CN101401454A - 立体声成像 - Google Patents

Abstract

一种用于减小在相对于扬声器的某些收听位置发生的随频率而变化的相位差的方法包括调整多个频带中的相位，在所述频带中，多个声道在这样的收听位置为异相，所述扬声器在收听空间中再现多个声道的各个声道，所述相差发生在相位差在主要是同相和主要是异相之间交替的频带序列中。这样的相位调整包括下述频带，在所述频带中，由这样的收听位置处的相位差而产生的梳状滤波通带和谷的宽度将大于或等于如果没有应用相位调整的临界点宽度。收听空间可以是车辆的内部。

Description

立体声成像

技术领域

本发明涉及音频信号处理。更具体地讲，本发明涉及改进使用立体声播放系统呈现的感知声像和声像方向，特别是在两个收听位置相对于这样的立体声播放系统的中央线对称的情况下。本发明的多方面包括设备、方法和存储在计算机可读介质上的用于使计算机执行所述方法的计算机程序。

背景技术

双声道立体声播放系统在许多环境中几乎无处不在，包括实况音响、家庭音乐播放和汽车音响。共同的效果是通过一对立体声扬声器发出的声音在相对于扬声器的不同收听位置听起来不同。这些变化主要是由声音从每个扬声器到达收听位置并在声学上在收听位置合起来所花费的时间差引起。其次的效果包括声音与房间的相互作用，但是这里不讨论这些效果。

收听位置处的时间差等效于随频率变化的相位差。对于以下讨论，将术语“扬声器间差分相位”(IDP)定义为从一对立体声扬声器到达收听位置的声音的相位差。

由于通过两个扬声器呈现的声音花费相同量的时间到达位于离两个扬声器等距离的听众的耳朵，所以该听众基本上体验不到IDP(见图1a)。从一对立体声扬声器偏移，即，在更靠近扬声器之一的地方的听众，体验到幅值随着频率线性增大的IDP(见图2a)。

IDP的变化导致听得见的不期望的效果，包括通过一对立体声扬声器呈现的音频信号的成像的梳状滤波和模糊。简单的解决方案是延迟通过更靠近的扬声器呈现的信号。所使用的延迟量使通过两个扬声器呈现的信号同时到达听众的耳朵。结果是，对于该听众的IDP为零，并且该听众没有体验到不期望的成像伪像。

然而，简单延迟的使用不适合于诸如车辆的环境，在车辆中，两个听众可相对于一对立体声扬声器对称地偏离中央——即，一个听众更靠近左扬声器，另一听众更靠近右扬声器(见图3)。在这种环境下，由于IDP在频率上变化速率增加，所以使用延迟校正一个听众的IDP会造成另一听众的体验变糟。产生的效果可能是不自然的，足以引起其它听众显著不适。

对于方向性和成像重要的音频信号，即，具有显著的稳态分量的信号，时间校正的替代方案是直接调整IDP，即，调整各种频率的相位。对于各个频率，相位是循环的。那是任意值的相位到360°循环空间上的映射。对于这种分解，相位值限于-180°～180°，范围总共为360°。为了给出循环性的例子，考虑827°或2×360+107°的相位值，827°或2×360+107°等同于107°。类似地，-392°或-1×360-32°等同于-32°。由于以下讨论的原因，与-180°或180°相比更接近0°(即，-90°～90°)的频率被认为是“同相”的或增强的，与0°相比更接近-180°或180°的频率(即，90°～180°或90°～-180°)被认为是“异相”的或抵消的(见图4a和图4b)。

在典型的车辆环境中，每个听众的IDP如下。0Hz～大约250Hz之间的频率主要是同相——即，IDP在-90°～90°之间。大约250Hz～750Hz之间的频率主要是异相——即，IDP在90°～180°或者-90°～-180°之间。大约750Hz～1250Hz之间的频率主要是同相。这种主要是同相和主要是异相的交替顺序随着频率增加而继续，直到大约20kHz的人类耳朵的极限。在这个例子中，周期每1kHz重复。准确的频带起始频率和结束频率是车辆的内部尺寸和听众的位置的函数。

普遍接受的是，人类听觉系统直到大约1500Hz都对相位差敏感。因而，在大约1500Hz以下，IDP的变化导致音频信号的视在空间方向或声像的显著失真。这是除由梳状滤波引起的幅值失真之外的失真，而由梳状滤波引起的幅值失真在1500Hz以下和以上都听得到。

还普遍理解的是，人类听觉系统将宽频谱分解为多个更小的频率组或带组，被称为临界带。临界带表示两个频率仍可容易地被分开听到的最小频率差，这个差随频率而改变。在低频，临界带非常窄，随着频率增加而变宽。在以下讨论中，“带”是指从多个扬声器到达听众的声音为同相和异相的频带。在以下讨论中，临界带被称为“临界带”。

在上述车辆环境中，由于大约500Hz的峰和谷的宽度等于或大于临界带宽度，所以对于大约4kHz以下的频率，可清楚地听到梳状滤波效果。在大约6kHz以上，临界带宽变得大于一个峰和一个谷的组合宽度，梳状滤波效果变得基本上听不到。

因而，根据本发明的一个方面，优选地，对于直到临界带宽变得大于梳状滤波器的一个峰和一个谷的组合带宽的频率，即大约6kHz以下的频率来调整IDP。这可通过在音频信号的两个声道中对多个频带执行相位调整从而校正每个收听位置处的扬声器间差分相位来实现。一旦被应用，对于两个听众而言，在理想情况下在收听位置观察到的产生的IDP在+/-90°内(见图11a和图11b)。以这种方式减小IDP显著地改善了感知成像，并将幅值失真从具有深且宽的零值的完全听得到的梳状滤波降至+/-3dB的相对良性脉动，对于大多数听众和声音内容，+/-3dB的相对良性脉动基本上是听不到的。

现有技术中的许多方法仅着眼于大约1kHz以下的IDP。他们试图校正最低频带中的对于两个听众的IDP，在最低频带中，到达听众的声音主要是异相。他们通过使用滤波器和移相器基本上将180°添加到这个带中的IDP来这样做。结果是，在1kHz以下，校正后的对于两个听众的IDP为-90°～90°。也就是说，1kHz以下的频率对于每个听众主要是同相，听众体验到极大改进的成像。这样的方法的主要缺点是它们忽略了更高频处的IDP，在更高频，相位校正可能是有利的。

