CN101425756B - 一种直流侧电压可控型四象限变频器及其运行方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种直流侧电压可控型四象限变频器及其运行方法，以实现直流电压控制，改善网侧电流品质并将再生电能回馈至电网。该变频器的控制电路采用单一处理器和集成芯片方式驱动网侧变流器和电机侧变流器在不同的负载状态下交替发挥整流和逆变的功能。本发明按流水线化设计的处理器，可提高运算速度，满足PWM整流器控制实时性要求，采用矢量控制和功率扰动补偿方法，保证能量双向流动同时，可实现近乎单位功因，且直流侧电压可精确控制，负载出现扰动时，波动幅度较小，直流侧电流采用估测，可节省产品成本，估测方法采用直接直流量估测而非交流量估测，减小了扰动补偿量波动，使系统电流更加平稳。

Description

一种直流侧电压可控型四象限变频器及其运行方法

技术领域

本发明涉及变频器装置，具体地说，涉及一种直流侧电压可控型四象限变频器及其运行方法。 

背景技术

变频器作为交流电机的驱动器，是目前公认的最理想的调速方案。变频调速具有调速范围宽、调速精度高、动态响应好、易于控制等技术特点，已成为交流电机调速技术应用的主要方向。同时，与变阻、变压等其它方式相比，变频调速具有明显的节能效果，特别是对于变动负载应用，如离心风机、水泵等，其节能效果更加鲜明。基于上述原因，变频调速技术和变频器已经广泛应用于电力、冶金、石油、化工、采矿、市政、中央空调、水处理等行业中。但由于技术和成本等因素，在我国总容量为5.8亿千瓦的电动机容量中，只有不到2000万千瓦的电动机是带变频控制的。据中国工控网的市场研究报告分析，在中国，带变动负载、具有节能潜力的电机至少有1.8亿千瓦。因此近年来国家大力提倡节能措施，并着重推荐变频调速技术。据统计，在过去的几年内中国变频器的市场保持着12％～15％的增长率，这个速度已经远远超过了近几年GDP的增长水平，预计至少在未来5年内将会保持10％以上的增长率。随着我国社会、经济的发展，变频器行业的市场规模将逐步增长，预计到2008年我国变频器市场将有可能突破100亿元。 

进入21世纪，世界各国在享受经济发展的所带来成果的同时，也越来越感觉到经济发展所遭受的瓶颈，那就是能源供应不足。国际上原油价格不断攀升、国内电力紧张、煤炭价格上涨，种种迹象都向我们发出警告，世界所剩能源不多，节能降耗已迫在眉睫。为此，各国政府纷纷将能源使用和发展政策提高到战略高度，积极制定相关方案以应对今后越来越紧张的能源问题，谋求未来出路。有些国家还定期召开能源战略高层论坛，以商讨应对措施。由此，结构调整、制度改革、发展绿色可再生能源、开发节能新技术、倡导和鼓励民众节约能源等措施，纷纷开展和落实，这些都充分表明政府对能源问题的重视和决心。中国政府专门成立能源办，负责协调管理涉及能源的各大部委和能源企业、从全局上制定国家的能源发展战略和规划、确立能源产业政策、实施各项规划政策等四大事务。 

应对能源紧张问题，可以从多方入手，而节约电能是其中最为直接有效的方式。据统计，我国消耗的电能中，60％～70％为动力电。因此，提高电机效率，降低电能消耗，将成为我国节约能源的主要工作方向，并得到国家高度重视。提高电机效率，除应用变频调速技术以外，另一条重要途径就是回收电机动能。在一些有位势负载特性的应用场合，当重物下降时电机处于四象限运行状态，并产生再生电能，如果将电机所产生的这部分再生电能回馈至电网，则将提高电机运行效率，节约能源。特别对一些大功率场合，如矿用提升机、抽油机等，通过再生能量回馈，可节能20％以上，具有重大的经济意义和社会意义。 

