CN101420182B - 一种单相逆变器稳压控制方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单相逆变器稳压控制方法及装置，该方法如下：获取逆变器的实际输出电压模值；根据给定和实际输出电压模值得到实际电压模值的误差；对误差进行积分调节并与给定相位的余弦值相乘以获得第一调节量，根据第一调节量对逆变器的输出电压进行调节。该装置包括实际输出电压模值获取单元、减法器、调节器和乘法器；实际输出电压模值获取单元获取实际电压模值并输出至减法器，减法器根据给定和实际电压模值获得误差并输出至调节器，调节器对误差进行积分调节并输出至乘法器，乘法器将调节器输出的值与给定相位的余弦值相乘以获得第一调节量，并将第一调节量输出至逆变器。本发明具有较高的稳压精度和较快的动态响应速度。

Description

一种单相逆变器稳压控制方法及装置

技术领域

本发明涉及一种单相逆变器稳压控制方法，本发明还涉及一种单相逆变器稳压控制装置。

背景技术

对于输出交流电压互差120度的三相逆变器，通常引用矢量控制，将三相电压转换为具有固定矢量长度，按一定速率旋转的矢量来进行控制调节。也就是将三相A/B/C电压通过坐标变换，转换为d/q/0坐标系，这样三相交流电压的给定就变成了d/q/0三个直流的给定。在d/q/0坐标下，可以对三个直流给定的误差进行调节。由于调节的是直流给定的误差，理论上可以消除静态误差，这样三相逆变器输出电压的稳压精度控制就变得相对容易。但是对于单相逆变器而言，上述的坐标变换并不适用。下面将对现有的单相逆变器控制原理及其不足之处做一简单的阐述。

如图1所示，现有的单相逆变器的控制方法如下：将给定电压模值V_mod和相位给定cos(ωt+)相乘得到单相逆变器的电压瞬时值给定v_ref，电压的瞬时值给定v_ref与单相逆变器的电压瞬时采样值u_load通过减法器相减得到瞬时电压的误差v_err，对误差v_err进行比例积分微分(PID)调节生成电压调节器的输出i_ref。

现有的单相逆变器的不足之处在于：电压的瞬时值给定v_ref来自于一直流量电压模给定V_mod和交流量正弦波cos(ωt+

)的乘积。这样电压给定v_ref实际上为一交流量，由经典控制理论，无论是比例(P)调节还是比例积分(P)I或比例微分(PD)调节还是比例积分微分(PID)调节都是不能消除静差的。也就是说现有通用的电压瞬时值调节方法并不能消除单相逆变器的逆变电压与给定之间的误差，实际上这种方法可能会在逆变电压的有效值上产生较大的误差，影响逆变器的稳压精度。

如图2所示，为了保证逆变输出电压的稳压精度，会在电压瞬时值给定的前一级再加上一级逆变电压有效值调节。给定电压模值(电压模值也可以称为电压幅值或电压峰值)为V_mod，则额定电压有效值为

额定电压有效值给定减去实际的电压有效值得到有效值的误差，对电压有效值的误差调节可以生成调节后的电压模值给定v_{mod_ref}。由于额定电压的有效值是一个固定的直流量，且有效值的调节放在控制环的最外环，积分调节的作用下可以消除有效值的静差，这样可以提高逆变器的稳压精度。但这种方法的不足之处是：有效值的求取如果通过硬件电路要加较大的滤波，如果是软件计算，通用的方法，每间隔一个工频周期才能进行一次有效值计算，也就是说每间隔一个工频周期才能对有效值进行一次调节，这样有效值调节的调节周期会更长，对于突加突卸载等类似的负载变化响应将会比较慢。这就会影响电压控制环的动态响应速度，稳压调节速度等。即使通过软件(会占用较多的存贮资源和代码执行时间)实时计算有效值，计算出来的有效值也只能反应每一计算时刻之前的一个周期内电压的大小，而对于某一时刻负载突变导致的电压突变，由于有效值计算的周期性，这个电压突变会被整个周期内其它时间稳定的电压给综合掉，而难以表现出电压的实时变化来，从而影响调节的效果。而硬件方法一般采用的是，交流电压采样后整流滤波得到实际上是电压平均值的的反馈量，再进行稳压调节，由于需要时间常数较大的低通滤波，滞后时间将更长。综上，利用有效值进行无差调节决定了调节具有比较差的实时性，调节的延时比较大，影响了调节的动态响应，导致逆变器的动态性能不佳。