第4,817,162号美国专利教导在两个声道中使用滤波器和移相器来对200Hz～600Hz范围中的频率将180°添加到左声道和右声道之间的信号的相对相位。在这个教导中，这个频率范围表示第一带，在第一带，到达听众的声音在两个收听位置主要是异相(见图5a和图5b)。这个教导的问题在于移相器没有提供足够快的带边缘处的相位变化速率以提供IDP的实质校正。

第5,033,092号美国专利教导在200Hz～1kHz的频率范围中使用滤波器和移相器来将一个声道的相位提前60°～90°并将另一声道的相位提前-60°～-90°。在这个教导中，200Hz近似表示到达听众的声音主要是异相的第一带的起始。当在这个带中每个声道分别被提前90°和-90°时，这个带中的总的相对相位差为180°。预期的结果与第4,817,162号美国专利的方法类似。这个教导的重要有利之处在于，由于每个声道的相位最多被调整90°，所以每个声道中的幅值失真限于最大3dB。反之，如果通过仅对一个声道进行滤波来产生相对180°的移相，则这个声道将在其幅值响应中具有听得到的零值。也就是说，幅值响应将在从0°～180°间的转变中降至零，反之亦然。

第6,038,323号美国专利教导使用滤波器和移相器来将180°添加到300Hz以上的所有频率的相位。在这个教导中，300Hz表示到达听众的声音对于每个收听位置主要是异相的第一带的起始。为了简化滤波器设计，使高于第一带的频率保持异相，这个教导的理由是人类对这个第一异相带以上的频率的IDP不敏感(见图6a和图6b)。这个教导忽略了这样的事实，即，对于这个第一带以上的频率，由梳状滤波引起的幅值失真可被听到。

发明内容

本发明的目的在于改善通过立体声播放系统为位于对称地偏离播放系统的中央的听众呈现的音频信号的感知成像。这通过在音频信号的两个声道中对多个频带执行相位调整，从而校正每个收听位置处的扬声器间差分相位来实现。

附图说明

图1a示意性地显示收听位置和两个扬声器的空间关系，在该空间关系中，收听位置离扬声器等距离。

图1b显示图1a的等距离收听位置处的所有频率的理想的耳间相位差(IDP)。这个示例显示这样的收听位置处的IDP如何不随频率变化。

图2a示意性地显示收听位置相对于两个扬声器偏移的空间关系。

图2b显示图2a的收听位置处的所有频率的理想的耳间相位差(IDP)。这个示例显示收听位置处的IDP如何随频率变化。

图3示意性地显示两个收听位置的空间关系，每个收听位置关于两个扬声器对称地偏移。

图4a和图4b显示对于图3的两个收听位置的每个而言IDP如何随频率变化。

图5a和图5b显示在实施第4,817,162号美国专利的教导的系统中两个收听位置处的理想的IDP响应。

图6a和图6b显示在实施第6,038,323号美国专利的教导的系统中两个收听位置处的理想的IDP响应。

图7a显示本发明的多方面的可行的基于FIR的实现应用于两个声道之一，在这种情况下即左声道的功能性示意框图。

图7b显示本发明的多方面的可行的基于FIR的实现应用于两个声道之一，在这种情况下即右声道的功能性示意框图。

图8a是图7a的滤波器或滤波器功能702的信号输出703的理想的幅值响应。

图8b是图7a的减法器或减法器功能708的信号输出709的理想的幅值响应。

图9a是图7a的输出信号715的理想的相位响应。

图9b是图7b的输出信号735的理想的相位响应。

图9c是表示两个输出信号715(图7a)和735(图7b)之间的相对相位差的理想的相位响应。

图10a显示理想的IDP补偿滤波器的容差，其指示它的期望的相位要求。

图10b是用作到特征滤波器设计算法的输入的期望的相位响应。

图10c是用于特征滤波器设计算法的加权函数。

图11a是当采用图7a的FIR滤波器时图3的左收听位置的理想的IDP相位响应。

图11b是当采用图7b的FIR滤波器时图3的右收听位置的理想的IDP相位响应。

图12显示优化之前的FIR滤波器的实现的幅值响应和理想的相位响应。

图13显示优化的FIR滤波器的实现的幅值响应和理想的相位响应。

图14显示使用群延迟方法设计的IIR滤波器的实现的幅值和相位响应。

图15、图16和图17显示对具有不同h值的特征滤波器设计算法的实现的相位响应。

图18是显示全通滤波器格结构实现的示例的示意图。

图19示意性地显示当左、中和右扬声器存在时车辆前座的收听位置和扬声器布局。

图20示意性地显示本发明的方面应用于图19的构造的功能性框图。

图21a示意性地显示可采用本发明的方面的具有两个收听位置的四声道扬声器构造。

图21b示意性地显示可采用本发明的方面的具有四个收听位置的四声道扬声器构造。

图21c示意性地显示可采用本发明的方面的具有四个收听位置的六声道扬声器构造。

图22a和图22b是其容差显示在图10a中的理想滤波器的一般滤波器组实现的功能性框图。

图23显示使用群延迟方法设计的IIR滤波器的实现的极点和零点。

图24和图25显示使用特征滤波器设计算法设计的IIR滤波器在滤波器阶数减少之前和之后的实现的极点和零点。

图26显示用于特征滤波器设计算法的原始的期望的相位响应。

图27和图28显示使用特征滤波器设计算法设计的IIR滤波器在滤波器阶数减少之前和之后的实现的相位响应。

图29显示五次校正迭代之后的预扭曲的期望的相位响应。

图30显示使用特征滤波器设计算法设计的IIR滤波器在阶数减少和五次校正迭代之后的实现的相位响应。

具体实施方式

图1a显示收听位置和两个扬声器的空间关系。收听位置和左扬声器d₁之间的距离与收听位置和右扬声器d₂之间的距离相等。还显示了表示其它等距离收听位置的线。图1b显示在等距离收听位置处的所有频率的耳间相位差(IDP)。在这样的等距离位置中，通过扬声器呈现的内容的感知方向和成像趋于自然，如内容创建者所预期的那样。