今后，在需要快速起、制动和频繁正、反转的大功率调速应用系统，随着对变频器回馈制动能力要求的增强，能量回馈四象限变频器必然比普通变频器更具有的竞争力。因此，近年来发展能量回馈技术已吸引了越来越多变频器生产企业的重视，开发和生产可能量回馈的四象限变频器已成为目前变频器行业的一个重要发展方向，也变得十分有必要。 

通用变频器大都为电压型交-直-交电路结构，其工作原理为三相交流电首先通过二极管不控整流桥得到脉动直流电，再经电解电容滤波稳压，最后经无源逆变器输出电压、频率可调的交流电给电动机供电。这类变频器功率因数高、效率高、精度高、调速范围宽，所以在工业中获得广泛应用。但通用变频器不能直接用于，如高速电梯、矿用提升机、轧钢机、抽油机、采煤机等负载场合。这是因为这些系统要求电机四象限运行，当电机减速、制动或者带位势负载重物下放时，电机处于再生发电状态，而由于二极管不控整流器能量传输不可逆，产生的再生电能传输到直流侧滤波电容上，产生泵升电压。以GTR、IGBT为代表的全控型器件耐压较低，过高的泵升电压有可能损坏开关器件、电解电容，甚至会破坏电机的绝缘，从而威胁系统安全工作，这就限制了通用变频器的应用范围。为解决电动机产生的再生能量问题，目前业界通常采用能耗制动和回馈制动两种手段。能耗制动在变频器直流母线两端接上能耗电阻或能耗制动单元，将电机产生再生能源消耗在大功率电阻器中。中小容量系统中目前大部分采用能耗制动方式，实现电机的四象限运行，该方法虽然简单，但有如下严重缺点： 

(1)浪费能量，降低了系统的效率。 

(2)电阻发热严重，影响系统的其它部分正常工作。 

(3)简单的能耗制动有时不能及时抑制快速制动产生的泵升电压，限制了制动性能的提高(制动力矩大，调速范围宽，动态性能好)。 

上述缺点决定了能耗制动方式只能用于几十kW以下的中小容量系统。回馈制动则是将再生能源回馈至电网，节省了电机能量损耗。回馈制动装置可以单独作为回馈制动单元接在变频器外侧，也可以整合到变频器内部。回馈制动装置拓扑结构按功率组件可分为半控器件型结构和全控器件型结构两大类。半 控型结构包括可控整流-可控有源逆变型和可控整流/有源逆变复用型，前一种基本思路是在可控整流桥的基础上再反并联一套有源逆变装置，但为解决直流回路电压降低问题需要在有源逆变器与电网之间接上升压变压器，从而增大了体积、提高了成本。后一种基本思路是利用一套可控整流桥既完成整流，又实现有源逆变，这样就可以减小装置的体积，降低成本，其电路拓扑结构包括多脉宽调制(MPWM)方式、正弦波脉宽调制(SPWM)方式和滞环控制斩波-逆变回馈方式。全控型结构采用GTO、IGBT等自关断功率器件构成有源逆变电路，将直流母线电容上积蓄能量回馈至电网，具有提高系统效率、抑制谐波和机械噪声等特点，全控型器件的能量回馈控制系统已经成为研究的重点。矩阵式交-交变频省去了中间直流环节，能实现功率因数为1，且能四象限运行，系统的功率密度大，因此矩阵变频器一直成为国际大公司的研发对象。矩阵变频器由于IGBT数量的增加，价格比较昂贵，相同功率下它是普通变频器价格的两倍左右。 

