CN101467380B - 用于估计噪声变化量的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于估计具有正交扩展代码的代码多路复用电信系统的接收器中的噪声变化量的方法和设备，其中确定具有实质上相同振幅的两个估计符号的总和与差值的各自实数和虚数部分，且接着确定所述总和与差值的所述所确定实数和虚数部分的各自最小能量分量。最后组合所述各自最小能量分量，以获得所述噪声变化量。借此，可简单地基于加法和比较运算来估计噪声变化量，这降低了复杂性和处理负荷。

Description

用于估计噪声变化量的方法和设备

技术领域

本发明涉及一种用于估计具有正交扩展代码的代码多路复用电信系统的接收器中的噪声变化量的设备和方法。举例来说，本发明涉及一种用于全球移动电信系统(UMTS)版本5标准的下行链路频分双工(FDD)信道中的正交可变扩展因子(OVSF)代码的接收器设备和估计方法。

背景技术

码分多址(CDMA)系统基于数字宽带扩频技术，其中多个独立的用户信号在可用无线电频谱的经分配片段上传输。在CDMA中，每一用户信号包括不同的正交代码和伪随机二进制序列，其对载波进行调制，进而扩展波形的频谱且因此允许较大数目的用户信号共享同一频率频谱。用相关器来在接收器中使用户信号分离，所述相关器只允许对具有选定正交代码的信号进行解扩。代码不匹配的其它用户信号不被解扩，且因而作用于系统噪声。在第三代宽带CDMA(WCDMA)中，可同时支持不同的扩展因子和可变的用户数据速率。

通过使用扩展代码，将传输信号的频带扩展到码片速率，其大于实际数据或信息符号阵列。举例来说，如果所使用的扩展代码具有八个数据符号(被称为“码片”)的长度，那么针对每个数据符号传输八个码片。唯一代码的特性由扩展代码的正交性的特性给出，在数学方面意味着已用于或待用于通信的扩展代码的内积或相关性分别为零。扩展代码的正交性保证了由扩展代码编码的信号或数据符号序列的传输分别既不会产生边界效应也不会将边界效应传播给由其它正交扩展代码编码且对应于通信系统的其它用户的其它信号。寻找某一传输器的某一扩展代码的接收器会将由正交扩展代码编码的信号视为射频(RF)信道的噪声。由于扩展代码可具有不同长度，所以还必须针对不同长度的扩展代码而给予正交性特性。

图1展示正交可变扩展因子(OVSF)树的图形表示，所述OVSF树可用于构造扩展代码，其中缩写“SF”表示扩展因子，所述扩展因子表征扩展代码的长度和OVSF树的层级。在每一树层级内，可用扩展代码具有相同长度且是正交的。扩展因子还可由码片速率与数据符号速率之间或码片持续时间与数据符号持续时间之间的比率来表达。不同用户的扩展代码可属于OVSF树的不同层级，因而提供各种等级的服务质量(QoS)。用户符号可由范围从4到512的扩展因子来扩展。

新近提出的第三代具有频分双工的全球移动电信系统(FDD-UMTS)的下行链路对信道均衡尤其感兴趣。与上行链路传输相反，从基站传输的所有用户的信号在特定移动终端处被同时接收。通过将唯一正交扩展代码应用于所述信号中的每一者来实现用户信号之间的分离。多路径传播破坏了正交性，从而针对较小的扩展因子而导致较强的多址干扰(MAI)和符号间干扰(ISI)。因此，通过均衡所接收的码片序列，可恢复用户信号之间的正交性。尤其对于如高速下行链路分组接入(HSDPA)的高数据速率服务来说，常规耙式接收器的性能是有限的。此接收器相干地组合不同接收路径，但无法抑制由于指配给不同用户的经任意时移的扩展代码之间的非零交叉相关而引起的单元内干扰。高级接收器必须减轻MAI和ISI的严重效应。

将信噪比(SNR)广义地定义为期望信号功率与噪声功率的比率，且已被接受作为信号质量的标准量度。自适应系统设计需要估计SNR，以便修改传输参数以有效利用系统资源。由较低SNR值反映的不良信道条件要求传输器修改传输参数，例如编码速率、调制模式等，以补偿信道失真且满足某些应用相关约束，例如恒定位错误率(BER)和处理量。动态系统参数适配需要实时噪声功率估计器，以进行连续的信道质量监视和相应的补偿，以便使资源利用率达到最大。SNR知识还提供关于信道质量的信息，其可由越区切换算法、功率控制、通过内插的信道估计以及用于高性能解码算法的最佳软信息产生使用。可使用有规律地传输的训练序列、导频数据或数据符号来估计SNR(盲估计)。

