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CN101401288A - 一种电力转换器和方法及三角波产生电路 - Google Patents

一种电力转换器和方法及三角波产生电路 Download PDF

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CN101401288A CNA2007800082796A CN200780008279A CN101401288A CN 101401288 A CN101401288 A CN 101401288A CN A2007800082796 A CNA2007800082796 A CN A2007800082796A CN 200780008279 A CN200780008279 A CN 200780008279A CN 101401288 A CN101401288 A CN 101401288A
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Abstract

本发明公开了一种电力转换器，将从发电机输出的交流电转换成直流电以提供给电池(负载)。该电力转换器包括被连接在发电机输出单元与负载之间的晶闸管(开关单元)以及门控制单元(控制单元)，该门控制单元(控制单元)用于产生与从发电机输出的交流电的各个周期相对应的三角波电压，产生在经由晶闸管提供给负载的电压与预定目标电压之间的差分电压，并基于三角波电压和差分电压控制晶闸管的导通状态。

Description

一种电力转换器和方法及三角波产生电路
技术领域
本发明涉及一种将从发电机输出的交流电转换成直流电的电力转换器和方法及三角波产生电路，特别是涉及一种按照目标电压精确控制输出电压的技术。
背景技术
通常，调整从一个发电机输出的交流电并将它转换成直流电的电力转换器用来对电池进行充电，例如对车辆的电池进行充电。
图34是常规电力转换器200的结构图。在图34中，通过驱动发电机的转轴将交流电供给发电机线圈100。晶闸管201、电阻器202、二极管203、齐纳二极管204和205以及二极管206组成电力转换器200，基本上被实现为半波整流电路。
具体来说，晶闸管201的阳极和发电机线圈100的一端相连，它的阴极与作为电力转换器200的负载的电池300的正电极相连接。电阻器202、二极管203、齐纳二极管204和205在晶闸管201的阳极到地线之间按此顺序串联。从晶闸管201的阳极到地线，按照正向连接二极管203，按照反向连接齐纳二极管204和205。从电阻器202与二极管203之间的连接点P到晶闸管201的珊电极，按照正向连接二极管206。
在连接点P设置电压Vref，使得当电池300的端电压低于比电池300的规定电压高出预定电压的目标电压VT时，晶闸管201能够被控制在接通(ON)状态。换句话说，将电压Vref设置成一个恰当的值，使得当电池300的端电压等于或高目标电压VT时，晶闸管201达不到接通的状态。
图35用来说明上述常规技术的电力转换器。
图35A是低速旋转的发电机的运行图，而图35B是高速旋转的发电机的运行图。为了方便的目的，电池300的端电压的初始值低于目标电压VT。
在图35A的T1时段，当供给发电机线圈100的交流电压VA的正相(正电压)提供给晶闸管201的阳极时，交流电压VA经由电阻器202施加给连接点P。当连接点P的电压升高时，电流经由二极管206流到晶闸管201的珊电极，晶闸管201接通。其后，齐纳二极管204和205将连接点P的电压固定到电压Vref。当晶闸管201接通时，经由晶闸管201供应交流电压VA的正相，由此，晶闸管201的输出电压VO增加，对电池300充电。
在其后的T2时段，当交流电压VA变成负相(负电压)时，连接点P的电压降低，由此，晶闸管201转换为反偏压状态，并且断开。当晶闸管201断开时，因为不再向电池300供应电力，电池300放电，并且它的端电压不断下降。
在其后的T3时段，当交流电压VA又一次变成正相时，连接点P的电压升高。然而，因为电池300的端电压(也就是晶闸管201的输出电压VO)仍然高于目标电压VT，所以电流没有流到保持断开的晶闸管201的珊电极。在随后的T4和T6时段，因为输出电压VO仍然高于目标电压VT，晶闸管201保持断开状态。
在其后的T7时段，当输出电压VO下降到目标电压VT以下时，通过此时从发电机输出交流电压VA的正相，晶闸管201接通，输出电压VO有少许的增加，给电池300充电。
然而，在其后的T8时段，当交流电压VA变成负相时，晶闸管201断开，输出电压VO降低，在其后的T9阶段，当输出电压VO下降到目标电压VT以下时，通过此时从发电机输出的交流电压VA的正相，晶闸管201接通，输出电压VO升高。
因此，当输出电压VO下降到目标电压VT以下时，在交流电压VA的正相阶段，晶闸管201接通，给电池300充电。
如图35B所示，当发电机高速旋转时，从发电机输出的交流电压VA的振幅和频率增加，因此输出电压VO的上升速率随之增加，在其它方面与图35A中的例子是相同的。
专利文献：日本专利申请号NO.Hei 10-52045。
发明内容
本发明所要解决的问题
根据上面描述的常规技术，当输出电压VO下降到低于目标电压VT时，晶闸管201在交流电压VA的正相周期(cycle)时段接通。如果输出电压VO没有下降到低于目标电压VT，晶闸管201在各周期时段断开。
因此，在交流电压VA的各周期时段，晶闸管201被控制在导通或截止这两种极端二进制状态中的一种。这种常规技术是有问题的，因为输出电压VO的波动幅度增大，从而精确控制输出电压VO至目标电压VT是困难的。
如图34所示的常规技术的结构也是有问题的，因为当灯泡取代电池300作为负载被连接时，输出电压的有效值Vrms增加，灯泡关断。
图36是解决这种问题的电力转换器。与图34中所示的设备结构相比，该电力转换器进一步包括获得输出电压VO的有效值Vrms的电路系统，包括晶闸管401、二极管402、齐纳二极管403、电阻器404和电解电容器405。
根据这种设备，输出电压VO被提供给电解电容器405，并且通过它变平滑；另外，当电解电容器405的端电压增加时，晶体管401导通，强制断开晶闸管201，抑制电解电容405的端电压的增加。因此，该设备是有问题的，因为当输出电压的有效值Vrms被提供给灯泡301时，灯泡因此不会关断，但由于输出电压被不连续地输出，所以灯泡会闪烁。
根据如图34和图36所示的常规技术，由于输出电压VO的峰值电压增加，额定供应电压有限制的电子设备不能作为负载被引入。图37是解决这个问题的电力转换器。与图34中的结构相比，电力转换器进一步包括抑制输出电压VO的峰值电压的电路系统，包括使发电机线圈100短路的晶闸管500、二极管501和用于控制晶闸管500的齐纳二极管502。
根据这种常规设备，当输出电压VO超出被齐纳二极管502确定的固定电压时，晶闸管500接通，发电机的输出被短路到地线，从而使得交流电压VA的振幅被控制，晶闸管201的输出电压VO的峰值能够得到抑制。
然而，这种常规设备是有问题的，因为由于有效值Vrms降低，作为负载相连的电子设备不操作。还有一个问题是，由于发电机的输出被短路到地线，所以电力转换效率恶化。
考虑到上述问题，本发明目的在于提供一种电力转换器和方法，一种精确控制输出电压至目标电压但不降低电力转换效率的三角波产生电路。
解决这些问题的技术方案
为了解决这些问题，根据本发明的一种电力转换器，将从发电机输出的交流电转换成直流电且提供给负载，包括：开关单元，被连接在所述发电机的输出单元和所述负载之间；和控制单元，产生具有恒定峰值电压的、与从所述发电机输出的所述交流电的各周期相对应的三角波电压，产生在预定的目标电压与经由所述开关单元提供给所述负载的电压之间的差分电压，基于所述三角波电压和所述差分电压控制所述开关单元的导通状态。
在上述电力转换器中，所述控制单元包括：差分电路，输入所述预定的目标电压和经由所述开关单元提供给所述负载的电压，并产生它们之间的差分电压；和比较电路，比较所述三角波电压和由所述差分电路产生的差分电压，并且，基于比较的结果，产生规定所述开关单元的导通时间的脉冲信号，并提供给该开关单元。
