CN101399585B - Ofdma智能天线系统的用户信号产生及干扰抑制的方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种OFDMA智能天线系统的用户信号产生及干扰抑制方法。将所有时频网格分成多个子信道，每子信道包括N_f个子载波，N_f≥4，子信道设计为N_f个子载波中，相邻子载波的频率间隔最大值是最小值的三倍以上。多个子信道的并集分配给一个用户，将用户调制信号映射到分配的时频网格集，生成用户时域信号发送。最后处理接收的时域信号得到用户消息。还提供一种OFDMA智能天线系统的用户信号产生及干扰抑制装置。包括消息调制单元，子信道分配单元，用户信道分配单元，调制信号映射单元，IFFT发送单元，FFT接收单元，逆映射单元，干扰抑制单元，解调单元。本发明能够减少各种物理信道条件的噪声引起的接收性能问题，如时间或频率选择性衰落，其它小区终端发出的干扰等。

Description

OFDMA智能天线系统的用户信号产生及干扰抑制的方法与装置

技术领域

本发明涉及一种OFDMA智能天线通信系统的用户信号产生及相应的干扰抑制的方法与装置。

背景技术

对于一个支持数据和语音混合通信的OFDMA无线系统，窄带和宽带用户同时接入无线系统是非常有可能的。因此，有必要灵活地安排子载波以实时地适应业务流量的变化。另一方面，窄带业务对信号接收提出了更高的要求。特别的，移动信道的频率和时间选择性，同频干扰的频率和时间选择性，严重多径带来的符号间和载波间干扰，电路非线性性和相位噪声带来的干扰，都会造成信号接收质量的严重下降。本发明提出的信号设计，产生和分配方法并结合智能天线将很大程度地改善上述信号接收问题，提高无线系统整体性能。

发明内容

本发明提供了一种OFDMA智能天线系统的用户信号产生及相应的干扰抑制方法。

该方法首先基于要发送的用户消息生成该用户的调制信号；然后将每个时隙的所有时频网格分成多个子信道，每个子信道包括N_f个时间上重叠的子载波，N_f≥4，并将子信道为该N_f个子载波中，相邻子载波的频率间隔的最大值是相邻子载波的频率间隔的最小值的三倍或三倍以上，再将多个子信道的并集分配给该用户，根据要发送的消息的大小决定子信道的数量，并按照最佳分配准则选择子信道的位置以减小干扰；将用户调制信号映射到分配的时频网格集，生成用户频域信号，并对用户频域信号进行快速傅立叶反变换，生成用户时域信号并发送；对接收到的用户时域信号依次进行快速傅立叶变换和基于分配的时频网格集的逆映射，得到用户接收调制信号；最后对用户接收调制信号进行解调得到用户信息。

对要发送的用户消息进行前向纠错控制编码，再对编码后的比特进行比特置换，基于指定的调制方案将置换后的比特转换成信道符号向量，并且将每个信道符号向量与转换矩阵相乘，相乘后得到的符号向量即可作为调制信号。

可以按照如下方式设计子信道：将每个子信道的N_f个子载波分成r组，r≥1，每组包括N_f/r个子载波；每个子信道的第d组的N_f/r个子载波均匀分布，其中第i个子载波和第(i+1)个子载波之间的频率间隔为 $k_i^d-k_{(i+1)}^d=p,$ 这里k_i ^d为整数，表示第d组中的第i个子载波在整个频谱波段中的频率位置；每个子信道的第d组和第(d+1)组的第i个子载波的频率间隔等于 $k_i^d-k_i^{d+1}=q,$ q＜p。优选的，q＝2，r＞1。优选的，分配给用户的时频网格集中，不存在分别属于不同的子信道的两个相邻子载波。

对于配备多个接收天线的系统，可以将用户调制信号映射到分配的时频网格集，并在每个子信道的一个或多个时频网格中插入空信号，生成用户频域信号；接收时，利用多个天线接收的每一子信道的空信号学习干扰的空间和时频特性，将每个接收天线得到的用户接收调制信号进行合并达到干扰抑制。优选的，利用多天线接收的每一子信道的空信号构成空间协方差矩阵。