然而，在噪声主要是干扰(其通常本质上是有色的)的实际无线通信系统中，白噪声很少见。因此，已提议估计每一副载波处的噪声变化量，以获得对噪声加干扰变化量的估计且计算所得的信号噪声加干扰比(signal-to-noise-plus-interference，SINR)。这些噪声加干扰估计对自适应调制和用于改进信道解码器性能的最佳软值计算特别有用。此外，其可用于检测和避免窄带干扰。

因此，目标是估计对移动终端(例如，UMTS用户装备)中的符号估计的噪声加干扰的变化量，其中术语“噪声”意在表示加性白高斯噪声，其可经建模为具有两个分量：由于接收器电路中的电子的随机运动而引起的热噪声；以及源自周围单元的单元间(共信道)干扰。另外，术语“干扰”意在表示来自具有关注代码(其符号正被估计)的同一单元中的代码的失真。

US 6,957,175 B2揭示一种用于估计基带信号的信号干扰比(SIR)的方法和设备，所述基带信号由数据解调器接收并处理以向SIR估计器提供经解调的信号。SIR估计器从数据解调器接收经解调的符号，且估计经解调的符号的平均信号功率，其作为正交相移键控(QPSK)布阵的每一象限的经解调的符号的基于中值的平均功率值和基于均值的平均功率值的函数。SIR估计器估计经解调的符号的平均有效干扰功率，且通过将经解调的符号的估计平均信号功率除以经解调的符号的估计平均有效干扰功率来计算SIR。然而，这种已知的估计方案非常复杂，因为其使用非常复杂的中值滤波运算，所述运算要求缓冲大量QPSK符号估计样本、排序机制、导致大量缓冲和计算复杂性负担的中值滤波操作。

发明内容

因此，本发明的目标是提供一种简单的用于进行噪声加/或干扰变化量估计的方法和设备，可借助于所述方法和设备来降低复杂性。

通过根据权利要求1所述的设备和根据权利要求12所述的估计方法来实现此目标。

因此，可简单地基于加法和比较运算来估计噪声变化量，这降低了复杂性和处理负荷。此外，提供无偏估计，这意味着噪声变化量估计的期望(平均)值是真值。

所估计的符号可由同一扩展因子扩展，进而使用于估计的处理步骤减到最少。此外，举例来说，所估计的符号可以是连续的估计符号。这提供可在连续的符号瞬时处假定实质上相等的振幅的优势。

另外，组合构件可包括用于将各个最小能量分量相加的加法构件，以及用于将加法构件的输出除以2的除法构件。

所述设备可适于确定预定数目的连续符号期间的估计噪声变化量的移动平均值。另外或作为替代方案，所述设备可适于获得至少两个不同代码的估计噪声变化量，且在至少两个不同代码之间应用经加权的平均值。加权可基于所述至少两个不同代码的各自扩展因子。上述两个选项导致估计质量得以改进。

所提议的噪声变化量估计可用于线性接收器中的SINR估计或振幅估计。

在附属项中定义进一步的有利发展。

附图说明

现将参考附图来基于优选实施例描述本发明，在附图中：

图1展示正交可变扩展因子(OVSF)树的图形表示；

图2展示下行链路通信链的示意性功能框图；

图3展示解扩操作的I-Q分离的并行实施方案的框图；

图4展示父代码及其两个子代码的结构表示；以及

图5展示根据优选实施例的估计设备的示意性框图。

具体实施方式

在下文中，将基于根据UMTS标准的版本5说明书的HSDPA数据接入系统来描述优选实施例。已经开发了HSDPA，以在下行链路方向上提供高数据速率。

接收器可具有自适应干扰抑制算法，其基于信道均衡且适合同步CDMA系统，所述系统使用具有代码扰频的正交扩展代码。明确地说，接收器不需要任何训练序列或训练信息来适应所述均衡。其只需要初始化权数，这可能需要或不需要要求训练序列的信道估计方案。信道脉冲响应估计器操作以估计信道的脉冲响应，且向自适应码片估计器提供参考输入因子或权数，以便提供初始化权数。自适应码片估计器的输出耦合到经符号同步的代码相关器。所述相关器通过将自适应码片估计器的输出乘以代码产生器的输出且接着在符号周期内积分来对自适应码片估计器的输出进行解扩。代码产生器能够根据图1的上述OVSF树而产生所需的扩展代码。相关器的输出耦合到常规的解交错器，所述解交错器耦合到常规的解码器，所述解码器输出数据决策。