在上述电力转换器中，所述控制单元包括：电压产生电路，产生预定电压；和选择电路，基于由所述电压产生电路产生的预定电压与由所述差分电路产生的差分电压之间的大小关系，选择所述预定电压和所述差分电压中的一个电压，并输出给所述比较电路，并且所述比较电路将从所述选择电路输入的预定电压或差分电压与所述三角波电压进行比较，并且，基于比较的结果，产生规定所述开关单元导通时间的脉冲信号，并将所述脉冲信号提供给该开关单元。
在上述电力转换器中，所述控制单元包括：计数器电路，对时钟进行计数，当计数结果超出阈值时，控制所述选择电路的输出，使得所述选择电路输出由所述差分电路产生的差分电压。
在上述电力转换器中，所述电压产生电路包括含有电容器和电阻器的CR电路，并通过存储在所述电容器中的电荷的放电来产生所述预定电压。
在上述电力转换器的每一个中，所述控制单元包括：负载移除检测电路，基于从所述发电机输出的交流电压和所述开关单元的输出来检测所述负载的移除，并且，当检测到所述负载已被移除时，控制所述选择电路的输出，使得所述选择单元输出由所述电压产生电路产生的预定电压。
在上述电力转换器的每一个中，所述控制单元包括：负载移除检测电路，基于从所述发电机输出的交流电压和所述开关单元的输出来检测所述负载的移除，并且，当所述载移除检测电路检测到所述负载已被移除时，执行用于降低所述预定的目标电压的电压值的操作。
上述的电力转换器进一步包括放大所述差分电压并提供给所述比较电路的放大电路。
在上述电力转换器中，如果H是所述三角波的波峰值，M是所述放大电路的放大率，VT是所述目标电压，W是经由所述开关单元提供给所述负载的电压的控制幅度，那么W为从VT到VT+(H/M)范围内的值。
在上述电力转换器中，所述控制单元作为用于产生所述三角波电压的装置，包括：计数单元，对所述发电机输出第一周期内的交流电压波形的半个周期的时间进行计数；除法单元，以预定值除所述计数单元的累计数；和波形产生单元，在所述第一周期之后的第二周期产生阶梯状电压波形，所述阶梯状电压波形每当经过由在所述第一周期内从所述除法单元获得的除法结果所表示的时间后上升预定的电压，输出所述阶梯状电压波形作为所述三角波电压的波形。
在上述电力转换器中，所述控制单元包括：第一充电单元，当所述发电机输出的交流电压是正周期或负周期时，以具有预定电流值的恒定电流给第一电容器充电；第二充电单元，以具有基于所述周期结束时所述第一电容器两端间的电压的电流值的恒定电流给第二电容器充电；和控制单元，基于交流电压的周期或所述第二电容器两端的电压来终止所述第二充电单元进行的充电，所述电力转换器进一步包括三角波产生电路，输出所述第二电容器两端间的电压作为所述三角波电压的波形。
根据本发明的一方面的一种电力转换器，将从发电机输出的三相交流电转换成直流电并提供给负载，包括：多个开关单元，分别连接在所述发电机的各相的输出单元和所述负载的各端子之间；和控制单元，产生与从所述发电机输出的各相交流电的各周期相对应且具有恒定峰值电压的三角波电压，并产生在预定的目标电压与经由所述开关单元提供给所述负载的电压之间的差分电压，对各相，基于为其它相产生的三角波电压和差分电压，控制与该相的输出单元相连的各开关单元的导通状态。
在上述电力转换器中，所述控制单元产生与从所述发电机输出的W相交流电的各周期相对应且具有恒定峰值电压的W相三角波电压，产生在预定的目标电压与经由所述开关单元提供给所述负载的电压之间的差分电压，并且，基于所产生的所述W相三角波电压和所述差分电压，控制与U相输出单元相连接的各开关单元的导通状态；产生与从所述发电机输出的U相交流电的各周期相对应且具有恒定峰值电压的U相三角波电压，产生在预定的目标电压与经由所述开关单元提供给所述负载的电压之间的差分电压，并且，基于所产生的所述U相三角波电压和所述差分电压，控制与V相输出单元相连接的各开关单元的导通状态；并且产生与从所述发电机输出的V相交流电的各周期相对应且具有恒定峰值电压的V相三角波电压，产生在预定的目标电压与经由所述开关单元提供给所述负载的电压之间的差分电压，并且，基于所产生的所述V相三角波电压和所述差分电压，控制与W相输出单元相连接的各开关单元的导通状态。
为了解决上面描述的问题，根据本发明的一种电源转换方法，包括：经由连接在发电机的输出单元和负载之间的开关单元提供从所述发电机输出的交流电给所述负载的步骤；产生与所述发电机输出的交流电的各周期相对应的具有恒定峰值电压的三角波电压的步骤；产生在预定的目标电压与经由所述开关单元提供给所述负载的电压之间的差分电压的步骤；基于所述三角波电压和所述差分电压控制所述开关单元的导通时间的步骤。
根据本发明的一种三角波产生电路，产生用于在电力转换器中控制开关元件的导通状态的三角波电压，所述电力转换器将从发电机输出的交流电转换成直流电并提供给负载，所述三角波产生电路包括：计数单元，对所述发电机输出的第一周期的交流电压波形的半个周期的时间进行计数；除法单元，以预定值除所述计数单元的累计数；和波形产生单元，在所述第一周期之后的第二周期产生阶梯状电压波形，其中所述阶梯状电压波形每当经过由在所述第一周期内从所述除法单元获得的除法结果所表示的时间后上升预定的电压；输出所述阶梯状电压波形作为所述三角波电压的波形。
根据本发明的一方面的一种三角波产生电路，产生用于在电力转换器中控制开关元件的导通状态的三角波电压，所述电力转换器将从发电机输出的交流电转换成直流电并提供给负载，所述三角波产生电路包括：第一充电单元，当所述发电机输出的所述交流电压是正周期或负周期时，以具有预定电流值的恒定电流给第一电容器充电；第二充电单元，以具有基于所述周期结束时所述第一电容器两端的电压的电流值的恒定电流给第二电容器充电；和控制单元，基于所述交流电压的周期或所述第二电容器两端的电压，终止所述第二充电单元的充电，所述三角波产生电路输出所述第二电容器两端的电压作为所述三角波电压的波形。
本发明的效果
根据本发明，由于按照在输出电压和目标电压之间的差分电压控制晶闸管的导通时间，所以能够将输出电压精确地控制在目标电压而不降低电力转换的效率。
附图说明
图1为根据本发明第一实施例的电力转换器的结构和应用实例的图；
图2为根据本发明的第一实施例的门控制单元的详细结构的方框图；
图3A为当发电机低速旋转时，说明根据本发明第一实施例的电力转换器操作的波形图；
图3B为当发电机高速旋转时，说明根据本发明第一实施例的电力转换器操作的波形图；
图4为说明在三角波产生电路中的三角波产生原理(矩形波产生过程)的波形图，该三角波产生电路根据本发明第一实施例；
图5为说明在根据本发明第一实施例的三角波产生电路中的三角波产生原理(倾斜部分产生过程)的波形图；
图6A为说明根据本发明的第一实施例的放大电路所得到的效果的波形图；
图6B为说明根据本发明的第一实施例的放大电路所得到的效果的波形图；
图6C为说明根据本发明的第一实施例的放大电路所得到的效果的波形图；
图7为根据本发明第一实施例的电力转换器的第一其它应用实例的图；
图8为根据本发明第一实施例的电力转换器的第二其它应用实例的图；
图9为根据本发明第一实施例的电力转换器的第三其它应用实例的图；
图10为根据本发明第一实施例的电力转换器的第四其它应用实例的图；
图11为根据本发明第一实施例的电力转换器的第五其它应用实例的图；
图12为根据本发明第一实施例的电力转换器的第六其它应用实例的图；
图13为根据本发明第一实施例的电力转换器的第七其它应用实例的图；
图14为根据本发明第一实施例的电力转换器的第八其它应用实例的图；
图15为在本发明的第一实施例中，当在产生器开始产生电能后，输出电压VO立即过量升高时的一个例子的波形图；
图16为根据本发明的第二实施例的门控制单元的详细结构的方框图；
图17为说明根据本发明的第二实施例的电力转换器的操作的波形图；
图18为根据本发明的第三实施例的门控制单元的详细结构的方框图；
图19为说明根据本发明的第三实施例的电力转换器的操作的波形图；
图20为在本发明第一实施例中，当充电时负载被移除并且充电时间增加时，一个例子的波形图；
图21为根据本发明的第四实施例的门控制单元的详细结构的方框图；
图22为说明根据本发明的第四实施例的电力转换器的操作的波形图；
图23为根据本发明的第五实施例的门控制单元详细结构的方框图；
图24为根据本发明的第六实施例的三角波产生电路的内部结构图；
图25为根据本发明的第六实施例的电容器端电压随时间变化的图；
图26为根据本发明的第六实施例的电流值和电压之间的关系图；
图27为在本发明第六实施例中，当前一周期和当前周期不相同时，一个例子的示例图；