交-直-交电压型变频器虽然电路成本低、结构简单、可靠性高，但是由于采用三相桥式不控整流器，存在功率因数降低、网测谐波污染以及无法实现能量的再生利用等问题。消除对电网的谐波污染并提高功率因数，实现电机的四象限运行以成为变频调速技术不可回避的问题。为此，PWM整流技术的研究，新型单位功率因数变流器的开发，在国内外引起广泛的关注。传统的回馈制动方法加大了回馈装置的体积，增加了成本而且逆变电流波形畸变严重，电网污染重，功率因数低。整流电路中采用自关断器件进行PWM控制，可使电网侧的输入电流接近正弦波并且功率因数达到1，可以彻底解决对电网的污染问题。由PWM整流器和PWM逆变器构成变频器，无需增加任何附加电路，就可实现系统的功率因数约等于1，消除网侧谐波污染，能量双向流动，方便电机四象限运行。同时对于各种调速场合，可使电机很快达到速度要求，动态响应时间短。因此，双PWM控制技术已成为实现高质量能量回馈技术的最新发展方向。 

目前国际上许多大公司已纷纷推出了能量回馈四象限变频器。如西门子ET200S FC系列变频器，ABB公司ACS800-17系列四象限变频器等、美国NBB公司NBB-BH系列变频器、Akia Machinery公司的AC Master-7变频器等。但国外产品价格昂贵，再加上一些产品对电网的要求很高，并不十分适合我国国情。 

中国专利ZL02104139.3提供了一种无谐波污染高压变频器能量回馈装置，它包括多个反馈桥和反馈桥控制电路；所述反馈桥的数量与构成变频器的功率单元的数量相一致，即在每一个功率单元整流桥旁反并联一反馈桥；所述反馈桥控制电路包括用于控制反馈桥导通与关断的能量回馈工况判断电路和用于触发反馈桥器件导通的反馈桥触发电路。但其仅仅是一个能量回馈装置，无法改善二极管整流之谐波污染问题，同时也无法实现直流侧电压、输入功率因数等控制。 

发明内容

本发明的第一方面在于提供一种直流侧电压可控型四象限变频器，以实现直流电压控制，改善网侧电流品质并将再生电能回馈至电网。 

本发明的第二方面在与提供一种直流侧电压可控型四象限变频器的运行方法。 

本发明所解决的技术问题可以采用以下技术方案来实现： 

本发明的第一方面，一种直流侧电压可控型四象限变频器，包括： 

功率电路，所述功率电路由网侧变流器和电机侧变流器构成，网侧变流器和电机侧变流器之间设有一滤波电容； 

控制电路，所述控制电路包含一处理器和与处理器连接的网侧集成芯片和电机侧集成芯片，所述网侧集成芯片和电机侧集成芯片在处理器的控制下分别产生控制网侧变流器和电机侧变流器桥臂开关的PWM脉冲，以在不同的负载状态下驱动网侧变流器和电机侧变流器交替发挥整流和逆变的功能；以及 

向处理器、网侧集成芯片和电机侧集成芯片输入各种状态信号的辅助电路。 

本发明中，所述网侧变流器和电机侧变流器相互对称，采用IGBT+电力二极管结构，以使网侧变流器和电机侧变流器实现可逆PWM变流器。 

所述辅助电路，包括： 

电容电压反馈电路，其产生一路电压反馈信号和三路不同等级的电压保护信号，分别送至处理器和网侧集成芯片，处理器利用电压反馈信号和电压参考值调节处理器中的PI控制器输出量，以控制电容两端电压，实现直流侧电压可控； 

网侧电流反馈电路，其产生三路电流反馈信号和三路不同等级的电流保护信号，分别送至处理器和网侧集成芯片，处理器通过比较电流反馈信号和电流参考值得出网侧各桥臂开关开关信号占空比，占空比信号提供给网侧集成芯片产生PWM脉冲，PWM脉冲经驱动电路放大后再驱动网侧变流器各桥臂开关； 

电机侧电流反馈电路，其向电机侧集成芯片提供电流保护信号，并将电机三路电流反馈信号数值输入处理器； 

电机侧速度反馈电路，其将电机速度的脉冲信号经整形、滤波后送入电机侧集成芯片，电机侧集成芯片对脉冲信号进行计数，计数值储存后供处理器使 用，处理器利用电机三路电流反馈信号和脉冲信号的计数值，对速度环实施PI控制，电流环采用磁场定向矢量控制、PI控制和扰动补偿控制，最后获得电机侧变流器桥臂开关信号的占空比，占空比信号送至电机侧集成芯片后，由电机侧集成芯片产生PWM脉冲，PWM脉冲经驱动电路放大后再驱动电机侧变流器各桥臂开关； 