发明内容

本发明就是为了克服以上的不足，提出了一种单相逆变器稳压控制方法及装置，在保证调节速率的前提下提高单相逆变器输出电压的稳压精度。

为实现上述目的，本发明提供一种单相逆变器稳压控制方法，包括如下步骤：

A.获取所述单相逆变器的实际输出电压模值；

B.根据给定电压模值和所述实际输出电压模值得到实际电压模值的误差；

C.对所述实际电压模值的误差进行积分调节并与给定相位的余弦值相乘以获得第一调节量，根据所述第一调节量对逆变器的输出电压进行调节。

所述步骤A包括如下步骤：

A1.采集单相逆变器的输出电压瞬时值；

A2.获取单相逆变器的输出电压变化率；

A3.根据

得到单相逆变器的实际输出电压模值，其中V_act为单相逆变器的实际输出电压模值，u为所述单相逆变器的输出电压瞬时值，u′为所述单相逆变器的输出电压变化率，ω为输出电压的角速度。

还包括如下步骤：

D.获取单相逆变器的给定电压瞬时值；

E.根据单相逆变器的输出电压瞬时值和所述给定电压瞬时值得到瞬时电压的误差；

F.根据所述瞬时电压的误差进行调节以获得第二调节量，并根据第二调节量对逆变器的输出电压进行调节。

所述步骤C中还对所述实际电压模值的误差进行比例和/或微分调节；所述步骤F中根据所述瞬时电压的误差进行调节的调节方式包括比例、微分、积分中的至少一种。

为实现上述目的，本发明提供一种单相逆变器稳压控制装置，包括实际输出电压模值获取单元、减法器、调节器和乘法器，所述减法器连接在所述实际输出电压模值获取单元和调节器之间，所述乘法器连接在所述调节器和单相逆变器之间；所述实际输出电压模值获取单元获取单相逆变器输出的实际电压模值并输出至减法器，所述减法器根据给定电压模值和实际电压模值获得误差并输出至调节器，所述调节器对所述误差进行积分调节并输出至乘法器，所述乘法器将所述调节器输出的值与给定相位的余弦值相乘以获得第一调节量，并将所述第一调节量输出至单相逆变器。

所述实际输出电压模值获取单元包括输出电压瞬时值采集模块、输出电压变化率获取模块和计算模块，所述输出电压瞬时值采集模块采集单相逆变器的输出电压瞬时值并输出至计算模块，所述输出电压变化率获取模块获取单相逆变器的输出电压变化率并输出至计算模块，所述计算模块根据求得单相逆变器的实际输出电压模值，其中V_act为单相逆变器的实际输出电压模值，u为所述单相逆变器的输出电压瞬时值，u′为所述单相逆变器的输出电压变化率，ω为输出电压的角速度。

所述调节器还对所述误差进行比例和/或微分调节。

本发明与现有技术对比的有益效果是：本发明通过对单相逆变器输出电压的模值进行调节使单相逆变器的输出电压的模值与给定的模值保持一致，从而使逆变器在类似于突加突卸负载等负载变化情况下，具有较高的稳压精度和较快的动态响应速度。

附图说明

图1是一种现有的单相逆变器控制部分的原理框图；

图2是另一种现有的单相逆变器控制部分的原理框图；

图3是本发明具体实施方式一的原理框图；

图4是本发明具体实施方式一中使用的单相逆变器的结构示意图；

图5是本发明具体实施方式一中生成PWM信号的原理示意图；

图6是本发明具体实施方式二的原理框图。

具体实施方式

下面通过具体的实施方式并结合附图对本发明做进一步详细说明。

具体实施方式一

如图3所示，一种单相逆变器稳压控制方法，包括如下步骤：

第一步：获取所述单相逆变器的实际输出电压模值。具体操作如下：采集单相逆变器的输出电压瞬时值u，获取单相逆变器的输出电压变化率u′，根据 $V_{\mathrm{act}}=\sqrt{u^2+{\left(\frac{u^{\′}}{\mathrm{\ω}}\right)}^2}$ 得到单相逆变器的实际输出电压模值，其中V_act为单相逆变器的实际输出电压模值，u为所述单相逆变器的输出电压瞬时值，u′为所述单相逆变器的输出电压变化率，ω为输出电压的角速度。