图28为说明根据本发明第六实施例的三角波产生电路操作的波形图；
图29为根据本发明第七实施例的电力转换器的一个结构和应用实例的图；
图30为根据本发明第七实施例的门控制单元的详细结构的方框图；
图31为说明根据本发明第七实施例的电力转换器的操作的波形图；
图32为说明根据本发明第七实施例的门控制单元操作的波形图；
图33A为说明根据本发明第七实施例的超前角和延迟角的图，该图是实际测试的结果；
图33B为说明根据本发明第七实施例的超前角和延迟角的图，该图是实际测试的结果；
图33C为说明根据本发明第七实施例的超前角和延迟角的图，该图是实际测试的结果；
图34为常规的电力转换器(电池作为负载)的结构图；
图35A为说明常规的电力转换器操作的波形图；
图35B为说明常规的电力转换器操作的波形图；
图36为常规的电力转换器(灯泡作为负载)的结构图；
图37为常规的电力转换器(电子设备作为负载)的结构图。
参考符号
100为线圈；201，2071，2073为晶闸管；300为电池；100，2070，2080，2090，2100，2110，2120，2130，2140，2150为电力转换器；110，2072，2152为门控制单元；1110为电压转换电路；1120，1121为参考电压产生电路；1130为差分电路；1140为放大电路；1150，1151，1152为三角波产生电路；1160，1210为比较电路；1220，1221为限制电压产生电路；1230为转换电路；1240为起动电路；1250为计数回路；1260，11210为电池移除检测电路；11211为选择单元；11212为1.5V电源；11223为2.5V电源；11500为恒定电流源；11502为恒定电流源；11501为保持电路；11503为控制单元；C1，C2为电容器；I1，I2，I3为反相器；Q1，Q2，Q3，Q4，Q5，Q6为功率MOSFET；R1，R2为电阻器；SW1，SW2，SW3，SW4为开关。
具体实施方式
以下参照附图对本发明进一步说明。
第一实施例：
图1为根据本发明第一实施例的电力转换器1000的结构图。在图1中，与图34中显示的常规设备相同的部分用同样的参考符号来标识。
电力转换器1000将从发电机线圈100输出的交流电压VA转换成输出电压VO，然后将该输出电压VO供给构成负载的电池300；电力转换器1000包括：晶闸管201，门控制单元1100，电阻器R1和R2。晶闸管201连接在发电机的输出单元和电池300之间。更具体地说，晶闸管201的阳极和发电机线圈100的一端相连接，电池300的正电极和晶闸管201的阴极相连接，电池300的负电极和地线相连接。
用于检测经由晶闸管201提供给电池300的正电极的输出电压VO的电阻器R1和R2串联在晶闸管201和地线之间。当输出电压VO被这些电阻分压时所获得的电压VR出现在电阻R1和R2之间的连接点P处。门控制单元1100的输入单元和连接点P相连接，门控制单元1100的输出单元和晶闸管201的珊电极相连。
图2为门控制单元1100的详细结构图。
门控制单元1100控制晶闸管201的导通，门控制单元1100包括：电压转换电路1110、参考电压产生电路1120、差分电路1130，放大电路1140、三角波产生电路1150和比较电路1160。电压转换电路1110将出现在连接点P处的电压VR转换成电压VR’，VR’指VR的有效值或平均值；电压转换电路1110的输入单元和连接点P相连接，电压转换电路1110的输出单元和差分电路1130的一个输入单元相连接。电压VR’与提供给电源300的输出电压VO相对应，并且被认为是输出电压VO的检测值。
电压VR’指电压VR的有效值还是平均值是根据设备的利用方式来提前适当地确定。如果设备被用来使得输出电压VO的有效值很重要，那么电压转换电路1110输出电压VR的有效值，反之，如果输出电压VO的平均值很重要，那么电压转换电路1110输出电压VR的平均值。当然，电压VR可以不转换成电压VR’就输出，也可以转换成不同于有效值和平均值的一个数值。可以使用常规技术来产生电压VR的有效值和平均值。
参考电压产生电路1120产生一个给电池300充电的目标电压VT，它的输出单元和差分电路1130的另一输入单元相连接。该目标电压VT的重要性已经被说明。差分电路1130产生电压VR’和目标电压VT的差分电压VD(＝VR’-VT)，差分电路1130的输出单元和放大电路1140的输入单元相连。
放大电路1140将放大系数(放大因数)M(>0)乘以差分电压VD，并输出比差分电压VD放大了M倍的差分电压VD’；放大电路1140的输出单元和比较电路1160的输入单元相连接。三角波产生电路1150产生与从发电机线圈100输出的交流电压VA的各周期相对应的三角波电压VB，三角波产生电路1150的输出单元和比较电路1160的另一输入单元相连接。
在本发明的这个实施例中，如图3所示，三角波电压VB与交流电压VA的正相的周期时段相对应，三角波电压VB具有这样的波形，当交流电压VA从负相变为正相时，该波形从0V这个基点以不变的斜率增长，当交流电压VA从正相变为负相时，该三角波电压VB变为0V。三角波电压VB的峰值Vp在各周期时段都是不变的。三角波VB的产生原理后面再作说明。
比较电路1160将三角波电压VB与差分电压VD’进行比较，输出脉冲信号VSCR，该脉冲信号的电平与VB和VD’的大小关系一致。在本实施例中，在三角波电压VB大于差分电压VD’的时间间隔内，脉冲信号VSCR处于高电平，反之，处于低电平。脉冲信号VSCR供给晶闸管201的珊电极。
接下来，将参照图3到图6说明电力转换器1000的操作。
图3A是发电机低速旋转时的例子，图3B是发电机高速旋转时的例子，发电机的旋转的初始状态是停止的，下面从初始状态按顺序说明。
如果发电机的旋转处于停止状态，则发电机线圈100就产生不了电能，那么交流电压VA为0V，电力转换器1000处于不带电的状态。当负载不是电池(例如当负载是灯泡)时，这时在连接点P处的电压VR也为0V，由此，差分电压VD和差分电压VD’为负值。因此，在初始状态时，三角波电压VB高于差分电压VD’，比较电路1160发送高电平的脉冲信号VSCR给晶闸管201的珊极。当负载是电池时，因为没有供应交流电VA的正相，电压VR在连接点P处为低，三角波电压VB同样比差分电压VD’高，比较电路1160发送高电平的脉冲信号VSCR给晶闸管201的珊极。
当发电机从初始状态开始产生电能时，从发电机输出的交流电压VA作为经由处于接通状态的晶闸管201的输出电压VO提供给电池300，电池300开始充电。当发电机输出交流电压VA时，三角波产生电路1150在交流电VA的各周期产生三角波。
随着输出电压VO增加，在连接点P处的电压VR也随之增加。随着电压VR增加，由电压转换电路1110输出的电压VR’也增加。差分电路1130输入由参考电压产生电路1120产生的目标电压VT和从电压转换电路1110输出的电压VR’，然后输出它们的差分电压VD。放大电路1140将差分电压VD放大M倍，并将差分电压VD’(＝M×VD)提供给比较电路1160。
当电压VR’超过目标电压VT，从差分电路1130输出的差分电压VD转变成一个正值，输入差分电压VD的放大电路1140的输出电压VD’也是一个正值。使用放大电路1140将差分电压VD放大M倍的重要性在后面将进行说明。如图3A所示，差分电压VD’转变成正值的结果是差分电压VD’的波形与三角波电压VB的波形相交，产生一个三角波电压VB高于差分电压VD’的时间间隔，并且当三角波电压VB低于差分电压VD’时也产生一个时间间隔。
比较电路1160将差分电压VD’与三角波电压VB进行比较，基于比较的结果，产生脉冲信号VSCR来规定晶闸管201的导通时间。在三角波电压VB高于差分电压VD’的时间间隔内，比较电路1160提供高电平脉冲信号VSCR给晶闸管201的珊电极，在三角波电压VB低于差分电压VD’的间隔内，比较电路1160提供低电平脉冲信号VSCR给晶闸管201的珊电极。
晶闸管201的珊电极输入脉冲信号VSCR，当脉冲信号VSCR转变成高电平时，晶闸管201接通。随着脉冲信号VSCR下降到低电平，当交流电压VA转变成负电压时，晶闸管201转换成反偏压并断开。也就是说，晶闸管201在三角波电压VB高于差分电压VD’的时间间隔内接通，其它的时间间隔断开。因此，电压转换电路1110基于由三角波产生电路1150产生的三角波电压VB和从放大电路1140输出的差分电压VD’来控制晶闸管201的导通状态。