信号切换电路，其接收经过处理的网侧三路电流反馈信号和电机三路电流反馈信号，按时间将网侧和电机三路电流反馈信号交替输出，并输入处理器三个模拟采样通道，经模数转换后用于电流控制或其它算法，以实现处理器三个模拟通道分时复用。 

本发明的第二方面一种直流侧电压可控型四象限变频器的运行方法，功率电路中网侧变流和电机侧变流器均采用可逆变流器，控制电路采用单一处理器和两集成芯片，处理器控制两集成芯片分别产生驱动网侧变流器和电机侧变流器的PWM脉冲，网侧变流器和电机侧变流器之间通过同一处理器交互信息，并根据不同的负载状态驱动网侧变流器和电机侧变流器交替发挥整流和逆变的功能。 

本发明进一步包含： 

电容电压可控步骤，通过电容电压反馈电路产生一路电压反馈信号和三路不同等级的电压保护信号，分别送至处理器和网侧集成芯片，处理器利用电压反馈信号和电压参考值调节处理器中的PI控制器输出量，以控制电容两端电压，实现直流侧电压可控； 

网侧变流器控制步骤，通过网侧电流反馈电路产生三路电流反馈信号和三路不同等级的电流保护信号，分别送至处理器和网侧集成芯片，处理器通过比较电流反馈信号和电流参考值得出网侧变流器各桥臂开关开关信号占空比，占 空比信号提供给网侧集成芯片产生PWM脉冲，PWM脉冲经驱动电路放大后再驱动网侧变流器各桥臂开关； 

电机侧变流器控制步骤，通过电机侧电流反馈电路向电机侧集成芯片提供电流保护信号，并将电机三路电流反馈信号数值输入处理器，电机侧速度反馈电路将电机速度的脉冲信号经整形、滤波后送入电机侧集成芯片，电机侧集成芯片对脉冲信号进行计数，计数值储存后供处理器使用，处理器利用电机三路电流反馈信号和脉冲信号的计数值，对速度环实施PI控制，电流环采用磁场定向矢量控制、PI控制和扰动补偿控制，最后获得电机侧变流器桥臂开关信号的占空比，占空比信号送至电机侧集成芯片后，由电机侧集成芯片产生PWM脉冲，PWM脉冲经驱动电路放大后再驱动电机侧变流器各桥臂开关； 

处理器分时复用步骤，网侧三路电流反馈信号和电机三路电流反馈信号经过处理后，送至信号切换电路，信号切换电路按时间将网侧和电机三路电流反馈信号交替输出，来自信号切换电路的电流信号进入处理器三个模拟采样通道，经模数转换后用于电流控制或其它算法。 

本发明变频器功率的电路由两组相互对称于直流电路的可控变流器构成，分别作为输入与输出电路与电网和电机相连，按流水线化设计的处理器，可提高运算速度，满足PWM整流器控制实时性要求，采用矢量控制和功率扰动补偿方法，保证能量双向流动同时，可实现近乎单位功因，且直流侧电压可精确控制，负载出现扰动时，波动幅度较小，直流侧电流采用估测，可节省产品成本，估测方法采用直接直流量估测而非交流量估测，减小了扰动补偿量波动，使系统电流更加平稳。 

附图说明

图1为本发明硬件结构示意图。 

图2为网侧变流器控制结构图。 

图3为矢量变换的坐标系示意图。 

图4为几何法SVPWM调制算法示意图。 

图5为几何法SVPWM算法流程图。 

图6为自适应无功电流给定算法流程图。 

具体实施方式

为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体图示，进一步阐述本发明。 

参见图1，本发明的直流侧电压可控型四象限变频器，包括相互对称的网侧变流器10和电机侧变流器20，网侧变流器10和电机侧变流器20分别与电网和电机相连，二者中间设有一滤波电容C，由此构成了本发明变频器的功率电路部分。在本实施例中网侧变流器10和电机侧变流器20均采用IGBT+电力二极管结构，以使网侧变流器10和电机侧变流器20实现可逆PWM变流，IGBT+电力二极管结构为现有技术，在此不对其结构做详细介绍。 