所述输出电压瞬时值u可以通过实时采样可以直接获得。所述单相逆变器的输出电压变化率u′的求取有两种基本方法，一种方法为硬件计算，通过微分电路将输出电压瞬时值u进行微分即可得到u′；另一种方法直接根据瞬时电压u进行数值微分计算，数值微分算法中有两种基本数学求取方法，插值型和样条型都可以求取。而输出正弦电压的角速度ω就是逆变器的锁相环中给定电压的角速度，这也是已知的。

下面证明等式 $V_{\mathrm{act}}=\sqrt{u^2+{\left(\frac{u^{\′}}{\mathrm{\ω}}\right)}^2}$ 成立。

设相位角θ＝ωt+

，则单相交流电压瞬时值表示为，

u＝V_act·cos(ωt+)

对u微分可以得到，

u′＝-V_act·ω·sin(ωt+

)

则

由上推导可知 $V_{\mathrm{act}}=\sqrt{u^2+{\left(\frac{u^{\′}}{\mathrm{\ω}}\right)}^2}$ 等式成立。

第二步：根据给定电压模值和所述实际输出电压模值得到实际电压模值的误差。可使用减法器将给定电压模值V_mod与实际输出电压模值V_act进行相减求差得到实际电压模值的误差v_err1。由于电压模值是一个直流量，相对于交流量，这个直流量便于调节消除误差，所以具有较快的响应速度和较高的稳压精度。

第三步：对所述实际电压模值的误差进行积分调节并在乘法器内将积分所得的值与锁相环给定相位的余弦值cos(ωt+

)相乘以获得第一调节量v_reg1，根据所述第一调节量对逆变器的输出电压进行调节。对电压模值的误差v_err1调节除了单独采用积分调节外，还可以比例积分调节或比例微分调节或比例积分微分调节。这可保证输出电压的稳压精度。

下面将详细描述本发明是如何最终作用于单相逆变器的输出环节的。如图4所示，本具体实施方式所选用的单相逆变器包括脉冲生成单元(PWM信号生成器)、逆变桥、LC滤波器。所述逆变桥由第一开关管MOSFET1和第二开关管MOSFET2构成，所述LC滤波器由电感L和电容C3组成。逆变器的输入端为两直流母线Vbus+和Vbus-串接在一起，且分别并有两容量相同的电容C1、C2起稳压作用。在正负母线之间由两个功率开关管形成一个桥臂。LC滤波器分别连接母线电容中点和桥臂中点，滤波电容C3的两端引出即为逆变的交流输出端。

如图5所示，PWM信号生成器内的比较器将第一调节量v_reg1与固定频率的锯齿波(也可以是三角波)比较生成一系列脉冲信号，我们把这里的锯齿波称为载波。当第一调节量v_reg1的值大于载波信号的值时，PWM信号生成器生成的第一PWM信号(PWM1)为高电平，当第一调节量v_reg1的值小于载波信号的值时，PWM信号生成器生成的第一PWM信号(PWM1)为低电平，正常情况下第一调节量v_reg1处于载波的最高点和最低点之间(如果超出可以加限幅控制)，这样连续的信号v_reg1每次与载波相交输出电平都会翻转一次，从而形成一系列频率同三角波而具有一定脉宽的脉冲，这里的脉宽指在脉冲的一个周期里高电平占的时间或宽度。PWM信号生成器生成的第二PWM信号(PWM2)与第一PWM信号(PWM1)互补(不考虑死区的情况下)。从前述可知当v_reg1较大时PWM信号生成器输出的脉宽较宽，反之当v_reg1变小时PWM信号生成器输出的脉宽较窄。