图2a显示收听位置相对于两个扬声器偏移的空间关系。在这个例子中，收听位置和左扬声器之间的距离d₃小于收听位置和右扬声器之间的距离d₄。图2b显示在收听位置处的IDP如何随频率变化。即使IDP单调减小，该图(和所有其它IDP图)显示在-180°～180°范围中的等效值。在0Hz，信号同相，在返回到频率A处于同相之前，随着增加频率，信号移到异相。这个相位周期随着增加频率而重复。周期发生重复的频率A直接与收听位置和两个扬声器之间的距离差相关联。例如，如果距左扬声器d₃的距离为0.75米并且距右扬声器d₄的距离为1.075米，则距离差为0.325米。频率点A等于声音速度除以距离差，或者近似330米每秒除以0.325，这得到1015Hz。因此，在这个例子中，IDP周期每1015Hz重复。

图3显示两个收听位置的空间关系，每个收听位置关于两个扬声器对称地偏移。图4a和图4b显示对于两个收听位置的每个而言IDP如何随频率变化。可看出，对于IDP的每个周期，存在主要是同相的频率和主要是异相的频率。也就是说，IDP为-90°～90°的频率，IDP为-90°～-180°之间或90°～180°之间的频率。IDP主要是异相的频率引起不期望的听得到的效果，包括通过两个扬声器呈现的音频信号的成像的模糊。

图5a和图5b显示在第4,817,162号美国专利中描述的教导的效果的理想表示。这个教导将180°添加到第一频带中主要是异相的所有频率的IDP。在这个教导中，这个带的范围为近似200Hz～600Hz。在图5a和图5b中可看出，对于两个收听位置，这些声音现在主要是同相。然而，这个教导忽略了主要是异相的高于600Hz的频率。在第5,033,092号美国专利中描述的教导类似于第4,817,162号美国专利，除了所处理的频率范围为大约200Hz～1kHz之外。

图6a和图6b显示在第6,038,323号美国专利中描述的教导的效果的理想表示。这个教导将180°添加到第一声带中和第一声带以上的主要是异相的所有频率的IDP。在这个教导中，这个带从大约200Hz开始。在图6a和图6b中可看出，这个第一带中的声音现在主要是同相。然而，这个教导也忽略了，主要是异相的更高频带使处于同相的带和处于异相的带的位置颠倒。

根据本发明的一个方面，通过校正主要是异相的多个频带的IDP来使在特定收听位置处听得到的梳状滤波效果最小化。尽管以前的发明关注最低的异相频带，但是可通过校正大约直到梳状滤波通带和谷的宽度接近临界带宽的频率以下的多个带的IDP来实现显著的听觉改善。在这个频率以上，不能通过校正异相带来实现成像中的听觉改善。在车辆中，这个频率大约为6kHz，但是，随着车辆的实际内部尺寸和到扬声器的相对距离而稍微变化。

根据本发明的多个方面，音频信号分为同相频带和异相频带，对每个异相带，180°相移被加到两个声道之间的相对相位。这样做的优选方式是，在一个声道中移相90°，在另一声道中移相-90°。可替换的方式是将180°仅加到一个声道中的带；然而，这可能引起声道的幅值响应中显著的、不期望的波动。

实施例

在本发明的多方面的示例性实施例中，一组滤波器提供基本平坦的幅值响应和产生具有0°和180°的交替带的声道之间的组合相移的相位响应。为了避免不期望的幅值响应中的波动，可给予左声道90°移相，给予右声道-90°移相(见图9a、图9b和图9c)。如果在一个声道中用180°相位转变来实现这一操作，则在相位转变中，幅值将向着-∞dB下降。然而，通过使用仅90°转变，频率中的最大陡降(dip)大约为-3dB。在大约6kHz以上，相位响应不再那么重要，可对两个声道将相位响应设置为零。

对于一些滤波器设计，特别是数字滤波器设计，可能更有效率的是，不在定义的频率终止带的相移，而是继续对带进行相移直到奈奎斯特频率。对于其它设计，可能更有效率的是，仅移动产生期望的结果所需的最少数量的带的相位。对于一些实现，被相移的带的数量可能对效率影响很小或者没有影响，可根据总滤波器阶数和产生的时间拖尾效应来确定关于被相移的带的数量的选择。

基于图1a、图2a和图3中所描述的几何位置，期望的滤波器响应为频率f_d的函数，频率f_d与和偏离中央的收听位置处的左扬声器和右扬声器之间的路径差相等的波长对应。这显示在等式1中：

$f_d=\frac{c}{|d_L-d_R|}$

其中，d_L为从听众到左扬声器的距离，d_R为从听众到右扬声器的距离，c为声音速度(所有距离以米为单位)。

IDP补偿滤波器的相位性能的特征可由图10a中的容差来描绘，在图10a中，f_d为与和路径差相等的波长对应的频率；B为带的数量；ΔF_beg、ΔF_mid和ΔF_end分别为第一带之前、所有带之间和最后带之后的转变宽度；ΔP_bnd为带内部的相位误差；ΔP_beg、ΔP_mid和ΔP_end分别为第一带之前、所有带之间和最后带之后的相位误差。

虽然在所有带上将这些容差指定为基本相等，但是可替换地，可对每个带不同地指定它们。例如，可能有利的是，对于第一带，具有非常快的转变，在第一带中，人的耳朵对相位最敏感，随着频率上升，具有更宽的转变，以降低滤波器阶数和改进效率。

概括来说，可使用将左音频信号和右音频信号划分为子带的滤波器组来实现滤波器，在所述滤波器组中，交替子带进行相位调整，以使两个声道之间的这些子带中的相对相位为180°。图26a和图26b显示一般滤波器组实现的例子。没有被相移的子带可能需要延迟处理，以使它们的延迟与移相处理所给予的任何延迟匹配。可通过将子带加起来(见图6a和图6b)或者通过反向滤波器组来实现子带的重新组合。

可替换地，可直接设计滤波器赋予期望的相位响应。

以下在有限脉冲响应(FIR)滤波器的讨论中接着是基于滤波器组的设计的例子；然而，滤波器组方法可使用无限脉冲响应(IIR)滤波器。在FIR滤波器讨论之后，讨论可导致非常有效率的IIR滤波器的许多直接设计方法。

有限脉冲响应滤波器

可使用有限脉冲响应(FIR)滤波器和线性相位数字滤波器或滤波器函数来实现对诸如图3的例子中的布置的IDP相位补偿。可设计这样的滤波器或滤波器函数来实现极可预见的受控的相位和幅值响应。图7a和图7b显示如分别应用于两个声道之一的本发明的多方面的可行的基于FIR的实现的框图。