当晶闸管201接通时的时间间隔，也就是当三角波电压VB高于差分电压VD’的时段，依赖于差分电压VD’的电平，而差分电压VD’的电平又依赖于与相对于目标电压VT的输出电压VO的电平。所以，如果输出电压VO比较高，那么差分电压VD’也比较高，因此三角波电压VB高于差分电压VD’的这些时段就减少，同样，当晶闸管201接通时，这些时段也减少。结果，输出电压VO向目标电压VT下降。
相反地，如果输出电压VO比较低，那么差分电压VD’的电平也比较低，因此三角波电压VB高于差分电压VD’的这些间隔就增加，同样当晶闸管201接通时，这些时段也增加。结果，输出电压VO向目标电压VT升高。因此，在发电机产生的交流电压VA的各周期，晶闸管201的导通时段被控制，使得输出电压VO稳定在目标电压VT。
虽然上面的例子描述的是当发电机低速旋转时的情形，当发电机高速旋转时，如图3B所示，因为从发电机输出的交流电压VA的振幅增大，频率也增大，并且，尽管三角波电压VB的上升率增大，但在其它方面晶闸管201的操作和图3A所示的发电机低速旋转时是一样的，晶闸管201由门控制以便输出电压VO稳定在目标电压VT。
接下来，将参照图4和图5来说明在三角波产生电路1150中产生三角波电压VB的原理。
因为从发电机输出的交流电频率通常不会突然改变，前一周期的波形和当前周期的波形被认为几乎是一样的。例如，在图4中，如果波形2被当作当前波形，波形2的半个周期T2和前一周期的波形1的半个周期T1几乎是一样的。
利用这些特征，通过以下步骤产生三角波电压VB。
步骤1：如图4所示，在波形1的周期内，矩形波S由从发电机输出的交流电压VA产生。与波形1相对应的矩形波S的半个周期与交流电压VA在波形1的周期内的半个周期T1相匹配。
步骤2：对矩形波S的半个周期T1的时间进行计数。
步骤3：以预定的分辨能力n除半个周期T1的时间的累计数，得到时间t1(＝T1/n)。分辨能力n是规定三角波电压VB斜坡平滑度的量，分辨能力n越高，三角波电压VB的斜坡就越平滑。
步骤4：以规定的分辨能力n除三角波电压VB的峰值电压Vp，得到电压v1(＝Vp/n)。
步骤5：如图5所示，在下一周期的波形2的上升点(开始计算T2的点)，三角波电压VB增加电压v1，并且在时间t1内三角波电压VB保持不变。
步骤6：在同一波形2的周期内，当时间t1过后，三角波电压VB又增加v1；重复n次来得到一个如图5所示的阶梯状波形，该波形与波形2的周期的三角波电压的倾斜部分相对应。增大分辨能力n的值，阶梯状波形就更平滑，就能够获得更优的三角波。
通过以上步骤，交流电压VA的前一周期的波形用来产生与交流电压VA的各周期相对应的三角波电压，并且具有一个峰值电压为常量Vp的电压波形。
利用上面描述的三角波电压产生原理的三角波产生电路1150产生三角波电压，用来控制电力转换器中的晶闸管201的导通时间，该三角波产生电路可能由例如计数器单元、除法单元和波形产生单元组成。计数器单元对由发电机输出的第一周期的交流电压波形的半个周期的时间(例如图4中的波形1的周期内的时间T1)进行计数。除法单元以预定的分辨能力n(预定值)除计数器单元的累计数。在第一个周期之后的第二个周期(例如图4中的波形2的周期)，波形产生单元在每当时间t1过后以上升预定的电压v1而产生一个阶梯状电压波形，时间t1在第一周期内从除法单元获得。阶梯状电压波形作为三角波电压输出。
接下来将利用图6说明引入放大电路1140的技术意义。
图6A为当放大电路1140的放大因数即放大系数M为1时，三角波电压VB与差分电压VD’(＝VD)之间的关系。在图6A中，时间间隔W1表示当三角波电压VB超出差分电压VD’也即晶闸管201接通时的时段。图6B为当放大系数M设置为2时，三角波电压VB与差分电压VD’(＝2×VD)之间的关系。如图6B所示，当通过设置放大系数M为2而使差分电压VD放大2倍时，与晶闸管201接通状态相对应的时间间隔W2是图6A中所示的时间间隔W1两倍的波动量；因此，脉冲信号VSCR的响应量(灵敏度)为输出电压VO的波动量的两倍。
如图6C所示，这相当于当放大系数M为1时关于差分电压VD’(＝VD)的三角波电压峰值相对减少到1/2(VB/2)，并且表明控制幅度已经减半。因此，通过引入放大电路1140并且将差分电压VD放大M倍，输出电压VO的控制幅度被相对减少到1/M，使输出电压VO能够被精确地控制在目标电压VT。
三角波电压VB的高度H(＝峰值电压Vp)、放大系数M、目标电压VT和输出电压VO的控制幅度W之间的关系是使得W的值在从VT到VT+(H/M)范围内变化。所以，当实施电力转换器时，根据所期望的控制幅度W和目标电压VT，恰当地设置三角波电压VB的最大值和放大系数M来满足上述关系。
接下来，将参照图7到图14来说明电力转换器1000的应用实例。各个应用实例将根据参照图1到图6描述的门控制原理作为其基本原理。
如图7所示的电力转换器2070有一个以灯泡为负载的开路控制结构，并且包括晶闸管2071和门控制单元2072。晶闸管2071的阳极连接到灯泡L，阴极连接到发电机的线圈100。因此，晶闸管2071的导通性被从发电机输出的交流电压VA的负相的各周期所控制。
如图8所示的电力转换器2080有一个以灯泡为负载的短路控制结构。如图9所示的电力转换器2090也有一个以灯泡为负载的短路控制结构。在图1中的较早的例子中，负载的导通时段被控制，而在本例子中，负载的非导通时段被控制(被短路控制)。在图10中，电力转换器2100的构成为以电池301和电阻302为负载执行单相半波开路控制。在图11中，电力转换器2110的构成为以电池和电阻为负载执行单相全波开路控制。如图12所示的电力转换器2120执行单相全波短路控制。如图13所示的电力转换器2130执行三相全波开路控制。如图14所示的电力转换器2140执行三相全波短路控制。
本发明并不限于以上描述的实施例，本发明可能不背离它的要点而进行修改。
例如，如图1到图6所示的实施例，仅仅从发电机输出的交流电的正相成分经由晶闸管201供给负载，发电机的输出被进行了半波整流，这些都不受本发明的限制，通过类似地对从发电机输出的交流电压的负相成分进行半波整流来执行全波整流也是可能的。
此外，虽然图1到图6所示的实施例对单相交流电进行转换，但它也可以适用于对多相交流电进行转换。
此外，虽然如图1到图6所示的实施例控制供应电能给负载的晶闸管201的接通时间，但是该结构可能是控制使发电机短路的晶闸管的接通时间的结构。
此外，虽然图1到图6所示的实施例提供放大电路1140来增加上述被说明的晶闸管201的门控制的灵敏度，如果输出电压VO的控制幅度是足够的，那么放大电路1140也可以省略。
再者，虽然如图1到图6所示的实施例提供电压转换电路1110，但当控制直流电时它可以省略。
实施例2
在本实施例中，在根据第一实施例的电力转换器1000中，电压转换电路1110的结构被进一步改进。
在第一个实施例中，在发电机开始发电之后，存在输出电压VO迅速过量增加的情况。图15是这种情况的特定例子。在图15的例子中，左侧是发电机的发电开始时间。如图15所示，因为当发电机开始发电时差分电压VD’比较小，所以存在长的脉冲信号VSCR处于高电平(接通)的时段。结果，交流电压VA提供给电池300的时间(充电时间)就变得比较长。虽然输出电压VO会由于交流电压V供应给电池300而增加，但在长充电时间期间，它增加得相当大，并且如图15所示变得过量。
如图15所示的交流电压VA的振幅的波动表明发电机的输出是不稳定的。一般来说，如图15所示，发电机的输出在启动时经常是不稳定。也就是说，扭曲的波形表明当晶闸管201接通时，发电机的输出被固定住了。
在本实施例中，限制电压VL被另外引入到电压转换电路1110的结构中，使得输出电压VO增加得不是非常大。限制电压VL限制充电时间的最大值。以下，将对此进行详细的说明。
图16是根据本实施例的门控制单元1100的详细结构图。在图16中，与根据第一实施例(图2)的门控制单元的结构相同的组成部分以同样的参考符号来标识。
如图16所示，根据本实施例的门控制单元1100包括电压转换电路1110、参考电压产生电路1120、差分电路1130、放大电路1140、三角波产生电路1150和比较电路1160，还进一步包括比较电路1210、限制电压产生电路1220、开关电路1230、起动电路1240和计数器电路1250。