噪声加干扰变化量的估计可用于若干用途，例如信号干扰加噪声比(SINR)估计(其在其它上下文中还被表示为信噪比(SNR)或信号干扰比(SIR))以及符号振幅估计。其还可用于信道质量指示(CQI)测量用途，以向BS给出关于瞬时链路质量的反馈。后一种情况例如在HSDPA中使用，以支持基站实现链路适配，即适配调制方案，例如正交相移键控(QPSK)或16状态正交振幅调制(16-QAM)，或适配信道编码速率或穿孔速率，或决定是否要将服务给予用户(调度)等。

QPSK调制在实数或虚数部分中具有+1或-1值。这意味着，如果两个无噪声且相等振幅的QPSK符号a₁和a₂相加或相减，即(a₁+a₂)和(a₁-a₂)，那么两个实数结果中的一者的实数部分将为零。类似地，两个虚数结果中的一者的虚数部分将为零。如果所述符号并非无噪声，即它们是估计值，那么在无噪声情况下对应于零值的实数结果和虚数结果将分别只携带实数和虚数噪声加干扰而没有有用信号。

图2展示下行链路通信链的示意性功能框图。用户指配的专用信道(如专用物理信道(DPCH))和一些共用信道(如共用导频信道(CPICH)和共用物理控制信道(CPCCH))是用于传输经QPSK调制的代码的信道的实例，所述代码可用于R99 UMTS FDD下行链路系统中的噪声加干扰变化量估计用途。除了这些已知代码之外，服从HSDPA的移动终端还可能在HSDPA服务模式期间知晓许多经QPSK调制的HSDSCH代码。

参看图2，通过对基站处的总码片等级信号b_c进行扰频来获得基站处的所传输的经扰频的总码片等级信号b，其对应于同一单元中的所有用户的码片序列与扰频代码或序列s的总和。经扰频的总码片等级信号b穿过离散时间总体信道h，其为传输脉冲整形、多路径传播和模拟接收器前端滤波的级联的经取样形式。接着，添加单元间干扰加白高斯噪声ν，且将总信号供应到线性滤波器f，所述线性滤波器f为码片等级滤波器且可以是均衡器、信道匹配的滤波器、线性多用户检测器或任何其它适于解卷积或抑制信道h的失真影响的线性滤波器。在滤波器输出端处，获得经扰频的总码片等级信号b的估计值

。在此滤波之后，信号经过解扰频代码或序列s^*的解扰频，以获得总码片等级信号b_c的估计值

，且到达解扩单元C_u的输入端。应注意，可能存在若干并行解扩单元，以获得不同用户的符号。

根据优选实施例，解扩单元C_u的处理是实值的。因为到达解扩单元C_u的输入序列是复数，所以解扩单元C_u将仅独立地处理实数部分和虚数部分。实数部分将输出作为实数分量，且虚数部分将输出作为虚数分量。

针对无偏接收器而获得的总码片等级信号b_c的SINR表达式给出为：

$\mathrm{SINR}\left(b_c\right)=\frac{{\mathrm{\σ}}_b^2}{({\left|\right|g\left|\right|}^2-1){\mathrm{\σ}}_b^2+{\left|\right|f\left|\right|}^2{\mathrm{\σ}}_v^2}=\frac{{\mathrm{\σ}}_b^2}{{\mathrm{\σ}}_n^2}---\left(1\right)$

其中

是基站处的总码片等级信号b_c的变化量，‖g‖²是有效信道g的能量，‖f‖²是无偏滤波器f的能量，是单元间干扰加噪声ν的变化量，

是单元内干扰变化量，且

是待估计的总干扰加噪声变化量。参数 $\mathrm{\γ}=\frac{1}{{\left|\right|g\left|\right|}^2}$ 被称为无偏滤波器f的正交性因子。无偏滤波器的SINR表达式略有不同，但等式(1)中的最右侧表达式