在处理左声道的图7a例子中，产生两个互补梳状滤波的信号(在703和709)，如果将这个两个信号合起来，将具有基本平坦的幅值响应。图8a显示带通滤波器或滤波器函数(“BP滤波器”)702的梳状滤波器响应。可用一个或多个滤波器或滤波器函数来获得这样的响应。图8b显示由BP滤波器702、时间延迟或延迟函数(“延迟”)704和减法组合器708的方案产生的有效梳状滤波器响应。为了使梳状滤波器响应基本互补，BP滤波器702和延迟704应该基本上具有相同的延迟特性(见图8a和图8b)。将梳状滤波的信号之一进行90°相移以在期望的频带中给予期望的相位调整。虽然可将两个梳状滤波的信号中的任一个移动90°，但是在这个例子中，在709的信号被相移。移动信号中的一个或另一个的选择影响在图7b的例子中显示的相关处理中的选择，从而从声道到声道的总移位如期望那样。线性相位FIR滤波器的使用允许使用仅为如图8a的例子中的一组频带选择的一个滤波器或多个滤波器来经济地产生两个梳状滤波的信号(703和709)。优选地，通过BP滤波器702的延迟不随频率改变。这允许通过以下方式产生互补信号：将原始信号延迟与FIR BP滤波器702的群延迟相同的时间量，并从延迟的原始信号减去滤波后的信号(在如图7a中显示的减法组合器708中)。在将通过90°相移过程给出的任何频率不变的延迟合起来之前应该将这些延迟应用于没有被相位调整的信号，以再次确保平坦的响应。

滤波后的信号709通过宽带90°移相器或移相过程(“90°移相”)710以产生信号711。通过与90°移相710具有相同的延迟特性的延迟或延迟函数712来延迟信号703以生成信号713。在加法求和器或求和函数714中，90°移相的信号711和延迟的信号713产生输出信号715。可使用许多已知方法中的任何一种方法来实现90°相移，诸如希耳伯特变换。输出信号715具有基本一致的增益，在未修改的带和被相移的带之间在对应于转变点的频率处仅有非常窄的-3dB陡降，但是输出信号715具有频率变化的相位响应，如图9a所示。

图7b显示本发明的多个方面应用于两个声道中的另一个，在这种情况下即右声道的框图。这个框图与左声道的框图非常类似，除了从滤波后的信号(在这种情况下为信号723)减去延迟的信号(在这种情况下为信号727)，而不是反之亦然。如图9b所示，最终的输出信号735具有基本一致的增益，但是对被相移的频带具有-90°相移(与如图9a所示的左声道中的+90°相比)。

图9c中显示两个输出信号715和715之间的相对相位差。相位差显示对于在每个收听位置主要是异相的每个频带的180°组合相移。因而，异相频带在收听位置变成主要是同相。图11a和图11b中显示产生的对每个收听位置(见图3)的校正IDP。

FIR幅值和相位响应

由于FIR滤波器的性质，不可能产生全通的FIR滤波器(除了纯延迟之外)。因而，不可避免地在滤波器幅值响应中存在一些偏离。对于上述FIR实现，图12和图13提供关于两个不同滤波器阶数的幅值和相位响应示例。

在带之间的转变区域期间，在幅值响应中存在-3dB陡降。随着滤波器阶数增加，陡降的宽度变小，从+/-90至0的相位转变变快。然而，更大的滤波器阶数意味着更大的脉冲响应。

虽然FIR滤波器容易设计，但是它们具有实现本发明的多方面所不期望的某些特性。首先，它们要求相对长的脉冲响应来实现要求的幅值和相位响应——长脉冲响应导致高计算复杂度。第二，长脉冲响应导致对于脉冲的或冲击的音频信号的听得到的不期望的时间脱尾效应。

FIR实现的考虑

为了效率，图7a和图7b中的滤波器或滤波处理702和722分别被构造为等间隔梳状滤波器组，该等间隔梳状滤波器组之后为低通滤波器。可有效率地将梳状滤波器实现为稀疏FIR滤波器。可采用低通滤波器来停止在预期的截止频率以上的带的相位调整。

装置或处理710和730为90°相移滤波器或滤波处理。对于在44.1kHz和48kHz的采样速率下适合于大多数音频频率的滤波器，需要400～800个滤波器抽头。由于使用直接卷积的实施方案昂贵，所以可将快速傅立叶变换(FFT)用于采用快速卷积。

此外，对于44.1kHz和48kHz的采样速率，滤波处理的低通滤波器应该具有200～400个抽头。它还可从快速卷积获利，并可与90°移相滤波器或滤波器过程组合。

无限脉冲响应滤波器

优选的实施方案使用无限脉冲响应(IIR)全通滤波器来实现期望的相位响应。IIR滤波器具有这样的优点，即，对于期望的相位和幅值响应，它们典型地具有比类似的FIR滤波器更短的脉冲响应。更短的脉冲响应导致计算复杂度降低和时间脱尾效应减小。然而，IIR滤波器难以设计。

群延迟方法

大多数经典的IIR滤波器设计技术聚焦在与特定的幅值响应匹配。然而，存在用于设计全通IIR滤波器的几种技术。用于全通滤波器设计的一种方法基于找到适合期望的群延迟的最小第p阶。这种方法可通过例如使用诸如MATLAB(MATLAB为The Math Works，Inc.的商标)的计算机工具来实现。可使用MATLAB函数iirgrpdelay.m，其为滤波器设计工具框的一部分。在实现本发明的方面中，理想的相位响应是具有尖锐的转变的交替带。由于群延迟是相位的一阶导数，所以理想的群延迟在带内为0，在转变处为±∞。由于这样的不连续不可能适合最小第p阶算法，所以必须找到对导数没有不连续点的理想相位响应的近似值。通过将期望的相位响应选择为最优地与期望的带对准的正弦曲线，可设计接近所需响应的IIR滤波器。图14显示使用群延迟方法设计的滤波器的幅值和相位响应。

然而，群延迟算法在更大的阶数上变得数值不稳定，通常不收敛。此外，由于该算法适合于群延迟，所以群延迟中的任何误差引起由于积分而造成的相位响应中的更大误差。因而，存在大量试错法或参数搜索以找到具有期望性能的滤波器。另外，由于该方法仅可设计小阶数，所以该方法可能不适用于需要大量带内的相位调整的应用。也就是说，到两个扬声器的距离差，即Δ距离大的情况。