不同扇区的基站和终端的通信均采用相同的子信道对时频网格的划分；同时，在每个子信道的一个或多个时频网格中插入空信号且对于相邻扇区，每个子信道的空信号的位置也不同。

本发明还提供了一种OFDMA智能天线系统的用户信号产生及相应的干扰抑制的装置。该装置包括：

消息调制单元，对要发送的用户消息进行前向纠错控制编码和比特置换，并基于指定的调制方案将置换后的比特转换成信道符号向量，将符号向量作为用户调制信号；

子信道分配单元，将每个时隙的所有时频网格分成多个子信道，每个子信道包括N_f个时间上重叠的子载波，N_f≥4，并将子信道设计为该N_f个子载波中，相邻子载波的频率间隔的最大值是相邻子载波的频率间隔的最小值的三倍或三倍以上；

用户信道分配单元，为该用户分配一个时频网格集，该集合是一个或多个子信道的并集，根据要发送的消息的大小决定子信道的数量，并按照最佳分配准则选择子信道的位置以减小干扰；

调制信号映射单元，将用户调制信号映射到分配的时频网格集，并在每个子信道的一个或多个时频网格中插入空信号，生成用户频域信号；

IFFT发送单元，对用户频域信号进行快速傅立叶反变换，生成用户时域信号并发送；

FFT接收单元，安装于每一个接收天线中，用于接收用户时域信号，并对接收到的用户频域信号进行快速傅立叶变换；

逆映射单元，安装于每一个接收天线中，用于基于分配的时频网格集对快速傅立叶变换后的信号进行逆映射，得到用户接收调制信号；

干扰抑制单元，利用多个天线接收的每一子信道的空信号学习干扰的空间和时频特性，并基于每一分配的子信道，将每个接收天线得到的用户接收调制信号进行合并达到干扰抑制，得到干扰抑制调制信号；

解调单元，对合并后的用户接收调制信号进行解调得到用户信息。

本发明可以减少接收机的各种干扰，使OFDMA系统具有以下特点：可以根据业务需求灵活安排子载波；可以克服频率或时间选择性衰落；可以抑制窄带和宽带通信的多小区干扰；可以减少严重多径时延扩展引起的自干扰；可以减少随收发链而存在的电路非线性或相位噪声引起的自干扰；还可以减少移动信道的多普勒扩展引起的自干扰。

附图说明

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。

图1为OFDMA-TDMA TDD系统的典型帧结构图；

图2为下行信号传输流程的方框示意图；

图3为上行信号传输流程的方框示意图；

图4为小区干扰几何模型图；

图5为用于所有扇区的子载波分配方案的示意图；

图6为用于所有扇区的具有观测窗口的子载波分配方案的示意图；

图7为相邻扇区所使用的频谱波段的示例图；

图8为可多小区干扰观测方法的示意图；

图9为严重多径引起的自干扰的观测方法的示意图；

图10为载波间干扰引起的多址干扰的观测方法的示意图；

图11为OFDMA智能天线系统的用户信号产生及相应的干扰抑制的装置示意图。

具体实施方式

一个OFDMA-TDMA复用方案中，频谱被分成多个子载波，时间被分成连续的时隙，每个时隙由多个符号周期组成。因此，在一个OFDMA系统中，无线资源可以表示为二维的时频网格。在TDD(时分双工)系统中，每个时隙配置为下行时隙、上行时隙或保护时隙。图1显示的是一个典型OFDMA-TDMA TDD系统的帧结构。