在本实施例中，放大电路1140的输出单元与比较电路1210和开关电路1230的输入单元相连接。这样，差分电压VD’被输入比较电路1210和开关电路1230。
限制电压产生电路1220产生一个具有预定电压值的限制电压VL，它的输出单元与比较电路1210和开关电路1230的输入单元相连接。因而限制电压VL也输入给比较电路1210和开关电路1230。
比较电路1210和开关电路1230起到了选择电路的作用：基于由限制电压产生电路1220产生的限制电压与由差分电路1130所产生的差分电压之间的大小关系，选择限制电压和差分电压中的一个，并将它输出给比较电路1160。更具体地说，开关电路1230包括用于将输入到其中的差分电压VD’和限制电压VL中的一个输出给比较电路1160的开关。比较电路1210比较输入的差分电压VD’和限制电压VL的大小。然后，它按照比较的结果控制开关电路1230的开关。更确切地说，它将差分电压VD’与限制电压VL中比较大的一个输出给开关电路1230。
起动电路1240的输出单元和限制电压产生电路1220的输入单元相连接。起动电路1240监视输入三角波产生电路1150的交流电压VA，并且，当交流电压VA开始被输入时，它输出一个开始信号给限制电压产生电路1220来使它开始产生限制电压VL。
计数器电路1250的输出单元与比较电路1210的输入单元相连接。与起动电路1240相似，计数器电路1250监视输入给三角波产生电路1150的交流电压VA，并且，当交流电压开始被输入时，开始由未示出的振荡器所产生的时钟计数。当计数器值超出预定的阈值时，计数器电路1250控制比较电路1210使得其后开关电路1230总是输出差分电压VD’。更具体地，它输出一个差分电压VD’选择命令信号给比较电路1210。
当输入开始信号时，限制电压产生电路1210开始输出限制电压VL。当差分电压VD’选择命令信号被输入，比较电路1210其后总是输出差分电压VD’给开关电路1230。
接着，将参照图17来说明根据本实施例的门控制单元1100的操作。
同样地，在图17中的例子中，左侧是发电机的发电开始时间。当发电机开始发电时，交流电压VA开始输入三角波产生电路1150。起动电路1240检测到这种情况后，开始输出限制电压VL给限制电压产生电路1220。
尽管限制电压VL的电压值应该通过测试等适当确定，但经常使用三角波电压VB最大值的大约2/3的值作为限制电压VL的电压值。如果限制电压具有这个近似的电压值，随即在发电机开始发电之后，限制电压VL的值具有一个与差分电压VD’相比较大的值。因此，三角波电压VB和限制电压VL将被输入给比较电路1160。由于在三角波电压VB高于限制电压VL时的时间间隔内比较电路1160输出脉冲信号VSCR的高电平，否则输出低电平，所以如图17所示的脉冲电压VSCR在高电平的时间(充电时间)比图15所示的脉冲电压VSCR在高电平的时间要短一些，而在图15中差分电压VD’输入比较电路1160。这会阻止输出电压VO大幅度地上升，也会阻止输出电压VO过多地增加。
然而，对于上面的结构，可能存在当差分电压VD’相比限制电压VL不再有任何进一步增加的情况。由于电池300变旧，或者一些像这样的原因，输出电压VO可能不会增加；然而，因为比较电路1210根据计数器电路1250被控制，使得预定的时间过后，开关电路1230总是输出差分电压VD’，所以即使在这种情况下，输出电压VO也能够被适当地增加。
如上所述，当发电机开始发电时，本实施例会阻止输出电压VO的大幅度地上升，同时会确保输出电压VO其后被适当地增加。
实施例三
本实施例是根据第二实施例的门控制单元1100的改进。
在第二实施例中，计数器电路1250控制比较电路1210使得在输出电压VO一直没有被适当地增加时，输出电压VO会适当地增加，而第三实施例通过控制限制电压VL来实现。
图18是根据本实施例的门控制单元1100的详细结构图。在图18中，与根据第二实施例(图16)的门控制单元1100相同的组成部分用同样的参考符号来标识。
如图18所示，根据本实施例的门控制单元1100包括电压转换电路1110、参考电压产生电路1120、差分电路1130、放大电路1140、三角波产生电路1150、比较电路1160、比较电路1210、限制电压产生电路1221、开关电路1230和起动电路1240。
尽管没有显示在图18中，但限制电压产生电路1221包括一个由电容器，电阻器和开关所组成的CR电路。限制电压VL的电荷提前存储在电容器中。开关与CR电路和限制电压产生电路1221的输出单元相连接，并且在初始状态时它是断开的。当开始信号输入时，开关接通，电容器开始放电。由放电产生的电压作为限制电压VL输出给比较电路1210和开关电路1230。从限制电压产生电路1221输出的限制电压VL的电压值由于瞬变现象而不断地减少，最后变为0。
接下来，将参照图19来说明根据本实施例的门控制单元1100的操作。
在图19的例子中，同样地，左侧是发电机的发电开始时间。当发电机开始发电时，交流电VA开始输入三角波产生电路1150。起动电路1240检测到这种情况，开始输出限制电压VL给限制电压产生电路1220。
如已经提及的，从限制电压产生电路1220输出的限制电压VL的电压值不断地减少。如果限制电压VL开始被设置成一个足够大的值，那么将防止输出电压VO大幅度地增加。随着限制电压VL减少，差分电压VD’变得很可能超过限制电压VL，然而，即使输出电压VO因为电池300变旧或者一些像这样的原因，不再充分地增加，适当地增加输出电压VO也将是可能的。
如上所述，本实施例能够在发电机开始发电时防止输出电压VO大幅度地上升，并且能够保证输出电压VO其后适当地增加。
实施例四
本实施例进一步改进了根据第二实施例的电力转换器1000中的门控制单元1100的结构。
当负载(电池300)在充电期间被移除时充电时间增加，第一实施例是有问题的。图20是这种情况的特定例子。如图20所示，当电池300被移除时，如果脉冲信号VSCR是高电平，那么不变的交流电压VA作为输出电压VO。另一方面，如果脉冲信号VSCR是高电平，那么输出电压VO为0。因此，电压VR的有效值VR’不断地减少，差分电压VD’也不断地减少。结果，如图20所示，充电时间(当脉冲信号VSCR在高电平的时段)不断地增加。
然而，在电池300被移除以后充电是无意义的。因此，本实施例检测电池300被移除，然后在那时激活限制电压，从而阻止因为电池300被移除而增加充电时间。
图21是根据本实施例的门控制单元1100的详细结构图。在图21中，与根据第二实施例(图16)的门控制单元的组成部分相同的组成部分用同样的参考符号标识。
如图21所示，根据本实施例的门控制单元1100包括电压转换电路1110、参考电压产生电路1120、差分电路1130、放大电路1140、三角波产生电路1150、比较电路1160、比较电路1210、限制电压产生电路1220、开关电路1230、起动电路1240、计数器电路1250以及电池移除检测电路1260。
电池移除检测电路1260的输出单元与比较电路1210的输入单元相连接。电池移除检测单元1260检测到电池300已经被移除。更具体地，它监视交流电压VA和输出电压VO，并且，当输出电压VO为0而交流电压VA为负值(当交流电源VA在负周期时)时，它检测到电池300移除。当它检测到电池300移除时，它产生电池移除检测信号，并将它输出给比较电路1210。
当比较电路1210收到电池移除检测信号时，即使比较电路1210使开关电路1230在该时刻总是输出差分电压VD’，比较电路1210其后根据输入的差分电压VD’与限制电压VL的比较结果来控制开关电路1230。更具体地，它使开关电路1230输出差分电压VD’与限制电压VL中比较大的一个。
接下来，将参照图22来说明根据本实施例的门控制单元1100的操作。
如图22所示，当电池被移除时，在交流电压VA的负周期，输出电压VO变为0。电池移除检测电路1260检测到这种状态。正如已经被描述的，然后它激活限制电压VL。限制电压VL限制充电时间的最大值，如图22所示，这些处理防止止充电时间的增加。
如上所述，本实施例防止由于移除电池造成的充电时间的增加。
第五实施例
如第四实施例所述，本实施例防止由于移除电池造成的充电时间的增加，但是与第四实施例的不同之处在于：本实例是通过减少目标电压VT来实现的。以下，将对此进行详细的描述。
图23是根据本实施例的门控制单元1100的详细结构图。在图23中，与根据第一实施例(图2)的门控制单元1100结构相同的组成部分用同样的参考符号来标识。