特征滤波器方法

用于设计IIR全通滤波器的另一技术是特征滤波器方法。参见，例如以下技术论文：T.Q.Nguyen et al，“Eigenfilter Approach for theDesign of Allpass Filters Approximating a Given Phase Response”，IEEE Trans on Signal Processing，vol.42(9)，09/1994和Tkacenko etal，“On The Eigenfilter Design Method and Applications：A Tutorial”，IEEE Transactions on Circuits And Systems—II：Analog And DigitalSignal Processing，Vol，50，No.9，September1994，http://www.systems.caltech.edu/EE/Groups /dsp/students/andre/papers/journal/eigen tutorial.pdf。

特征滤波器方法允许与期望的相位响应之间的近似最小平方拟和。虽然不保证生成稳定的滤波器，但是如果适当地设置条件，则它可靠地产生稳定的滤波器。另外，存在更接近真实的最小平方或更接近相位等量波动的一些迭代方法。由于特征滤波器方法可在数值上稳定，甚至直到为大的滤波器阶数，所以它是非常有效的技术。

特征滤波器方法基于找到可表示为滤波器系数二次形式的误差度量，诸如ε＝a^TPa，其中，ε为误差，a为分母滤波器系数的矢量，P为矩阵。一旦被表示为公式，就可使用Rayleigh原理找到a。因而，P的特征值与误差ε成比例，与最小特征值相关联的特征矢量为a的最佳解。

对于全通滤波器，阶数N的滤波器的总相位φ_H(ω)通过以下表达式与分母的相位φ_A(ω)相关：

φ_H(ω)＝-Nω-2φ_A(ω)      (2)

其中，ω表示以弧度为单位的频率。对全通滤波器的最小平方相位误差的一个近似估计为：

$\mathrm{\ϵ}\≈\frac{1}{\mathrm{\π}}\∫W\left(\mathrm{\ω}\right){\left(a^{T}s\left(w\right)\right)}^2\mathrm{d\ω}---\left(3\right)$

其中，

s(ω)＝[sin(φ_A，des(ω))sin(φ_A，des(ω)+ω)...sin(φ_A，des(ω)+Nω)]^T     (4)

W(ω)为用户提供的加权，φ_A，des(ω)为分母的期望相位。从(1)，有

${\mathrm{\φ}}_{A,\mathrm{des}}\left(\mathrm{\ω}\right)=-\frac{1}{2}({\mathrm{\φ}}_{H,\mathrm{des}}\left(\mathrm{\ω}\right)+\mathrm{N\ω})---\left(5\right)$

接下来，我们可将误差度量ε表示为二次式：

ε＝a^TPa，其中， $P=\frac{1}{\mathrm{\π}}\∫W\left(\mathrm{\ω}\right)s\left(\mathrm{\ω}\right)s^T\left(\mathrm{\ω}\right)\mathrm{d\ω}---\left(6\right)$

可用离散和来近似积分：

$P=\frac{1}{\mathrm{\π}}\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}W\left(\frac{i}{M}\mathrm{\π}\right)s\left(\frac{i}{M}\mathrm{\π}\right)s^T\left(\frac{i}{M}\mathrm{\π}\right)---\left(7\right)$

其中，M为分割[0，π]的频率步长的数量。如果λ_min为P的最小特征值，a_min为对应的特征矢量，则期望的滤波器为：

$H\left(z\right)=\frac{\underset{n=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{\min }[N-n]z^{-n}}{\underset{n=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{\min }\left[n\right]z^{-n}}---\left(8\right)$

不幸的是，不保证产生的滤波器稳定。然而，如果采用以下约束，则通常可找到稳定的滤波器：

φ_H，des(π)＝-Nπ      (9)

特征滤波器方法滤波器设计

基于图10b和图10c中给出的参数化，可建立以下公式来产生一个可实现期望的幅值和相位响应的滤波器，以提供收听位置处的IDP校正。

通过以下公式给出左和右声道期望的相位响应：

通过以下公式给出最小平方权重：

通过以下公式给出将被相位修正的带的数量B：

n为与相对时间延迟对应的采样周期的数量：

$n=\frac{|d_L-d_R|}{c}{f}_s---\left(14\right)$

其中，f_c为在其以上没有带被相位调整的截止频率；f_d为与和路径差相等的波长对应的频率；Δf_beg、Δf_mid和Δf_end分别为第一带之前、所有带之间和最后带之后的转变宽度；ω_pre、ω_in、ω_out和ω_post分别为用于第一带之前、带内部、带之间和最后带之后的用户定义的权重；d_L和d_R为从收听位置到两个扬声器的距离(以米为单位)；c为声音的速度(以m/s为单位)，f_s为采样速率(以Hz为单位)。

对于左滤波器，在指定的带中，存在与线性延迟之间的-π/2或-90°偏移，右滤波器具有+π/2或+90°偏移。还可证实，φ_H，L，des和φ_H，R，des满足(9)，这允许可靠地找到稳定的滤波器。通过选择不同的权重，可控制转变宽度和滤波器阶数、波动量和转变的锐度。

特征滤波器改进

如在T.Q.Nguyen等的论文中所描述的，可通过使用迭代加权函数得到对真实的最小平方误差的更接近的近似估计。这导致以下误差度量：

ε＝a_q ^TPa_q，其中 $P=\frac{1}{\mathrm{\π}}\∫W\left(\mathrm{\ω}\right)\frac{s\left(\mathrm{\ω}\right)s^T\left(\mathrm{\ω}\right)}{{a_{q-1}}^{T}c\left(\mathrm{\ω}\right)c^T\left(\mathrm{\ω}\right)a_{q-1}}\mathrm{d\ω}---\left(15\right)$

其中，a_q为在第q次迭代的滤波器系数；s(ω)为(3)中的矢量，以及

c(ω)＝[cos(φ_A，des(ω))cos(φ_A，des(ω)+ω)...cos(φ_A，des(ω)+Nω)]^T    (16)

可通过使用用前面的如Tkacenko等中的方法找到的解来对迭代进行初始化，并可通过监视迭代之间的系数的变化‖a_q-a_q-1‖²和当它充分小，实践中约10^-4时停止来终止迭代。发现这种方法对设计IIR滤波器最有效，它显著地减少了滤波器频率响应中的脉动。

IIR幅值和相位响应

具有迭代误差度量的特征滤波器方法可可靠地产生任何阶数的滤波器。然而，存在在滤波器阶数发生的明显的性能跳跃。

N＝(2h-1)·n，h≥1，        (17)

