叶变换，其中N₁≥M+L，M＞L。

4.如权利要求2所述的基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集实现方法，其特征在于，所述步骤S28与步骤S29之间包括利用接收装置的数据处理单元对时域冲激响应估计 

进行后处理的步骤为：

根据冲激响应长度有限的特征，对时域冲激响应估计 

进行时域滤波；

将时域冲激响应估计 

截断至已知长度；

根据当前接收的信号帧的信噪比信息，设定信道幅度门限，将时 域冲激响应估计 幅度低于信道幅度门限的位置设置为零；

利用已有信道冲激响应的估计结果和当前信道估计结果的加权平均，对时域冲激响应估计 

进行时域或频域平滑；

根据时域冲激响应估计 

能量的参考值，将其乘以能量归一化补偿因子。

5.一种基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集系统，其特征在于，包括：

发射装置，用于利用如权利要求1所述步骤S1的方法进行信号帧的发射；和

接收装置，用于接收发射装置发射的信号帧，所述接收装置包括信道估计单元，所述信道估计单元用于根据一个时隙的信号帧中的伪随机序列进行迭代信道估计，并进行两个时隙的信道信息更新。

6.如权利要求5所述的基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集系统，其特征在于，所述信道估计单元用于利用如权利要求2至3之任一所述的方法进行迭代信道估计，并进行时隙的信道信息更新。

7.如权利要求5所述的基于TDS-OFDM系统的双天线发射分集系统，其特征在于，所述接收装置还包括数据处理单元，所述数据处理单元用于利用如权利要求4所述的方法对时域冲激响应估计 

进行后处理。 

Images