是相同的，且所述处理对有偏滤波器也有效。

所关注用户的符号上的SINR等于：

$\mathrm{SINR}\left(a_u\right)=\frac{{\mathrm{\σ}}_{a_u}^2}{{\mathrm{\σ}}_{n_u}^2}=\frac{L_u^2{\mathrm{\σ}}_{b_u}^2}{L_u{\mathrm{\σ}}_n^2}=\frac{{\mathrm{\σ}}_{a_u}^2}{L_u{\mathrm{\σ}}_n^2}---\left(2\right)$

其中L_u是所关注用户的扩展因子，

是所关注用户的码片等级变化量，且

是所关注用户的符号变化量(功率)。

等式(2)中的分母项并不取决于代码身份。此外，等式(2)中的分母项仅线性地取决于扩展因子。鉴于这点，可总结出，如果确定了一个代码的分母项的值，那么乘以或除以两个代码的扩展因子比率可简单地获得另一代码的相同项。

如上文已经提及，解扩单元C_u的函数是实值的。因此，可将解扩单元C_u的输入和输出分成实数(I)和虚数(Q)分支。如果将一个代码有效地指配给了来自图1中的OVSF树的用户，那么其父代码或子代码无法被指配给任何其它用户，即，它们是无效的。

图3展示图2的解扩单元C_u处的I-Q分离和独立处理的并行实施方案的框图。对于优选实施例中的噪声加干扰变化量估计，对两个相等振幅的QPSK符号进行运算。举例来说，可使用两个连续符号，其中假定振幅不会(实质上)在两个符号间隔之间改变。接着，通过简单地对它们进行相加和相减且求从简单的两输入比较器获得的实数部分和虚数部分的最小能量的总和，可计算出噪声加干扰变化量。由于使用两个符号，因此可通过将输出除以2来使所述输出标准化。两个连续符号的此相加和相减实际上等效于用两个最靠近的子代码进行解扩，如图4中所示。

图4展示父代码及其两个子代码的结构表示。用解扩单元C_u的两个子代码进行解扩，即用C₁＝[C_u，C_u]和C₂＝[C_u，-C_u]进行解扩，将提供从C_u上的两个连续符号反映的两个代码多路复用的伪符号估计值

${\hat{a}}_1\left(m\right)={\hat{a}}_u(2m-1)+{\hat{a}}_u\left(2m\right)$

${\hat{a}}_2\left(m\right)={\hat{a}}_u(2m-1)-{\hat{a}}_u\left(2m\right)$

其中m表示符号指数。

将这些伪符号分割成其I-Q分量将导致以下结果：

${\hat{a}}_{1,I}\left(m\right)={\hat{a}}_{u,I}(2m-1)+{\hat{a}}_{u,I}\left(2m\right)=a_{u,I}(2m-1)+a_{u,I}\left(2m\right)+n_{u,I}(2m-1)+n_{u,I}\left(2m\right)$

$=a_{1,I}\left(m\right)+n_{1,I}\left(m\right)$

${\hat{a}}_{2,I}\left(m\right)={\hat{a}}_{u,I}(2m-1)-{\hat{a}}_{u,I}\left(2m\right)=a_{u,I}(2m-1)-a_{u,I}\left(2m\right)+n_{u,I}(2m-1)-n_{u,I}\left(2m\right)$

$=a_{2,I}\left(m\right)+n_{2,I}\left(m\right)$                                (3)

由于QPSK调制的实数部分(虚数部分)仅具有两个值，即{+1，-1}的缩放形式，所以a_1，I(m)或a_2，I(m)必须等于零。上述两者不能同时为非零。

鉴于等式(2)的分母的特性，以下等式适用：

${\mathrm{\σ}}_{n_{1,I}}^2={\mathrm{\σ}}_{n_{2,I}}^2=2{\mathrm{\σ}}_{n_{u,I}}^2$

噪声加干扰样本变化量的I(实数)分量可容易地计算为：

${\mathrm{\σ}}_{n_{u,I}}^2=\frac{\min \{{\left|{\hat{a}}_{1,I}\left(m\right)\right|}^2,{\left|{\hat{a}}_{2,I}\left(m\right)\right|}^2\}}{2}$