其中，n为与相对时间延迟对应的采样周期的数量，h为整数。这个性能跳跃与理想的脉冲响应中的主峰对应，可通过使用以上FIR方法产生非常大的FIR滤波器来近似估计这些主峰。整数h结束规定每个带中可发生的拐点的最大数量。实践中，允许一些超过临界点的附加采样来帮助最小化脉动幅值是有用的，所以在实践中使用以下公式：

N＝(2h-1)·n+E，h≥1          (18)

其中，E为附加采样。发现E＝5给出良好性能。

通过设计，保证幅值响应平坦，并且通过适当结构化的全通实现，任何幅值偏离仅是由于数值精度引起。图15、图16和图17显示具有不同h值的相位响应。

IIR滤波器实现

存在用于实现全通IIR滤波器的许多滤波器结构。大多数基本方法是将滤波器因子分解为一系列二阶部分(双二阶)。如果适当地对这些部分进行分组，则这是实现一般IIR滤波器的好方法。然而，存在在结构上为全通的专用结构——如果系数被量化，则仍保证滤波器为全通。这可导致更好的数值性能，特别是在低精度定点实现中。

由于以下原因优选全通滤波器格型结构：

1、它在结构上为全通，从而当系数被量化时，结果仍然是全通滤波器。

2、它具有良好的定点性能。保证格系数在0和1之间，中间级具有良好的溢出属性。

3、它具有简单的有规律的结构。尽管它具有2个乘积而不是1个(这可用直接形式的全通结构来实现)，但是它具有应该有效率地移植到数字信号处理器(DSP)的非常有规律的乘累加结构。

因而，在图18中显示这样的实现，即，k₁-k_n为来自滤波器表的格系数，x为一个输入采样，y为一个输出采样。

可通过使用Levinson递推基于IIR分母系数a₁-a_n来找到格系数k₁-k_n。这个信号流导致以下实现：

a＝x-k[0]＊s[0]；

y＝s[0]+k[0]＊a；

for(i＝1；i<N；++i)

{

    a＝a-k[i]＊s[i]；

    s[i-1]＝s[i]+k[i]＊a；

}

s[N-1]＝a；

其中，a为累加器；s为滤波器状态阵列；k为格系数。

IIR滤波器阶数减少

IIR群延迟最小第p阶算法具有优于特征滤波器方法的一个优点在于，它能够设计更有效率的滤波器。这是由于它仅使用截止频率以下(<6kHz)的区域中的极点，在所述区域中，带的相位正被修改。在这个频率以上，设计方法忽略更高频率处的相位。图23显示使用群延迟方法设计的滤波器的极点/零点绘图。

然而，对于产生稳定的滤波器的特征滤波器方法，必须采用约束φ_H，des(π)＝-Nπ(如前所述)。当将权重0分配给截止频率以上的所有频率时，没有办法保证π处的相位。即使以π附近的不为零的权重采用小区域也不产生稳定的滤波器。因而，所述算法在单位圆周围均匀地分布极点和零点。这允许滤波器为近似线性相位，并给出对所有频率的已知的相位响应。图24显示使用特征滤波器方法设计的滤波器的极点/零点绘图。

发现，在特征滤波器算法产生稳定的滤波器之后，可删除一些不必要的极点和零点。这可以以一些相位精度为代价获得显著的滤波器阶数减少(直到75％)，作为结果而产生的滤波器不再在所有频率处为近似线性相位。由于人类听觉系统在较高频率对相位不敏感，所以可容忍由于一些极点/零点的去除而引起的一些相位失真，相对于未改变的滤波器，这些相位失真将不变得听得到。图25显示与图24相同的滤波器的极点/零点绘图，但是去除了近似73％的极点/零点。图27显示减少之前的相位响应，图28显示减少之后的相位响应。

删除靠近单位圆的极点的效果主要是对它附近的频率的局部影响。然而，将对所有频率有小的全面影响。因此，如图28中所见，删除所有高频极点可引起从期望的频率响应的明显的相位偏差。

校正这样的相位偏差的一种方法是使期望的响应预扭曲，在特征滤波器设计中使用这样的预扭曲。可通过以下方式找到合理的预扭曲，所述方式即，找到减小的滤波器和原始滤波器之间的误差，并迭代地从期望的相位响应减去该误差。

从等式(10)、(11)和(12)，给定φ_H，L，des(ω)、φ_H，R，des(ω)和W(ω)；设eigenfilter(φ_H，des(ω)，W(ω)，N)为执行上述特征滤波器设计方法来设计长度N的滤波器的函数，设eigenfilter_reduced(φ_H，des(ω)，W(ω)，N，R)为这样的函数，该函数首先执行特征滤波器设计，然后，通过当根据增加角度整理极点时保持最低k个极点来将阶数减少因子R，其中，通过以下公式给出k：

为了计算减少的校正的滤波器，首先找到左滤波器和右滤波器的未减少响应：

a_full，L＝eigenfilter(φ_H，L，des(ω)，W(ω)，N)        (20)

a_full，R＝eigenfilter(φ_H，R，des(ω)，W(ω)，N)         (21)

计算左滤波器和右滤波器之间的相对相位：

a_{fullφrel，full}(ω)＝phase(a_full，R)-phase(a_full，L)    (22)

接下来，执行若干次迭代以对传送到特征滤波器设计例行程序的期望的相位响应进行预扭曲。首先，发送具有原始期望的相位响应的迭代的初始值；

φ_{H，L，des，0}(ω)＝φ_H，L，des(ω)        (23)

φ_{H，R，des，0}(ω)＝φ_H，R，des(ω)         (24)

对于每个迭代步骤i，基于更新的期望的响应计算减少的滤波器：

a_i，L＝eigenfilter_reduced(φ_{H，L，des，i}(ω)，W(w)，N，R)       (25)

a_i，R＝eigenfilter_reduced(φ_{H，R，des，i}(ω)，W(w)，N，R)        (26)

并计算左滤波器和右滤波器之间的相对相位：

φ_rel，i(ω)＝phase(a_i，R)-phase(a_i，L)        (27)

然后，找到当前减少的滤波器和原始的未减少的滤波器之间的误差：

Δ_i(ω)＝unwrap(φ_rel，i(ω)-φ_rel，full(ω))       (28)