控制电路包含一处理器30、集成芯片11和集成芯片21，处理器30控制集成芯片11和集成芯片21分别产生驱动网侧变流器10和电机侧变流器20的PWM脉冲，网侧变流器10和电机侧变流器20之间通过处理器30交互信息，既根据不同的负载状态驱动网侧变流器10和电机侧变流器20交替发挥整流和逆变的功能。当电机电动时，网侧变流器10作整流器，电机侧变流器20作逆变器；当电机发电时，电机侧变流器20作整流器，网侧变流器10作逆变器，电容C电压稳定由网侧变流器10实现。本实施例中处理器30采用NEC 850E/IA1系列MCU，并将控制电路制作在一控制板上。 

此外，本发明的变频器还包含电压反馈电路31、网侧电流反馈电路13、电机侧电流反馈电路23、电机侧速度反馈电路24、驱动电路12和驱动电路22等辅助电路。 

系统工作时，电容C电压信号通过检测电路降压后送至控制板接口电路(未示意)，接口电路对该信号处理后，获得1路电压反馈信号和3路不同等级电压保护信号，分别送至处理器30和集成芯片11。3路电压保护信号分别代表过压、刹车开始和欠压，针对3路保护信号，集成芯片11采用对应保护动作为关断开关管、导通刹车开关和关断开关管。处理器30利用电压反馈信号和电压参考值，调节处理器中的PI控制器输出量，以控制电容C两端电压。 

网侧电流信号通过电流互感器(未示意)变换为电压信号后送到接口电路，经过接口电路整流、滤波、限幅、叠加和比较等处理后，变换为3路电流反馈信号和3路不同等级电流保护信号，分别送至处理器30和集成芯片11。集成芯片11根据3路电流保护信号状态，按保护等级从低到高，分别采取关断部分功率开关、关断全部功率开关且等电流回落后再开启和永久关断全部功率开关3种保护措施，实施对功率电路保护。 

处理器30根据3路电流反馈信号进行电流闭环控制。处理器30通过比较电流反馈信号和电流参考值，计算网侧变流器10输入电压矢量，电压矢量经SVPWM调制器调制为各桥臂开关开关信号的占空比。占空比信号提供给集成芯片11，用于集成芯片11产生PWM脉冲，并发送至驱动电路12，信号经放大后再驱动网侧变流器10各桥臂开关。 

处理器30对电机侧变流器20控制过程如下，电机三路电流反馈信号经电流互感器(未示意)成为电压信号，经电流反馈电路23后，电流保护信号提 供给集成芯片21，进行过流硬件保护，3路电流数值信号进入处理器30。速度传感器(未示意)输出2路正交脉冲信号，经速度反馈电路24整形、滤波电路后进入集成芯片21，集成芯片21对脉冲信号进行计数，计数值存储后供处理器30使用。 

处理器30利用检测得到电机三路电流反馈信号和脉冲信号的计数值，对速度环实施PI控制，电流环采用磁场定向矢量控制、PI控制和扰动补偿控制，最后获得电机侧变流器20桥臂开关信号的占空比，占空比信号送至集成芯片21后，由集成芯片21产生PWM脉冲，并传递至驱动电路22，信号经放大后再驱动电机侧变流器20各桥臂开关。 

网侧3路电流反馈信号和电机3路电流反馈信号经过处理后，送至控制板上信号切换电路(未示意)输入端，信号切换电路按时间将网侧和电机三路电流反馈信号交替输出，来自切换电路电流信号进入处理器30的3个模拟采样通道，经模数转换后用于电流控制或其它算法。这样，处理器30的3个模拟通道便可实现分时复用。 