如图23所示，根据本实施例的门控制单元1100包括：电压转换电路1110、参考电压产生电路1121、差分电路1130、放大电路1140、三角波产生电路1150和比较电路1160。参考电压产生电路1121包括电池移除检测电路11210、选择单元11211、1.5V电压源11212和2.5V电压源11223。在接下来的说明中，第一实施例的目标电压VT是2.5V。
电池移除检测电路11210的输出单元与选择电源11211的输入单元相连接。电池移除检测电路11210检测电池300是否被移除。更具体地，它监视电流电压VA和输出电压VO，并且，当输出电压VO为0而交流电压VA为负值(当交流电源VA在负周期时)时，它检测到电池300被移除。当它检测到电池300被移除，它产生电池移除检测信号，并将它输出给选择单元11211。
选择单元11211与1V电压源11212和2.5V电压源11223相连，通常将从2.5V电源11223输出的2.5V电压作为目标电压VT输出给差分电路1130。当电池移除检测信号被输入时，选择单元11211其后将从1V电源11212输出的1V电源作为目标电压VT输出给差分电路1130。结果，由于目标电压VT下降，所以根据VR’-VT的值确定的VD’的值增加，缩短了充电时间。
如上所述，本实施例防止了由于移除电池造成的充电时间的增加。
第六实施例
本实施例是根据第一实施例的门控制单元1100中的三角波产生电路1150的改进。
根据第一实施例的三角波产生电路1150根据在三角波电压VB上的增加获得具有阶梯形状的斜边的三角波，而本实施例的三角波产生电路1150获得具有一个平滑的斜边的三角波。在本实施例中，如在第一实施例中一样，从发电机输出的交流电压的频率并不总是突然改变，从而使得前一周期的波形与当前周期的波形被认为几乎是一样的。
图24根据本实施例的三角波产生电路1150的内部结构图。如图24所示，三角波产生电路1150包括恒定电流源11500、保持电路11501、恒定电流源11502、控制单元11503、开关SW1到SW4和电容器C1和C2。
恒定电流源11500、控制单元11503、开关SW1和SW2作为第一充电单元以具有预定的电流值的恒定电流给电容器C1充电，而从发电机输出的交流电压位于正周期或者负周期(在这种情况下是正周期)。当上述周期结束时，保持电路11501、恒定电流源11502、控制单元11503、开关SW3和SW4作为第二充电单元以恒定电流给电容器C2充电，该恒定电流的电流值基于电容器C1的端子之间的电压。另外，控制单元11503作为控制单元基于交流电压的周期和电容器C2的端子之间的电压来终止第二充电单元进行的充电。在通过第二充电单元充电期间，三角波产生电路1150输出电容器C2的端子之间的电压作为三角波电压的波形。以下，将详细说明组成元件的处理。
恒定电流源11500与开关SW1的一端相连。开关SW1的另一端与电容器C1和开关SW2的一端相连。电容器C1的另一端连接到地线。开关SW2的另外一端与保持电路11501相连。保持电路11501也和恒定电流源11502相连接。
恒定电流源11502与开关SW3的一端相连，开关SW3的另一端与电容C2和开关S24的一端相连接。电容C2的另一端连接到地线。开关SW3的另一端组成三角波产生电路1150的输出端。
恒定电流源11500产生其电流值固定在Ic的电流，并流到开关SW1的一端。
控制单元11503根据交流电压VA和由三角波产生电路1150产生的三角波电压VB的值对开关SW1到SW4进行切换。更具体地，当交流电压VA是正值时，控制单元11503接通开关SW1和SW3，并且断开SW2和SW4。当交流电压VA不是正值时，控制单元11503接通开关SW2和SW4，并且断开SW1和SW3。然而，当三角波电压VB的波峰值达到后面描述的目标电压V0时，无论交流电压VA的值如何，控制单元11503断开开关SW3，并且接通开关SW4。
由于通过控制单元11503控制的开关SW1和SW2的操作，当交流电压VA是正值时，电容器C1以电流Ic被充电。
电容器(静电容量C)的充电电流I与它的端子之间的电压V(t)之间的关系由方程式(1)来一般表达。这里，t是充电时间。
方程式1
V ( t ) = 1 C It - - - ( 1 )
如方程式(1)所示，如果T1为交流电压VA是正值的时间，如图25所示，在时间T1之后的电容器C1的端子之间的电压V1用方程式(2)来表示。方程式(2)表示时间T1可以被变换成电压V1。这里，电容器C1和电容器C2的静电容量为C。
方程式2
V 1 = 1 C I C T 1 - - - ( 2 )
由于开关SW1和开关SW2的操作，当交流电压VA不再是正值时，电容器C1开始放电。由于开关SW2的操作，放电电流被输入保持电路11501。保持电路11501通过接收电容器C1的放电电流而获得前一周期的电压V1，然后保持住它。
恒流电源11502产生一个从方程式(3)中获得的具有恒定电流值ID的电流，并流到开关SW3的一端。
方程式3
I D = α V 1 - - - ( 3 )
这里α是由方程式(4)表示的系数。顺便提及，V0是三角波电压峰值电压(波峰值)的目标值，例如5V。
方程式4
α＝V0IC          (4)
图26是方程式(3)和方程式(4)显示的电流值ID和电压V1的关系。如图26所示，当电压V1的大小波动时，从方程式(3)计算出来的电流ID超过恒定电流源11502所能产生的电流的IDMAX的最大值和最小值IDMAX；因此，三角波产生电路1150优选在不超出这些电平的范围内使用。
当交流电压VA从负值变成正值时，由于开关SW3和SW4被控制单元11503所控制，电容器C2开始以电流值ID被充电。总的来说，当具有恒定电流值的电流流到电容器时，在电容器的端子之间的电压按照恒定电流值的大小以恒定增长率增加。利用电容器的这个特性，当以电流值ID给电容器C2充电时，电容器C2的端子之间的电压V2作为三角波电压VB输出。
当充电时间是T2时，电容器C2的端子之间的电压V2利用方程式(1)到方程式(4)以下列方程式(5)来表达。
方程式5
V 2 = 1 C I D T 2 = 1 C V 0 I C V 1 T 2 = 1 C V 0 I C 1 C I C T 1 T 2 = V 0 T 2 T 1 - - - ( 5 )
电容器C2的充电时间T2是从开关SW3接通且开关SW4断开直到开关SW3断开且SW4接通的时间。这对应于交流电压VA是正值的时间。如上所述，由于从发电机输出的交流电压的频率经常不会突然改变，前一周期的波形与当前周期的波形被认为几乎是一样的；因此，T1和T2能够被认为是相等的。结果，方程式(5)被进一步修改成方程式(6)。
方程式6
V2＝V0            (6)
这些步骤产生一个具有平滑斜边的三角波电压VB，并且使目标电压V0作为它的峰值电压。它的周期是T1。
更严格地说，还有前一周期与当前周期不一样的情况。图27是这种情况的例子的示例图。如图27显示的例子中，为了方便，除了电池300作为负载，灯泡也作为负载。如图27所示，电池充电引起的波形扭曲和延迟以及灯泡点亮引起的延迟在输入负载的交流电压中产生。
当前一周期比当前周期长时，即当T2>T1时，根据方程式(5)，三角波电压VB的电压值在充电时间结束时没有达到目标电压V0。既然这样，当三角波电压VB的电压值达到目标电压V0时，不管交流电压VA的值如何，控制单元11503都断开开关SW3并且接通开关SW4，从而在三角波电压VB的电压值达到目标电压V0时，终止输出三角波电压VB。
在发电机的输出变得稳定之后，控制单元11503计算在此之前的几个周期的平均值，并且在当前周期的三角波输出开始后过了一段时间达到了计算出的平均周期的时刻终止三角波电压VB的输出(断开开关SW3和接通开关SW4)，如果这样的话也是有效的。这能够减少发电机的输出周期中的突然改变对三角波电压的输出周期的影响。
接下来，将参照图28示出的例子对根据本实施例的三角波产生电路1150的操作进行说明。
图28是在发电机开始发电之后的交流电压VA的六个周期内，电容器C1两端的电压波形(C1电压波形)和电容器C2两端的电压波形(C2电压波形)。图28中，当交流电压VA是正值时，矩形波电压VA’是高电平，当交流电压VA是负值时，矩形波电压VA’是低电平，并且为了说明目的而假设引入了矩形波电压VA’。