上述第一PWM信号(PWM1)接到第一开关管MOSFET1的控制端，第二PWM信号(PWM2)接到第二开关管MOSFET2的控制端。第一PWM信号(PWM1)和第二PWM信号(PWM2)可以控制逆变桥里开关管的开通和关断，高电平时开关管开通，低电平时开关管关断。开关管的开通或关断分别对应逆变桥输出稳定的高或低的电压，逆变桥的输出上加滤波器滤波后就可以得到一连续的电压，这一电压的大小可等效为一个载波周期内逆变桥输出电压的平均值，这一平均值决定于输出高电平和低电平所占时间的比例，而这个时间的比例又决定于PWM信号的脉宽，而PWM信号的脉宽又决定于v_reg1，所以说v_reg1决定了逆变器输出电压的大小。

具体实施方式二

如图6所示，本具体实施方式与具体实施方式一的不同之处在于：增设了电压瞬时值调节。本具体实施方式还包括如下步骤：

第四步：获取单相逆变器的给定电压瞬时值。乘法器将电压模值给定V_mod与锁相环给定相位的余弦值cos(ωt+

)相乘得到给定电压瞬时值v_ref。

第五步：根据单相逆变器的输出电压瞬时值和所述给定电压瞬时值得到瞬时电压的误差。用减法器将给定电压瞬时值v_ref与实际瞬时电压u相减得到瞬时电压的误差v_err2。

第六步：根据所述瞬时电压的误差v_err2进行调节以获得第二调节量v_reg2，并根据第二调节量对逆变器的输出电压进行调节。即：本具体实施方式中，将第一调节量v_reg1和第二调节量v_reg2相加作为总的调节量输出给逆变器进行输出电压的调节。

前面一直论述的是通过电压模值调节单相逆变器稳压控制的原理，下面说明为什么加入电压模值调节更有优势。在经典控制理论中，论述了积分可以消除直流给定的静态误差，但是对于交流电压的给定积分却无法消除误差。这样传统逆变器如果用传统PID控制交流给定的误差时，电压的稳压精度就得不到保证。而加入有效值控制，由于有效值计算的周期性，势必会造成调节反应滞后，动态效果比较差。即使耗费资源实时计算有效值，计算出来的有效值也只能反应每一计算时刻之前的一个周期内电压的大小，而不能完全反应出小于电压周期的一个小的时间段内的电压大小的变化。最后补充说明一点，用电压模值误差积分调节实际上调节的是电压有效值的误差，实际输出相位与给定相位之间可能还会存在误差，但这个误差可以通过对锁相环的调节给予弥补，但这点并不是本发明关注的重点，故不再做具体阐述。

本发明的关键点就在于求得单相逆变器的实际输出电压模值，这个模值为一直流量，可以实时反应逆变电压的大小，而且交流电压的有效值与直流电压的模值一一对应(不考虑谐波影响)，通过对电压模值的积分调节即可以消除电压模的静态误差实现稳压的实时控制，保证电压有效值的稳定，又可以对瞬时电压的波动进行实时调节，增加输出电压的动态响应速度。

对电压瞬时值与电压模值的调节有什么区别呢，下面从电压瞬时值与电压模值的不同特征来说明。因为逆变器要求输出交流电压，这样电压瞬时值的给定是一个交流量，交流的特性就决定了这个给定在一个周期内是按正弦波规律不断变化的，虽然对每次误差都可以进行调节，可每当电压调节完后，给定就发生了变化，由于我们的调节是基于现存误差进行调节的，调节的滞后性决定了输出电压永远也跟不上给定的变化。对比电压模值调节就不一样，交流电的模值是一个不变的量，就像正弦波的幅值是不变的一样，也就是说电压模值是一个直流量，虽然对误差的调节有滞后性，但是由于给定是不变的，我们的调节可以使输出电压不断的趋近于给定，直到误差为零。