图2为本发明优选实施例的网侧变流器10的控制结构图，为了便于说明网侧变流器10矢量控制原理，首先对矢量变换控制原理做简要说明。 

参见图3、图4，变频器网侧变流器为三相交流系统，其在三相静止坐标系(a，b，c)中的数学模型为 

$e_a={\mathrm{Ri}}_a+L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+v_a$

$e_b={\mathrm{Ri}}_b+L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}+v_b$

$e_c={\mathrm{Ri}}_c+L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}+v_c$

$i_{\mathrm{dc}}=C\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}+i_L$

i_dc＝s_ai_a+s_bi_b+s_ci_c

上式虽然具有物理意义清晰、直观等特点，但由于电流和电压均为时变交 流量，不利于控制。为此，可通过坐标变换将三相静止坐标(a，b，c)转换成以电网基频同步旋转的两相(d，q)坐标系。 

下面来说明矢量变换原理。上图中，a、b、c为三相静止坐标，α、β为两相静止坐标系，d、q为两相旋转坐标系，其中a轴和α重合，d轴与电网电动势矢量E重合。α、β未同步旋转，仍为交流坐标，而d、q以电网基本频率同步旋转，为直流坐标。I为电流矢量，其在(a，b，c)坐标系投影为i_a、i_b、i_c，在(α，β)坐标系投影为i_α、i_β，在(d，q)坐标系投影为i_d、i_q。由于i_d、i_q合成矢量和i_a、i_b、i_c合成矢量都为同一个矢量I，故从(a，b，c)到(α，β)再到(d，q)坐标变换过程属等效变换，即合成矢量I不变。这就是矢量变换原理，经过变换得到变量i_d、i_q直流量，有利于控制。矢量变换同样适用于电压、磁通、开关量等。经过矢量变换，网侧变流器数学模型可重新表示为 

$e_d={\mathrm{Ri}}_d+L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}+\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_q+V_d$

$e_q={\mathrm{Ri}}_q+L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_d+V_q$

$C\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=\frac{3}{2}(i_d{s}_d+i_q{s}_q)-i_L$

上图中，V1～V6六个工作矢量将复平面分成6个区域，V0和V7为位于原点零矢量。假设空间电压矢量V^*正好落入区域I，则其可由V1和V2加权合成。根据平行四边形法则，有 

$\frac{T_1}{T_s}{V}_1+\frac{T_2}{T_s}{V}_2=V^{*}$

上式中Ts表示开关周期，T1、T2表示矢量V1、V2工作时间。 

一般SVPWM算法中，T₁、T₂通过代数方法求解，这样就涉及三角函数运算。但变频器处理器运算能力有限，应当尽量避免占用时间较多的三角函数运算。因此，本发明中采用几何方法。几何方法基本原理就是将所有工作矢量和 电压矢量V^*都投影到实轴Re和虚轴Im，得到矢量在这两个轴上的分量，然后利用两个轴上分量之间关系，求出T₁和T₂。 

再参见图2，其中4和5为电压环，6为电流环，网侧变流器10的控制过程如下：直流侧电压误差ΔV_dc输入电压调节器，电压调节器采用PI调节方式，输出有功电流I_d的给定量I_{d_dc}，该量与负载扰动补偿信号I_{d_p}相加得I_d ^*，该量输入至有功电流调节器。有功电流调节器采用PI调节方式，输出控制信号V_{d_pid}，该信号与前馈解耦控制量叠加，得到网侧变流器10控制矢量对d轴的分量V_d。无功电流给定值I_q ^*与无功电流实际值I_q之间误差输入到无功电流PI调节器，调节器输出V_q-pid与解耦控制量相加，得到网侧变流器10控制矢量对q轴的分量V_q。V_d和V_q通过矢量反变换器变换为V_α和V_β，V_α和V_β输入到SVPWM调制器。SVPWM调制器先将V_α和V_β合成为空间电压矢量V^*，该矢量经SVPWM调制后转换为3路开关信号，用于控制网侧变流器10六个桥臂开关。 