当发电机开始发电，开关SW1接通，开关SW2断开，电容器C1以恒定电流Ic开始充电。如果正周期是T1(＝t3-t1)，基于方程式(2)，电容器C1两端之间的电压V11为V11＝IcT1/C。保持电路11501保持电压V11，并使恒定电流源11502产生一个具有由方程式(3)表示的恒定电流值ID。
在时间t4，交流电压VA的下一个正周期开始。另外，开关SW3接通，开关SW4断开，由此，电容器C2开始充电，三角波电压VB开始被输出。在图28中，因为第二个正周期的周期T2短于第一个正周期的周期T1，所以没有达到目标电压V0(在本例子中是5V)的情况下，在时间t5(＝t4+T2)，开关SW3断开，开关SW4接通，三角波电压VB的输出终止。
在起始状态(在时间t1之前)被保持电路11501保持的电压值没有确定。在图28的例子中，这个电压具有极高的值，在时间t1过去之后不久，在时间t2终止三角波电压VB的输出。
时间t5之后，同样地，三角波电压VB开始输出，并且，如图28所示，当发电机的输出开始稳定时，三角波的周期和峰值电压也变得稳定。
根据本实施如上所述，能够获得具有平滑斜边的三角波，并且自从开始输出三角波起，当与交流电压VA的前一周期相等的时间过去之后，它的电压能够被控制到目标电压V0。
第七实施例
本实施例将根据第一实施例的电力转换器1000应用在执行三相全波整流的电路中。
在图29中，电力转换器2150被配置为例如使用电池300和负载303作为它的负载来控制三相全波整流，它包括功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)Q1到Q6、反相器I1到I3和门控制单元2152。本实施例中利用功率MOSFET Q1到Q6作为开关单元。
功率MOSFET Q1到Q6的源极与由包括线圈100的三相交流电发电机产生的U相输出、V相输出、W相输出相连接。功率MOSFET Q1到Q6的漏极与门控制单元2152、电池300以及负载303的正侧相连接，它们的珊极与门控制单元2152相连接。
图30是门控制单元2152的详细结构图。在图30中，与根据第一实施例的门控制单元1100(图2)相同组成部分用同样的参考符号来标识。
如图30所示，门控制单元2152包括：电压转换电路1110、参考电压产生电路1120、差分电路1130、放大电路1140、三角波产生电路1151-W、三角波产生电路1151-U、三角波产生电路1151-V、三角波产生电路1152-W、三角波产生电路1152-U、三角波产生电路1152-V、比较电路1160-U、比较电路1160-V和比较电路1160-W。
由三相交流发电机W相输出的交流电压VA-W、由U相输出的交流电压VA-U、由V相输出的交流电压VA-V，分别输入三角波产生电路1151-W、三角波产生电路1151-U、三角波产生电路1151-V。因此，单相交流电压输入各个三角波产生电路1151，该三角波产生电路1151以第一实施例和第六实施例所描述的方式产生三角波。结果，当输入的单相交流电压是正周期时，三角波产生，并作为三角波电压VB-W1、VB-U1和VB-V1从三角波产生电路1151输出。
交流电压VA-W、交流电压VA-U、交流电压VA-V同样输入三角波产生电路1152-W、三角波产生电路1152-U、三角波产生电路1152-V。在该三角波产生电路1152以第一实施例和第六实施例所描述的方式产生三角波之前，各个三角波产生电路1152对被输入的单相交流电压进行反相。结果，当输入的单相交流电压是负周期时，三角波产生，并作为三角波电压VB-W2、VB-U2和VB-V2从三角波产生电路1152输出。
比较电路1160-U、比较电路1160-V以及比较电路1160-W分别接收三角波电压VB-W1和VB-W2、VB-U1和VB-U2以及VB-V1和VB-V2的输入。正如下面将参照波形曲线图详细说明的那样，它们将各个三角波电压VB与电压VD’比较，并且，基于比较的结果，输出脉冲信号VSCR-U、VSCR-V和VSCR-W。
图31是各个电压等等的波形曲线图。图31是不考虑噪声等的理想化的例子；为了简单起见，将利用这个例子来说明比较电路1160-U的处理。如图31的第一层所示，交流电压VA-W的相位比交流电压VA-U的相位慢240度。比较电路1160-U将基于交流电压VA-W所产生的三角波电压VB-W1和VB-W2与差分电压VD’相比较，并且，基于比较的结果，产生脉冲信号VSCR。三角波电压VB-W1和VB-W2以及差分电压VD’显示在图31的第二层。
更具体地，比较电路1160-U首先确定在三角波电压VB-W2上升时(当交流电压VA-进入负周期的时刻)电压VD’是否是正值。如果电压VD’不是正值，比较电路1160-U将脉冲信号VSCR-U变成高电平，而交流电压VA-W的负周期继续。另一方面，如果电压VD’是正值，比较电路1160-U计算三角波电压VB-W2的斜边与电压VD’之间的交点，从那一点向前将脉冲信号VSCR-U变成高电平。接着，比较电路1160-U计算下一个三角波电压VB-W1的斜边与电压VD’之间的交点，在那一点将脉冲信号VSCR-U变成低电平。图31的第三层是在这种处理中产生的脉冲信号VSCR-U的例子。这样，比较电路1160-U产生和输出脉冲信号VSCR-U。比较电路1160-V和1160-W也是如此操作。
接下来说明作为比较电路1160的这些处理的结果的施加给电池300和负载303的两端的电压。
从比较电路1160-U输出的脉冲信号VSCR-U输入给功率MOSFET Q1的珊极。功率MOSFET Q1的源极和漏极仅当输入给它的珊极的脉冲信号VSCR-U是高电平时，才会导通。由于交流电压VA-U被输入功率MOSFETQ1的源极，当输入给珊极的脉冲信号VSCR-U是高电平时，交流电压VA-U穿过功率MOSFET Q1，施加给电池300和负载303的正端。图31的第四层表示这时施加的交流电压VA-U。
从比较电路1160-U输出的脉冲信号VSCR-U被反相器I1反相，并输出给功率MOSFET Q4的珊极。仅当输入给珊极的反相脉冲信号VSCR-U是高电平时，功率MOSFET Q4的源极和漏极导通。由于交流电压VA-U输入功率MOSFET Q4的漏极，当反相脉冲信号VSCR-U是高电平时，交流电压VA-U穿过功率MOSFET Q4，并施加给电池300和负载303的负端。图31中的第五层和第六层分别表示反相脉冲信号VSCR-U和被施加的交流电压VA-U。
作为如上所述施加交流电压VA-U给电池300和负载303的正端和负端的结果，图31第七层的波形是施加给电池300和负载303的两端的净电压。通过将施加给正端的交流电压VA-U和施加给负端的反相交流电压VA-U相加来获得这个电压。
更进一步地，图32表示施加于电池300和负载303两端的的各相位的电压，以及合计值。该合计值成为电池300的充电电压。如图31和图32所示，当VD’增加，充电电压摆动到负侧，电池300开始放电。当VD’减少，合计摆动到正侧，电池300充电。
根据超前角和延迟角来说明这些处理。如下所述，门控制单元2152的处理实现与超前角处理和延迟角处理相等的结果。
例如，关于U相，当电压VD’比较大时，门控制单元2152使功率MOSFETQ1输出负的U相电压。这个处理是超前角处理，因为U相输出被转移到负侧。结果，电流从电池300流到象马达一样操作的发电机，电池300放电。另一方面，当电压VD’比较小时，门控制单元2152使功率MOSFET Q1输出正的U相电压。这个处理是延迟角处理，因为U相输出被转移到正侧。结果，电流从发电机流到电池300，从而给电池300充电。
图33是从实际测试中获得超前角和延迟角的示例图。图33描述了表示交流电压VA-U的矩形波、脉冲信号VSCR-U以及给电池300和负载303的输出电流。矩形波在交流电压VA-U的正周期保持高电平，在负周期保持低电平。为了使测试简单，图33中的例子与上面描述的例子不同之处在于：将脉冲信号VSCR-U上升到高电平以后过了预定时间，将脉冲信号VSCR-U下降到低电平。
图33A是超前角和延迟角的参考状态图，其被安排为方便图示。这里，脉冲信号VSCR-U从交流电压VA-U的负周期开始经过大约7/20的时间被上升到高电平。这种情况的输出电流在正侧非常少。换句话说，电池300处于平稳的充电状态。
对照图33B，脉冲信号VSCR-U从交流电压VA-U的负周期开始经过大约2/20的时间被上升到高电平。由于这几乎完全输出交流电压VA-U的负周期，因此它达到执行超前角处理的状态。结果，输出电流在负侧，电池300处于放电状态。