可遵循类似的推理和程序来获得Q(虚数)分量。

${\mathrm{\σ}}_{n_{u,Q}}^2=\frac{\min \{{\left|{\hat{a}}_{1,Q}\left(m\right)\right|}^2,{\left|{\hat{a}}_{2,Q}\left(m\right)\right|}^2\}}{2}$

最后，获得以下表达式：

${\mathrm{\σ}}_{n_u}^2={\mathrm{\σ}}_{n_{u,I}}^2+{\mathrm{\σ}}_{n_{u,Q}}^2$

图5展示具有比较器和缩放运算的实施结构的示意性框图。

根据图5，所估计的经解扰频的总码片等级信号的具有相同或至少相似振幅的两个相等振幅符号(例如，两个连续符号)在加法单元11中相加且在减法单元12中相减，加法单元11和减法单元12分别输出加法和减法结果的实数部分I和虚数部分Q。接着，在各自求平方单元21到24处获得所有实数部分和虚数部分的能量值。通过仅使用两输入比较器31和32比较实数部分和虚数部分的各自能量值来获得各自实数部分和虚数部分的最小能量。实数和虚数部分的这些最小能量在加法器单元40中相加。由于使用两个符号，因此可通过在最终的乘法或除法单元50中将加法器单元40的输出除以2(将其乘以0.5)来使加法器单元40的输出标准化，以获得所需的噪声加干扰变化量σ_nu ².。

可以若干方式来改进估计变化量的质量。作为第一选项，可在预定数目的连续符号瞬时期间确定估计值的移动平均值。作为第二选项，可将所述程序应用于具有QPSK调制的许多其它已知代码，类似于一些共用代码，如共用导频信道(CPICH)或PCCPCH，且接着在它们之间进行加权平均。为此，可通过使用如等式(2)中所给出的关系 ${\mathrm{\σ}}_{n_u}^2=L_u{\mathrm{\σ}}_n^2$ 从对每一已知代码的估计值获得

的估计值。接着，在第一步骤中所获得的变化量之间执行加权平均。加权将是有益的，因为例如来自具有扩展因子L＝128的代码的

的估计值在理想条件下将具有比来自具有扩展因子L＝16的代码的

的估计值小8倍的变化量。另一方面，同步模块处的一些相位漂移影响可能有利于给予较低扩展因子比理想条件下的情况更多的权数。原则上，可应用移动平均和代码间平均两者。

所提议的估计方案可应用于具有QPSK调制的任何有效代码，这意味着所述方案还可应用于任何未经使用的代码，只要其父代码或子代码上不存在任何活动。所述未经使用的代码可被视为具有零功率的经QPSK调制的代码。

一旦通过所阐释的机制估计和提炼出变化量，所述变化量就可在任何用户符号的SINR估计中使用，而不管符号布阵如何。为此，首先可通过简单地采用相关器输出处的功率来估计符号加噪声加干扰功率 ${\mathrm{\σ}}_{{\hat{a}}_u}^2={\mathrm{\σ}}_{a_u}^2+{\mathrm{\σ}}_{n_u}^2,$ 且接着从

减去估计变化量

以获得符号功率

，并且最终获得SINR估计值，如在等式(2)中。可从符号功率估计值中容易地获得符号振幅估计值。对于QPSK调制，举例来说，实数和虚数符号部分的振幅将简单地为

因此，只要具有相同振幅和相同扩展因子的两个QPSK符号估计值可用，那么可容易地通过将符号估计值相加和相减且进行实质比较来应用所提议的估计。在例如HSDPA的多代码传输系统中，移动终端接收扩展因子为16的多个代码上的多个QPSK符号。此外，它们具有相等振幅。因此，所述技术可完全如所阐释的那样在符号对之间使用。两个符号估计值被简单地相加和相减。将实数和虚数结果的最小能量分量相加，并将所述结果除以2。此程序可在所有符号对之间重复，且求所获得的估计值的平均值，以获得更佳的结果(如果需要的话)。举例来说，假定五个HSDPA符号。那么，存在C(5，2)＝10个符号对。可应用所提议的估计十次，且确定平均值。