图2中，I_d、I_q、V_d、V_q和V_dc输入至I_dc观测器，估算I_dc，再由I_dc计算系统负载扰动，该信号作为扰动补偿信号I_L，提供给扰动补偿信号选择器。由电机侧变流器控制系统提供的电机负载功率，经过电机功率预测器，作为扰动补偿信号 ，提供给扰动补偿信号选择器。扰动补偿信号选择器根据当前直流侧电压及其它系统状态，按特定算法，选择合适负载扰动补偿信号I_{d_p}，并送至有功电流调节器输入端，用于负载扰动补偿控制。 

I_d、I_q输入到电网电动势估测器，电网电动势估测器输出电动势幅值 

和相角估测值 

。相角估测值 

用于网侧3相电流矢量变换以及V_d、V_q矢量反变换，电动势幅值 

用于前馈控制。 

有功电流I_d的PI调节器输出量V_{d_pid}输入至有功电流I_d预测器，预测器算 出有功电流预测值 

并将其提供给q轴作解耦控制。 

参见图5，SVPWM调制算法中，通过计算扇区并按扇区调出分解矩阵，用几何方法替代了代数方法，避免了三角函数运算，简化了算法。算法原理前文已经详细描述了，在此不再累述。 

图2中，若变流器负载为正，既变流器向外部输出能量，则直流侧电容两端电压下降，电压调节器输出和负载扰动补偿均为正，有功电流参考值I_d ^*为正，电网电动势与电流相角差 

位于0度附近，网侧变流器工作于1、4象限，能量从电网流向负载。若变流器负载为负，既外部向变流器输入能量，则直流侧电容两端电压上升，电压调节器输出和负载扰动补偿均为负，有功电流参考值I_d ^*为负，电网电动势与电流相角差 

位于180度附近，网侧变流器工作于2、3象限，能量从负载流向电网。 

参见图6，若直流电压V_dc＞V_max，无功电流标志I_{q_IDX}置1，若直流电压V_dc＜V_mini，无功电流标志I_q-IDX置0。若标志I_{q_IDX}等于1，则I_q＝I_{q_c}，I_{q_c}为负数，若标志I_{q_IDX}等于0，则I_q＝0。 

自适应无功电流给定器根据当前系统状态，确定合适无功电流给定值I_q ^*，一般情况下，为实现单位功因控制， 

而当能量从直流侧流向电网时， 因为当I_q小于0，等值网侧变流器输入电压条件下，电阻两端电压被抬高，可使流过电阻电流幅值增大，从而增强网侧到电网能量回馈能力，以降低直流侧泵升电压。因此，采用自适应无功电流给定算法，可抑制直流侧电压上升，使V_dc更加平稳。 

以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明 还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。 

Claims (4)

1.一种直流侧电压可控型四象限变频器，其特征在于，包括：

功率电路，所述功率电路由网侧变流器和电机侧变流器构成，网侧变流器和电机侧变流器之间设有一滤波电容；

控制电路，所述控制电路包含一处理器和与处理器连接的网侧集成芯片和电机侧集成芯片，所述网侧集成芯片和电机侧集成芯片在处理器的控制下分别产生控制网侧变流器和电机侧变流器桥臂开关的PWM脉冲，以在不同的负载状态下驱动网侧变流器和电机侧变流器交替发挥整流和逆变的功能；以及

向处理器、网侧集成芯片和电机侧集成芯片输入各种状态信号的辅助电路，所述辅助电路，包括：

电容电压反馈电路，其产生一路电压反馈信号和三路不同等级的电压保护信号，分别送至处理器和网侧集成芯片，处理器利用电压反馈信号和电压参考值调节处理器中的PI控制器输出量，控制电容两端电压；