图33C中，脉冲信号VSCR-U从交流电压VA-U的负周期开始经过大约19/20的时间被上升到高电平。由这几乎完全输出交流电压VA-U的正周期，因此它达到执行延迟角处理的状态。结果，输出电流相当大部分在正侧，电池300处于快速充电状态。
因此，电池300的充电状态可以根据交流电压VA-U的负周期被输出多少来控制。如图31所示，在本实施例中，各相位的负周期的输出范围通过电压VD’的大小来控制，获得与执行超前角处理或者延迟角度处理一样的效果。
正如之前提到的，电力转换器1000也可以用于执行三相全波整流的电路中。在各相位，各功率MOSFET的交流电压功率输出时间基于具有240度相移的交流电压来控制，从而生成超前角和延迟角控制状态，使控制电池300充电/放电状态成为可能。
尽管本发明的优选实施例在上面已作描述和说明，应该理解的是，这些仅仅是本发明的示例，且不应理解为本发明仅限于此。在不偏离本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明进行添加、省略、等同替换以及其它修改。相应地，本发明也不受前面描述的限制，而仅受附加权利要求的范围限制。

Claims (16)

1、一种电力转换器，将从发电机输出的交流电转换成直流电且提供给负载，包括：
开关单元，被连接在所述发电机的输出单元和所述负载之间；和
控制单元，产生具有恒定峰值电压的、与从所述发电机输出的所述交流电的各周期相对应的三角波电压，产生在预定的目标电压与经由所述开关单元提供给所述负载的电压之间的差分电压，基于所述三角波电压和所述差分电压控制所述开关单元的导通状态。
2、根据权利要求1所述的电力转换器，其中所述控制单元包括：
差分电路，输入所述预定的目标电压和经由所述开关单元提供给所述负载的电压，并产生它们之间的差分电压；和
比较电路，比较所述三角波电压和由所述差分电路产生的差分电压，并且，基于比较的结果，产生规定所述开关单元的导通时间的脉冲信号，并提供给该开关单元。
3、根据权利要求2所述的电力转换器，其中所述控制单元包括：
电压产生电路，产生预定电压；和
选择电路，基于由所述电压产生电路产生的预定电压与由所述差分电路产生的差分电压之间的大小关系，选择所述预定电压和所述差分电压中的一个电压，并输出给所述比较电路，
并且所述比较电路将从所述选择电路输入的预定电压或差分电压与所述三角波电压进行比较，并且，基于比较的结果，产生规定所述开关单元导通时间的脉冲信号，并将所述脉冲信号提供给该开关单元。
4、根据权利要求3所述的电力转换器，其中所述控制单元包括：
计数器电路，对时钟进行计数，当计数结果超出阈值时，控制所述选择电路的输出，使得所述选择电路输出由所述差分电路产生的差分电压。
5、根据权利要求3所述的电力转换器，其中所述电压产生电路包括含有电容器和电阻器的CR电路，并通过存储在所述电容器中的电荷的放电来产生所述预定电压。
6、根据权利要求3至5中的任意一项所述的电力转换器，其中所述控制单元包括：
负载移除检测电路，基于从所述发电机输出的交流电压和所述开关单元的输出来检测所述负载的移除，并且，当检测到所述负载已被移除时，控制所述选择电路的输出，使得所述选择单元输出由所述电压产生电路产生的预定电压。
7、根据权利要求1至5中的任意一项所述的电力转换器，其中所述控制单元包括：
负载移除检测电路，基于从所述发电机输出的交流电压和所述开关单元的输出来检测所述负载的移除，并且，当所述载移除检测电路检测到所述负载已被移除时，执行用于降低所述预定的目标电压的电压值的操作。
8、根据权利要求1至7中的任意一项所述的电力转换器，进一步包括放大所述差分电压并提供给所述比较电路的放大电路。
9、根据权利要求8所述的电力转换器，其中，如果H是所述三角波的波峰值，M是所述放大电路的放大率，VT是所述目标电压，W是经由所述开关单元提供给所述负载的电压的控制幅度，那么W为从VT到VT+(H/M)范围内的值。
10、根据权利要求1至9中的任意一项所述的电力转换器，其中所述控制单元作为用于产生所述三角波电压的装置，包括：
计数单元，对所述发电机输出第一周期内的交流电压波形的半个周期的时间进行计数；
除法单元，以预定值除所述计数单元的累计数；和
波形产生单元，在所述第一周期之后的第二周期产生阶梯状电压波形，所述阶梯状电压波形每当经过由在所述第一周期内从所述除法单元获得的除法结果所表示的时间后上升预定的电压，
输出所述阶梯状电压波形作为所述三角波电压的波形。
11、根据权利要求1至9中的任意一项所述的电力转换器，其中所述控制单元包括：
第一充电单元，当所述发电机输出的交流电压是正周期或负周期时，以具有预定电流值的恒定电流给第一电容器充电；
第二充电单元，以具有基于所述周期结束时所述第一电容器两端间的电压的电流值的恒定电流给第二电容器充电；和
控制单元，基于交流电压的周期或所述第二电容器两端的电压来终止所述第二充电单元进行的充电，
所述电力转换器进一步包括三角波产生电路，输出所述第二电容器两端间的电压作为所述三角波电压的波形。
12、一种电力转换器，将从发电机输出的三相交流电转换成直流电并提供给负载，包括：
多个开关单元，分别连接在所述发电机的各相的输出单元和所述负载的各端子之间；和
控制单元，产生与从所述发电机输出的各相交流电的各周期相对应且具有恒定峰值电压的三角波电压，并产生在预定的目标电压与经由所述开关单元提供给所述负载的电压之间的差分电压，对各相，基于为其它相产生的三角波电压和差分电压，控制与该相的输出单元相连的各开关单元的导通状态。
13、根据权利要求12所述的电力转换器，其中所述控制单元
产生与从所述发电机输出的W相交流电的各周期相对应且具有恒定峰值电压的W相三角波电压，产生在预定的目标电压与经由所述开关单元提供给所述负载的电压之间的差分电压，并且，基于所产生的所述W相三角波电压和所述差分电压，控制与U相输出单元相连接的各开关单元的导通状态；
产生与从所述发电机输出的U相交流电的各周期相对应且具有恒定峰值电压的U相三角波电压，产生在预定的目标电压与经由所述开关单元提供给所述负载的电压之间的差分电压，并且，基于所产生的所述U相三角波电压和所述差分电压，控制与V相输出单元相连接的各开关单元的导通状态；并且
产生与从所述发电机输出的V相交流电的各周期相对应且具有恒定峰值电压的V相三角波电压，产生在预定的目标电压与经由所述开关单元提供给所述负载的电压之间的差分电压，并且，基于所产生的所述V相三角波电压和所述差分电压，控制与W相输出单元相连接的各开关单元的导通状态。
14、一种电源转换方法，包括：经由连接在发电机的输出单元和负载之间的开关单元提供从所述发电机输出的交流电给所述负载的步骤；
产生与所述发电机输出的交流电的各周期相对应的具有恒定峰值电压的三角波电压的步骤；
产生在预定的目标电压与经由所述开关单元提供给所述负载的电压之间的差分电压的步骤；
基于所述三角波电压和所述差分电压控制所述开关单元的导通时间的步骤。
15、一种三角波产生电路，产生用于在电力转换器中控制开关元件的导通状态的三角波电压，所述电力转换器将从发电机输出的交流电转换成直流电并提供给负载，所述三角波产生电路包括：
计数单元，对所述发电机输出的第一周期的交流电压波形的半个周期的时间进行计数；
除法单元，以预定值除所述计数单元的累计数；和
波形产生单元，在所述第一周期之后的第二周期产生阶梯状电压波形，其中所述阶梯状电压波形每当经过由在所述第一周期内从所述除法单元获得的除法结果所表示的时间后上升预定的电压；
输出所述阶梯状电压波形作为所述三角波电压的波形。
16、一种三角波产生电路，产生用于在电力转换器中控制开关元件的导通状态的三角波电压，所述电力转换器将从发电机输出的交流电转换成直流电并提供给负载，所述三角波产生电路包括：
第一充电单元，当所述发电机输出的所述交流电压是正周期或负周期时，以具有预定电流值的恒定电流给第一电容器充电；
第二充电单元，以具有基于所述周期结束时所述第一电容器两端的电压的电流值的恒定电流给第二电容器充电；和
控制单元，基于所述交流电压的周期或所述第二电容器两端的电压，终止所述第二充电单元的充电，
所述三角波产生电路输出所述第二电容器两端的电压作为所述三角波电压的波形。
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