为增强单相逆变器输出的稳定性和动态响应，本发明可以增设电流环调节。

一种单相逆变器稳压控制装置，包括实际输出电压模值获取单元、减法器、调节器和乘法器，所述减法器连接在所述实际输出电压模值获取单元和调节器之间，所述乘法器连接在所述调节器和单相逆变器之间；所述实际输出电压模值获取单元获取单相逆变器输出的实际电压模值并输出至减法器，所述减法器根据给定电压模值和实际电压模值获得误差并输出至调节器，所述调节器对所述误差进行积分调节并输出至乘法器，所述乘法器将所述调节器输出的值与给定相位的余弦值相乘以获得第一调节量，并将所述第一调节量输出至单相逆变器。

所述实际输出电压模值获取单元包括输出电压瞬时值采集模块、输出电压变化率获取模块和计算模块，所述输出电压瞬时值采集模块采集单相逆变器的输出电压瞬时值并输出至计算模块，所述输出电压变化率获取模块单相逆变器的输出电压变化率并输出至计算模块，所述计算模块根据 $V_{\mathrm{act}}=\sqrt{u^2+{\left(\frac{u^{\′}}{\mathrm{\ω}}\right)}^2}$ 求得单相逆变器的实际输出电压模值，其中V_act为单相逆变器的实际输出电压模值，u为所述单相逆变器的输出电压瞬时值，u′为所述单相逆变器的输出电压变化率，ω为输出电压的角速度。所述调节器还对所述误差进行比例和/或微分调节。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种单相逆变器稳压控制方法，其特征在于：包括如下步骤：

A.获取所述单相逆变器的实际输出电压模值，包括如下步骤：

A1.采集单相逆变器的输出电压瞬时值；

A2.获取单相逆变器的输出电压变化率；

A3.根据得到单相逆变器的实际输出电压模值，其中V_act为单相逆变器的实际输出电压模值，u为所述单相逆变器的输出电压瞬时值，u′为所述单相逆变器的输出电压变化率，ω为输出电压的角速度；

B.根据给定电压模值和所述实际输出电压模值得到实际电压模值的误差；

C.对所述实际电压模值的误差进行积分调节并与给定相位的余弦值相乘以获得第一调节量，根据所述第一调节量对逆变器的输出电压进行调节。

2.根据权利要求1所述的单相逆变器稳压控制方法，其特征在于：还包括如下步骤：

D.获取单相逆变器的给定电压瞬时值；

E.根据单相逆变器的输出电压瞬时值和所述给定电压瞬时值得到瞬时电压的误差；

F.根据所述瞬时电压的误差进行调节以获得第二调节量，并根据第二调节量对逆变器的输出电压进行调节。

3.根据权利要求2所述的单相逆变器稳压控制方法，其特征在于：所述步骤C中还对所述实际电压模值的误差进行比例和/或微分调节；所述步骤F中根据所述瞬时电压的误差进行调节的调节方式包括比例、微分、积分中的至少一种。

4.一种单相逆变器稳压控制装置，其特征在于：包括实际输出电压模值获取单元、减法器、调节器和乘法器，所述减法器连接在所述实际输出电压模值获取单元和调节器之间，所述乘法器连接在所述调节器和单相逆变器之间；所述实际输出电压模值获取单元包括输出电压瞬时值采集模块、输出电压变化率获取模块和计算模块，所述输出电压瞬时值采集模块采集单相逆变器的输出电压瞬时值并输出至计算模块，所述输出电压变化率获取模块获取单相逆变器的输出电压变化率并输出至计算模块，所述计算模块根据

求得单相逆变器的实际输出电压模值，其中V_act为单相逆变器的实际输出电压模值，u为所述单相逆变器的输出电压瞬时值，u′为所述单相逆变器的输出电压变化率，ω为输出电压的角速度；所述实际输出电压模值获取单元获取单相逆变器输出的实际电压模值并输出至减法器，所述减法器根据给定电压模值和实际电压模值获得实际电压模值的误差并输出至调节器，所述调节器对所述误差进行积分调节并输出至乘法器，所述乘法器将所述调节器输出的值与给定相位的余弦值相乘以获得第一调节量，并将所述第一调节量输出至单相逆变器。

5.根据权利要求4所述的单相逆变器稳压控制装置，其特征在于：所述调节器还对所述误差进行比例和/或微分调节。

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