OFDMA下行信号为单点对多点，上行信号为多点对单点。图2中，通过将每个用户的调制信号映射到分配给此用户的时频网格上，来产生下行传输信号。根据用户带宽需求，这些用户的调制信号将填充部分或所有时频网格。信号格式和子载波映射模块规范了调制方式，编码方式和编码率等，还提供了每个用户的子载波映射图。在完成调制信号到子载波的映射后，对所有下行时隙的时频网格进行N_fft点快速傅立叶反变换，产生一个符号长度的下行基本时域信号。假定数字采样率是fs，那么每一符号的基本时域信号长度为T_s＝f_sN_fft，并且相邻子载波频率间距为1/T_s。然后再对每个符号进行循环延拓使符号加长为(1+α)T_s。第i个用户终端，对接收到的下行时隙信号进行N_fft点快速傅立叶变换，产生包含调制信号的时频网格。终端利用BTS中同一用户采用的子载波映射图，来解调接收到的时频网格的调制信号。终端可从下行控制消息获取子载波映射图，然后对接收到的调制信号进行符号检测，得到后面信道解码所需要的符号或比特信息。

图3显示的是上行信号传输方框图的基带模型。上行功能与下行功能相似。但是，需要通过控制消息将上行信号格式和子载波映射图从BTS发送到终端。终端接收到信号格式和子载波映射图后，将产生相应的上行信号。随着正常的同步，可能有一个以上终端同时发射上行信号。BTS应该能够利用各个终端对应的信号格式和子载波映射图，检测并解码出各自的消息。

对于上行和下行，调制信号的产生遵循通常的信号生成流程：对于第u个用户，原始比特流a_N ^u，...，a_N ^u首先进行扰码，得到b₁ ^u，...，b_N ^u，然后进行前向纠错控制编码得到编码比特流c₁ ^u，...，c_Q ^u对编码比特进行信道交织，交织器输出的d₁ ^u，...，d_Q ^u再转换成信道符号e₁ ^u，...，e_o ^u。此时，有两种可能的传输处理：一种如传统OFDMA系统的情况，直接将信道符号作为调制信号。根据预定的子载波映射图C_u，将信道符号e₁ ^u，...，e_o ^u映射到时频网格，C_u包括分配给该用户的时隙索引和子载波索引。假设矩阵X_dl代表所有下行时频网格，X_dl则是N_fft×N_sym维，N_fft是快速付氏变换的点数，N_sym是下行总符号数。信号产生的第一步是将符号映射到子载波上。

for    i＝1，...，N_u

$X_{\mathrm{dl}}\left(C_u\right)=[e_1^u,...,e_o^u]$

end

然后对X_dl的每一列进行快速付氏反变换(IFFT)并产生发射信号Y_dl。

for    i＝1，...，N_sym

Y_dl(:，t)＝IFFT(X_dl(:，t))

end

另外一个发送处理方案是，首先对e₁ ^u，...，e_o ^u进行码扩，生成调制信号f₁ ^u，...，f_p ^u，然后将f₁ ^u，...，f_p ^u映射到时频网格，得到的结果信号称为CS-OFDMA信号。

$[f_1^u,...,f_p^u]=[e_1^u,...,e_o^u]\·A$

for    i＝1，...，N_u

$X_{\mathrm{dl}}\left(C_u\right)=[f_1^u,...,f_o^u]$

end

for i＝1，...，N_sym

Y_dl(:，t)＝IFFT(X_dl(:，t))

end

这里A是码扩矩阵。

上行信号可用类似方法产生。对于常规的OFDMA系统，上行信号由下式给出

$X_{\mathrm{ul}}\left(C_u\right)=[e_1^u,...,e_o^u]$

for    i＝1，...，N_sym

Y_ul(:，t)＝IFFT(X_ul(:，t))

end

对于CS-OFDMA系统，上行信号由下式给出

$[f_1^u,...,f_p^u]=[e_1^u,...,e_o^u]\·A$

$X_{\mathrm{ul}}\left(C_u\right)=[f_1^u,...,f_o^u]$

for    i＝1，...，N_sym

Y_ul(:，t)＝IFFT(X_ul(:，t))