应理解，图5的功能或区块可用离散电路元件来实施，或作为由合适的数据处理器执行的软件例行程序。还可采用电路元件与软件例行程序的组合。

应注意，本发明不限于上文的优选实施例，且可在任何线性接收器中实施，例如耙式接收器、线性最小均方误差(LMMSE)均衡器和线性多用户检测器(干扰消除器)，以获得任何干扰、失真和/或噪声分量的简单无偏变化量估计或估计器，其基于线性接收器、正交代码和QPSK布阵的特性。此外，所提议的噪声变化量估计可用于估计任何噪声、干扰或失真分量。可依据估计符号的代码类型、扩展因子或其它特征参数而使用最小能量分量的任一组合。

估计的噪声加干扰变化量可用于若干其它估计用途，如系统中的同一代码或任何其它有效代码的SINR和振幅估计。这些后者代码(其受益于此估计值)不必具有与用于估计的代码相同的扩展因子。此外，它们甚至可携带来自任何布阵的符号。

总之，已描述了一种用于估计具有正交扩展代码的代码多路复用电信系统的接收器中的噪声变化量的方法和设备，其中确定具有实质上相同振幅的两个估计符号的总和与差值的各自实数和虚数部分，且接着确定所述总和与差值的所确定实数和虚数部分的各自最小能量分量。最后组合所述各自最小能量分量，以获得所述噪声变化。借此，可基于简单的加法和比较运算来估计噪声变化量，这降低了复杂性和处理负荷。

最后但又重要的是，应注意，术语“包括”在包含权利要求书在内的说明书中使用时意在指定所陈述的特征、构件、步骤或组件的存在，而不排除一个或一个以上其它特征、构件、步骤、组件或其群组的存在或添加。另外，在权利要求中的元件前面的词“一”不排除多个此类元件的存在。此外，任何参考标号都不限制权利要求书的范围。

Claims (10)

1.一种用于估计具有正交扩展代码的代码多路复用电信系统的接收器中的噪声变化量的设备，所述设备包括：

a)处理构件（11、12)，其用于确定具有实质上相同振幅的两个解扩QPSK符号的差值的各自实数和虚数部分；

其特征在于

所述处理构件（11、12）还用于确定所述两个解扩QPSK符号的总和的各自实数和虚数部分；

所述设备进一步包括：

b)最小能量确定构件（21到24、31、32)，其用于确定所述总和的与差值的所述所确定实数部分的最小能量分量，和用于确定所述总和的与差值的所述虚数部分的最小能量分量；以及

c)组合构件（40、50)，其用于组合各自最小能量分量，以获得所述噪声变化量，其中所述组合构件包括用于将各自最小能量分量相加的加法构件以及用于将所述加法构件的输出除以二的除法构件；

其中所述解扩QPSK符号由相同的扩展因子进行扩展。

2.根据权利要求1所述的设备，其中所述解扩QPSK符号是连续的符号。

3.根据前述权利要求1所述的设备，其中所述设备适于确定在预定数目的连续符号期间的估计噪声变化量的移动平均值。

4.根据前述权利要求1所述的设备，其中所述设备适于获得至少两个不同代码的估计噪声变化量，和在所述至少两个不同代码之间应用经加权的平均值。

5.根据权利要求4所述的设备，其中所述设备适于基于所述至少两个不同代码的各自扩展因子而应用加权。

6.根据前述权利要求1所述的设备，其中所述噪声变化量是噪声加干扰变化量。

7.一种用于具有正交扩展代码的代码多路复用电信系统的接收器设备，所述接收器设备包括根据权利要求1所述的设备。

8.根据权利要求7所述的接收器设备，其中所述接收器设备适于使用所述估计噪声变化量来估计信号噪声加干扰比。

9.根据权利要求7所述的接收器设备，其中所述接收器设备适于使用所述估计噪声变化量来进行振幅估计。

10.一种估计具有正交扩展代码的代码多路复用电信系统的接收器中的噪声变化量的方法，所述方法包括以下步骤：

a)确定具有实质上相同振幅的两个解扩QPSK符号的差值的各自实数和虚数部分；

其特征在于所述方法进一步包括以下步骤：

b)确定所述两个解扩QPSK符号的总和的各自实数和虚数部分；

c)确定所述总和的与差值的所述所确定实数部分的最小能量分量，和确定所述总和的与差值的所述虚数部分的最小能量分量；以及

d)将所述各自最小能量分量组合，以获得所述噪声变化量，其中所述组合包括将各自最小能量分量相加以及将所述相加的输出除以二；

其中所述解扩QPSK符号由相同的扩展因子进行扩展。

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