网侧电流反馈电路，其产生三路电流反馈信号和三路不同等级的电流保护信号，分别送至处理器和网侧集成芯片，处理器通过比较电流反馈信号和电流参考值得出网侧变流器各桥臂开关开关信号占空比，占空比信号提供给网侧集成芯片产生PWM脉冲，PWM脉冲经驱动电路放大后再驱动网侧变流器各桥臂开关；

电机侧电流反馈电路，其向电机侧集成芯片提供电流保护信号，并将电机三路电流反馈信号数值输入处理器；

电机侧速度反馈电路，其将电机速度的脉冲信号经整形、滤波后送入电机侧集成芯片，电机侧集成芯片对脉冲信号进行计数，计数值储存后供处理器使用，处理器利用电机三路电流反馈信号和脉冲信号的计数值，对速度环实施PI控制，电流环采用磁场定向矢量控制、PI控制和扰动补偿控制，最后获得电机侧变流器桥臂开关信号的占空比，占空比信号送至电机侧集成芯片后，由电机侧集成芯片产生PWM脉冲，PWM脉冲经驱动电路放大后再驱动电机侧变流器各桥臂开关；

信号切换电路，其接收经过处理的网侧三路电流反馈信号和电机三路电流反馈信号，按时间将网侧和电机三路电流反馈信号交替输出，并输入处理器三个模拟采样通道。

2.如权利要求1所述的直流侧电压可控型四象限变频器，其特征在于：所述网侧变流器和电机侧变流器相对滤波电容相互对称，采用IGBT反并联电力二极管结构。

3.一种直流侧电压可控型四象限变频器的运行方法，其特征在于：功率电路中网侧变流器和电机侧变流器均采用可逆变流器，网侧变流器和电机侧变流器之间设有一滤波电容，控制电路采用单一处理器和两集成芯片，处理器控制两集成芯片分别产生驱动网侧变流器和电机侧变流器的PWM脉冲，网侧变流器和电机侧变流器之间通过同一处理器交互信息，并根据不同的负载状态驱动网侧变流器和电机侧变流器交替发挥整流和逆变的功能，运行方法进一步包含：

电容电压可控步骤，通过电容电压反馈电路产生一路电压反馈信号和三路不同等级的电压保护信号，分别送至处理器和两集成芯片中的网侧集成芯片，处理器利用电压反馈信号和电压参考值调节PI控制器输出量，以控制滤波电容两端电压；

网侧变流器控制步骤，通过网侧电流反馈电路产生三路电流反馈信号和三路不同等级的电流保护信号，分别送至处理器和网侧集成芯片，处理器通过比较电流反馈信号和电流参考值得出网侧变流器各桥臂开关开关信号占空比，占空比信号提供给网侧集成芯片产生PWM脉冲，PWM脉冲经驱动电路放大后再驱动网侧变流器各桥臂开关；

电机侧变流器控制步骤，通过电机侧电流反馈电路向两集成芯片中的电机侧集成芯片提供电流保护信号，并将电机三路电流反馈信号数值输入处理器，电机侧速度反馈电路将电机速度的脉冲信号经整形、滤波后送入电机侧集成芯片，电机侧集成芯片对脉冲信号进行计数，计数值储存后供处理器使用，处理器利用电机三路电流反馈信号和脉冲信号的计数值，对速度环实施PI控制，电流环采用磁场定向矢量控制、PI控制和扰动补偿控制，最后获得电机侧变流器桥臂开关信号的占空比，占空比信号送至电机侧集成芯片后，由电机侧集成芯片产生PWM脉冲，PWM脉冲经驱动电路放大后再驱动电机侧变流器各桥臂开关；

处理器分时复用步骤，网侧三路电流反馈信号和电机三路电流反馈信号经过处理后，送至信号切换电路，信号切换电路按时间将网侧和电机三路电流反馈信号交替输出，来自信号切换电路的电流信号进入处理器三个模拟采样通道，经模数转换后用于电流控制。

4.如权利要求3所述的控制直流侧电压可控型四象限变频器的运行方法，其特征在于：所述网侧变流器和电机侧变流器相对滤波电容相互对称，采用IGBT反并联电力二极管结构。

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