end

为了增加无线网络的频谱效率，通常希望信号传输和接收方案设计成所有相邻小区使用相同无线频率。这种频率方案的一个直接结果是引入了多小区干扰，并可能会严重削弱系统吞吐量。换句话说，图2和图3中FFT模块输出的接收到的调制信号，不仅包括有用信号，还包括来自其它小区的干扰信号。图4显示的是干扰几何模型，基站B1，B2，B3在带宽至少为B_scg的重叠频谱上运行。T1，T2和T3利用重叠频谱中的子载波与他们各自的BTS通信。如果所有三个终端分配的子载波集至少有部分重叠，当BTS B2与终端T2通信时，B2/T2还会生成对终端T1和终端T3的上下行干扰。如果所有三个终端分配的子载波集均没有重叠，则三方通信互不干扰；或者如果BTS或终端或者两者都配备多天线，通过在BTS或终端的接收机采用零陷算法，就能够减少干扰。

本发明的一个具体实施方式中，每个时隙的所有时频网格被分成多个子信道，每个子信道包括N_f子载波和N_t符号，子信道是最小的无线资源分配单位。优选的，N_f是参数r(r≥2)的倍数，除非有别的考虑，例如避免用直流子载波发射信号。N_f个子载波进一步被分成r组，每组包含N_f/r个子载波。每组中子载波的频率间隔足够大，可以在信号检测或信道译码后实现频率分集。一种优选的方式是，将第一组的N_f/r个子载波均匀扩展到预定的大小为B_scg的频率波段，这样该组中的子载波频率间隔就是B_scg·r/N_f的倍数，第二组的子载波通过将第一组的所有子载波下移d个子载波得到，第三组的子载波通过将第二组的所有子载波下移d·2个子载波得到，其余组依此类推。优选的，任何子信道的所有子载波的频谱范围限制在一个预定的B_scg值内。一种优选的B_scg值为1MHz。有两个优选的子信道-子载波分配方案，在图5(a)中显示为N_f＝4，r＝2和d＝2；(b)中显示为N_f＝4，r＝2和d＝1。所有扇区使用相同的子信道-子载波分配方案，这样，无论干扰规避或干扰零陷都可容易的实现。

对于多个相邻扇区在重叠频谱波段上运行的配置，一种优选的方式是让重叠的频谱的大小是B_scg的倍数。图7显示的是一个这样的频谱分配例子。在图7的(a)部分，三个扇区的5个子波段重叠，在图7的(b)部分，B1和B2的三个波段重叠，B2和B3的四个子波段重叠，B1和B3的两个子波段重叠。

为了有效的抑制干扰，将开启观测窗口以了解干扰的时间/频率/空间特性。每个观测窗口占据了一个子载波的一个符号时间。观测窗口不传送能量。每个子信道定义一个或多个观测窗口。每个子信道的观测窗口的相对位置取决于子信道索引和扇区索引。对于定义了观测窗口的子信道，两种优选的邻小区子信道-子载波分配方案如图6示意。在图6(a)中参数为N_f＝4，r＝2，d＝2，在图6(b)中参数为N_f＝4，r＝2和d＝1。每个方案中，每个子信道定义两个观测窗口。观测窗口的位置由一个数字对决定，分别代表分配给子信道的时频网格集中的相对子载波位置和符号位置，如图6(a)所示，扇区1的第1个子信道具有相对位置为(1，1)和(3，3)的观测窗口，扇区1的第2个子信道具有相对位置为(2，1)和(4，3)的观测窗口。扇区1的第3个子信道具有相对位置为(1，1)和(3，3)的观测窗口。扇区1的第4个子信道具有相对位置为(2，1)和(4，3)的观测窗口。扇区2的子信道-子载波分配方案将仍然和扇区1一致。然而，为了使接收机观测到多小区干扰，扇区2的第i个子信道的观测窗口的相对位置将不同于扇区1的第i个子信道。具体地讲，扇区2的第1个子信道在相对位置(2，1)和(4，3)有观测窗口，扇区1的第2个子信道在相对位置(1，1)和(3，3)有观测窗口，扇区1的第3个子信道在相对位置(2，1)和(4，3)有观测窗口，扇区1的第4个子信道在相对位置(1，1)和(3，3)有观测窗口。图6(b)遵循相同的分配规则，分配给第j个扇区的第i个子信道的观测窗口的位置不能与第k个扇区的第i个子信道的观测窗口位置在时频网格上重叠，这里j≠k。