这个误差用于更新期望的响应。然而，由于预计减少截止以上的响应不同，所以应该对这个范围中的响应进行最少修改，虽然期望避免不必要的不连续。对这进行计数的一种方法是从最后校正的频率直到Nyquist使期望的响应转变变成线性。

$C\left(\mathrm{\&omega;}\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{\&Delta;}}_i\left(\mathrm{\&omega;}\right),& 0\&le;\mathrm{\&omega;}\&le;R\&CenterDot;\mathrm{\&pi;}\\ \frac{{-\mathrm{\&Delta;}}_i(R\&CenterDot;\mathrm{\&pi;})}{\mathrm{\&pi;}(1-R)}\mathrm{\&omega;}+\frac{{\mathrm{\&Delta;}}_i(R\&CenterDot;\mathrm{\&pi;})}{1-R},& R\&CenterDot;\mathrm{\&pi;}\&le;\mathrm{\&omega;}\&le;\mathrm{\&pi;}\end{array}\right.---\left(29\right)$

最后，产生用于下一迭代的期望的响应。

${\mathrm{\&phi;}}_{H,L,\mathrm{des},i+1}\left(\mathrm{\&omega;}\right)={\mathrm{\&phi;}}_{H,L,\mathrm{des},i}\left(\mathrm{\&omega;}\right)+\frac{C\left(\mathrm{\&omega;}\right)}{2}---\left(30\right)$

${\mathrm{\&phi;}}_{H,R,\mathrm{des},i+1}\left(\mathrm{\&omega;}\right)={\mathrm{\&phi;}}_{H,R,\mathrm{des},i}\left(\mathrm{\&omega;}\right)-\frac{C\left(\mathrm{\&omega;}\right)}{2}---\left(31\right)$

为了示出这种方法，图26显示对给出图27中显示的响应的左滤波器和右滤波器的原始相位响应。如图28所示，在减少之后，响应表现出显著的相位偏差。为了校正偏差，对期望的相位响应进行预扭曲。图29显示在五次迭代之后的预扭曲的相位响应。在图30中这获得校正的相位响应。

实践中，将在八次迭代内极大地改进响应。有时，在几次迭代改进之后，结果将背离期望的结果，有时变得不稳定。因此，通过迭代跟踪质量度量并挑选执行最佳的迭代是有用的。

在车辆中

图8(a，b)、图9(a，b)和图11(a，b)显示从每个收听位置到两个扬声器的距离差近似为0.33米的示例的滤波器和相位响应。因而，被相位调整的第一带分别在250Hz开始和在750Hz结束，带结构每1kHz重复。虽然发现这个示例对许多车辆环境工作，但是可通过测量特定车辆的合适的内部尺寸来为其定制滤波器。

许多车辆在车辆的前乘客区中包括左扬声器和右扬声器(或扬声器声道)，在后乘客区中包括左扬声器声道和右扬声器声道。由于前乘客主要从前声道接收声音，后乘客从后声道接收声音，并且由于从乘客到扬声器的距离对于前乘客和后乘客可不同，所以与使用与那排扬声器和乘坐位置相关联的Δ距离设计的每对滤波器一起应用本发明的实现两次是有利的，一次用于前乘客听到的前扬声器，一次用于后乘客听到的后扬声器。如果存在附加排的乘客，每个乘客具有附加的扬声器，则可重复本发明的实现。结果是坐在车辆的左侧和右侧的每排乘客感知到改进的成像。应该指出，由于对于离左扬声器和右扬声器等距离的位置，即，坐在每排坐位中央的乘客而言IDP不再是零，所以对于坐在车辆中央的乘客而言，成像劣化。

多路扬声器

许多车辆还使用多路扬声器系统来再现全范围的音频频率。典型地，将低频扬声器放置在门低处，将中频/高频扬声器放置在门高处或前仪表板上。在这些多路扬声器构造中，对低频扬声器到听众的Δ距离通常与对中频/高频扬声器的Δ距离不同。在这种情形下，如果分频频率低得足以在正被相位调整的带的频率范围内，则不可能设计为对低频和中频/高频扬声器都工作的单对滤波器。可通过许多方式改进这个问题。

首先，由于人类听觉系统在较低频对相位更敏感一些，所以到低频扬声器的Δ距离可用于滤波器设计，并可将相位调整的带的频率上限近似降至扬声器分频频率。

第二，可应用本发明的实现多次以产生为低频和中频/高频扬声器对的每对特制的分离的滤波器对。以这种方式，低频或中频/高频扬声器对的每对具有仅调整落在扬声器的频率范围中的带的滤波器，并基于，特别是基于扬声器对到听众的Δ距离设计每对滤波器。

环绕声

如上所述，发现本发明的方面对存在对称离轴的收听位置的双声道立体声呈现的声音质量有利。本发明的方面还对立体声材料具有多于两个声道(比如，多声道环绕)的呈现有好处。接下来描述本发明的方面的这样的应用。

四声道环绕

特别是在汽车市场中，四声道扬声器非常普遍。由于普通的环绕共振峰包括中央扬声器的离散信号，所以典型地将中央信号等同地与左信号和右信号组合，并通过左扬声器和右扬声器呈现中央信号。由于在这种情况下左扬声器和右扬声器包含重要的共同内容，所以本发明的方面对左扬声器信号和右扬声器信号的应用导致中央信号内容的成像得到改进。

可替换地，在与左声道信号和右声道信号组合之前，可将本发明的方面仅应用于中央内容。以这种方式，对于由中央声道信号产生的共同内容，成像得到改进，但是左信号和右信号没有改变。这假设在左音频信号和右音频信号与中央内容组合之前左音频信号和右音频信号之间的共同内容很少或者没有共同内容。

将本发明的方面应用于前面的左扬声器信号和右扬声器信号对于在正确的感知位置中传递所述内容是重要的。另外，将本发明的方面应用于后扬声器对收听体验也是有利的。对于计划来自听众后面、特别是6.1源(诸如Dolby Pro Logic IIx或Dolby Digital EX)的内容，应用于后扬声器的本发明的方面帮助确保适当地使后面的虚拟图像居中，并最小化听得到的梳状滤波效果。“Dolby”、“Dolby Digital”、“Dolby Pro Logic”、“Dolby Digital”、“Dolby Pro Logic IIx”和“DolbyDigital EX”为Dolby Laboratories Licensing Corporation的商标。