假设每个大小为B_scg的波段的子载波的总数量是N_bf，并且波段的总数量为N_band，则每个时隙中，子载波的总数为N_bf*N_band(为了简单起见，这里暂不考虑直流子载波和边缘子载波)，子信道的总数为N_sch＝N_bf*N_band/N_f。因此，每个波段中有N_{sch_band}＝N_bf/N_f的子信道。根据以上的分配方案，分配给第i个子信道的子载波索引由如下公式确定：

scgIndex(i)＝floor(i/N_{sch_band})

schIndex(i)＝i-scgIndex(i)·N_bf

gap＝N_bf/N_f·r

C_iu(k)＝k·gap+scgIndex(i)·N_bf+d·j+mod(schIndex(i)，d)+floor(schIndex/d)·d·r

k＝0，...，N_f/r

j＝0，...，r-1

这里，为第i个子信道分配的子载波索引集等于集合C_i ^j，j＝0，...，r-1的并集。为了方便起见，无线资源以子信道为单元来分配。因此将子信道索引集定义为分配方式。一旦为用户决定了分配的子信道方式S_u，相应的用户子载波方式C_u由如下公式确定：

$C_u=\underset{i\∈S..}{\mathrm{\∪}}\underset{i=0}{\overset{r-1}{\mathrm{\∪}}}{C}_i^j$

注意C_u与于扇区索引无关。一旦规定了每个时隙的子载波集，将根据图2和图3描述的过程生成信号。如果如图4和图5所示，相邻扇区之间有重叠的波段，终端和BTS接收的信号将可能包含有用信号和干扰信号。由于子信道-子载波映射方案是独立于扇区索引的，在接收信号通过FFT操作转换回频域后，第q个扇区的j信道的子载波将受到来自p扇区的j信道的相同子载波的干扰。P扇区的第m个天线，第k个子载波和第n个符号位置接收到的传输信号如下：

$X_m^p[k,n]=S_m^P[k,n]+J_m^q[k,n]+V_m^p[k,n]$

这里，S_m ^p[k，n]是p扇区的有用信号，J_m ^q[k，n]是来自q扇区的干扰，V_m ^p[k，n]是热噪声。如果在每个子信道中定义观测窗口，q扇区的第j个子信道的观测窗口位置不同于p扇区的第j个子信道的观测窗口位置，p扇区的接收机就可以利用观测窗口的信号观测到来自q扇区的干扰。

$Z_m^p[k,n]=J_m^q[k,n]+V_m^p[k,n]$

Z_m ^p[k，n]，m＝1，..，M因此包括干扰和噪声的空间特性。只要接收天线的数量M大于1，采用零陷算法就可以降低干扰。本发明的一个实例中，空间相关矩阵组成如下：

$R^p=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{Z}^p[k,n]Z^p{[k,n]}^{*}$

这里 $Z^p[k,n]={\left[Z_1^p\right[k,n],...,Z_M^P[k,n\left]\right]}^T$ 是一个向量。上面的公式中，用K个子载波和N个符号组成相关矩阵。基于相关矩阵计算零陷加权。这样做的一个方法如下：

w＝(R^p)^-1·s

这里s是有用信号的估计向量。为了有效的抑制干扰，需要能够区分有用信号和干扰的空间特性。另外也可以通过观测窗口以R^p捕获干扰的空间特性。用以上的子载波分配方案，可以降低干扰。图8说明了多小区干扰观测方法，图中仅显示了一个子载波和8个符号。p扇区和q扇区均定义一个符号作为发送信号的观测窗口，但是不同扇区的观测窗口的位置不同。假设信号同步到达接收机，那么p扇区的接收机通过p扇区的观测窗口，就能识别出q扇区的干扰。