在车辆中，前扬声器和后乘客之间的直接路径通常被前座阻挡。为了补偿这，可将前内容中的一些内容混合到后扬声器中。通过将本发明的方面应用于后扬声器，可以以它辅助乘客的相同方式为后乘客改进成像。

五声道环绕或三声道LCR呈现

图19显示当存在左扬声器、中央扬声器和右扬声器时车辆前座的收听位置和扬声器布局。指出，中央扬声器可以与左扬声器和右扬声器不在相同的轴上，但是这可通过引入延迟来调整。通过这种构造，中央信号看似来自车辆的中央线(听众之间)，而不是每个听众的前面。

以前的对这个问题的一个解决方案是将中央声道信号中的一些信号混合到左扬声器和右扬声器中并按比例降低中央扬声器的级别。由于左听众靠近左扬声器、右听众靠近右扬声器，所以这个解决方案帮助把中央虚拟图像拖一些到每个听众的前面。然而，这种方法受下述事实限制，即，它还产生左扬声器和右扬声器之间的中央内容的重要梳状滤波。

发现，将本发明的方面应用于左扬声器信号和右扬声器信号显著地改进这个扬声器布置中的中央虚拟成像。这显示在图24中。增益参数a和b控制混合到左扬声器和右扬声器中的合成中央内容的量。可这样控制这些参数，以使功率守恒。也就是说，a²+b²＝1。

六声道或七声道环绕

与剧院设置不同，当在车辆中使用六或七声道时，它们通常包括三对扬声器加上可能的中前声道。在这种情况下，由于与以上相同的原因，发现在每对扬声器上使用本发明的方面的实现是有利的。共同的Δ距离可用于构造滤波器或者用于最大化效果，或者每一扬声器排对可具有使用距最近的听众或没有被坐位遮挡的最近的听众的唯一的Δ距离而计算的唯一的滤波器。

图21a、图21b、图21c显示车辆中扬声器/听众布局的三个不同例子。

图21a中的示例显示具有两个收听位置的四声道扬声器构造。由于收听位置处的Δ距离对于前扬声器对和后扬声器对不同，所以可使用唯一设计的滤波器对来处理到每排扬声器的信号。

图21b中的示例显示更传统的具有两排听众的四声道扬声器配置。由于前听众主要听见前扬声器，后听众主要听见后扬声器，所以由于前座的遮挡和扬声器的方向性，而导致可在每排与其它排没有干扰地使用本发明的多方面的实现。此外，如果每排具有不同的Δ距离，则可为每排唯一地设计滤波器。

图21c中的示例显示具有两排听众的三排扬声器。如前，前座所提供的遮挡使得前面的听众主要听见前扬声器。在这个例子中，中间扬声器和后扬声器可具有应用于为后乘客改进虚拟图像的本发明的多方面的实现。由于中间扬声器和后扬声器具有到后听众的不同的Δ距离，所以中间扬声器和后扬声器每个可具有唯一的滤波器对。

实施

可用硬件或软件或者硬件和软件的组合(比如，可编程逻辑阵列)来实现本发明。除了以其它方式说明以外，作为本发明的一部分而包括的任何算法并不是固有地与任何特定计算机或其它设备相关。具体地讲，可通过根据这里的教导而编写的程序来使用各种通用机器，或者可更方便地构造更专用的设备(比如，集成电路)来执行所需的方法步骤。因而，可在在一个或多个可编程计算机系统上执行的一个或多个计算机程序中实现本发明，所述可编程计算机系统每个包括至少一个处理器、至少一个数据存储系统(包括易失性和非易失性存储器和/或存储元件)、至少一个输入装置或端口和至少一个输出装置或端口。程序代码被应用于输入数据以执行这里所描述的功能和产生输出信息。可以以期望的计算机语言(包括机器、汇编或高级别进程、逻辑或面向对象的编程语言)实现每个这样的程序以与计算机系统通信。在任何情况下，所述语言可以是编译或解释的语言。

优选地将每个这样的计算机程序存储在通用或专用可编程计算可读的存储介质或装置(比如，固态存储器或介质、或者磁介质或光学介质)上或者将每个这样的计算机程序下载到所述存储介质或装置，以用于当计算机系统读取所述存储介质或装置以执行这里所描述的过程时对计算机进行配置和操作计算机。还可考虑将本发明实现为用计算机程序构造的计算机可读存储介质，其中，这样构造的存储介质使计算机系统以特定的预定义的方式操作以执行这里所描述的功能。

已描述本发明的许多实施例。然而，将理解，可在不脱离本发明的精神和范围的情况下进行各种修改。例如，这里所描述的步骤中的一些步骤可独立排序，因而，可按与所描述的顺序不同的顺序执行这些步骤。

Claims (12)

1、一种用于减小在相对于扬声器的某些收听位置发生的随频率变化的相位差的方法，所述扬声器在收听空间中再现多个声道中的各个声道，所述相位差发生在相位差在主要是同相和主要是异相之间交替的一系列频带中，所述方法包括：

调整多个频带中的相位，在该多个频带中多个声道在这样的收听位置为异相。

2、根据权利要求1所述的方法，其中，所述收听空间为车辆的内部。

3、根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中，调整多个频带中的相位包括满足以下条件的频带：如果没有应用相位调整，因在这样的收听位置的相位差产生的梳状滤波通带和谷的宽度将大于或相当于临界带宽。

4、根据权利要求1-3中的任何一个所述的方法，其中，存在两个声道，一个或多个扬声器再现每个声道。

5、根据权利要求4所述的方法，其中，所述调整将180°相移加到两个声道之间的相对相位。

6、根据权利要求5所述的方法，其中，将一个声道上的相位移动90°，将另一声道中的相位移动-90°。

7、根据权利要求5或权利要求6所述的方法，其中，通过一组滤波器实现调整，该组滤波器提供基本平坦的幅值响应和产生具有0°和180°的交替带的声道之间的组合相位响应移动的相位响应。

8、根据权利要求7所述的方法，其中，所述滤波器包括有限脉冲响应(FIR)滤波器。

9、根据从属于权利要求5的权利要求7所述的方法，其中，所述滤波器包括无限脉冲响应(IIR)滤波器。

10、根据权利要求9所述的方法，其中，使用特征滤波器方法获得所述无限脉冲响应滤波器。

11、被配置为执行如权利要求1-10中任何一个所述的方法的设备。

12、一种存储在计算机可读介质上的计算机程序，用于使计算机执行如权利要求1-10中任何一个所述的方法。

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