同样的，使用这种传输方法也能减少由严重多径引起的自干扰。图9表示在多径信道接收到的信号。接收机与来自主径的强信号是同步的。然而，接收机还接收来自反射路径的信号，相对主路径的延迟时间为τ。如果τ大于OFDMA符号的T_cp，正交性将被破坏，来自反射路径的部分信号能量将泄漏进主路径的信号。观测窗口可以观测到泄漏，并且零陷算法可以抑制这种干扰。

在一个理想的信道中，如果给不同用户分配的子信道的集合不重叠，OFDMA系统将不存在多址干扰。然而，假如由严重多径引起的较大延迟扩展，高速移动引起的较大多普勒扩展，或者无线频率线路的非线性/相位噪声，来自载波间干扰的多址干扰不可避免，就可能严重削弱系统性能。通常的，载波间干扰随工作子载波和干扰子载波之间的频率间隔而衰落，间隔越大，载波间干扰越小。因此，将同一用户的工作子载波分配得相互相隔较远，同时将不同用户的工作子载波分配得相互间隔较近，是比较有利的。通过频率间隔来减少来自同一用户的载波间干扰，同时在观测窗口观测来自其它用户的载波间干扰的空时频特性并通过零陷算法加以抑制。图10给出一个例子，子载波分配和多天线结合处理能够减少载波间干扰，图10中的4个子载波是图6(a)显示的前4个子载波。给用户1分配子信道1，其子载波为1和3；给用户2分配子信道2，其子载波为2和4。由于分配给任意用户的子载波彼此不相邻，可以避免自干扰。另一方面，来自相邻子载波的载波间干扰由其它用户产生，在大多数情况下，考虑到用户的空间特性是不同的，这种干扰可以利用自适应阵列处理加以抑制。

图11是根据本发明实施方式的用户信号产生及相应的干扰抑制的装置的示意图。如图所示，该装置包括消息调制单元、子信道分配单元、用户信道分配单元、调制信号映射单元、IFFT发送单元、FFT接收单元、逆映射单元、干扰抑制单元、解调单元。上述单元可以通过所有能够完成相应计算的软件模块或硬件逻辑模块实现。

消息调制单元，对要发送的用户消息进行前向纠错控制编码和比特置换，并基于指定的调制方案将置换后的比特转换成信道符号向量，将符号向量作为用户调制信号。优选的，消息调制单元还包括一个转换矩阵模块，用于将每个信道符号向量与转换矩阵相乘，再将相乘后得到的符号向量作为调制信号。

子信道分配单元，将每个时隙的所有时频网格分成多个子信道，并按照如下方式设计子信道：每个子信道包括N_f个时间上重叠的子载波，N_f≥4，将每个子信道的N_f个子载波分成r组，r≥1，每组包括N_f/r个子载波；每个子信道的第d组的N_f/r个子载波均匀分布，其中第i个子载波和第(i+1)个子载波之间的频率间隔为 $k_i^d-k_{(i+1)}^d=p,$ 这里k_i ^d为整数，表示第d组中的第i个子载波在整个频谱波段中的频率位置；每个子信道的第d组和第(d+1)组的第i个子载波的频率间隔等于 $k_i^d-d_i^{d+1}=q,$ q＜p。优选的，q＝2，r＞1。

用户信道分配单元，为该用户分配一个时频网格集，该集合是一个或多个子信道的并集，根据要发送的消息的大小决定子信道的数量。优选的，分配后的时频网格集中，不存在分别属于不同的子信道的两个相邻子载波。

调制信号映射单元，将用户调制信号映射到分配的时频网格集，并在每个子信道的一个或多个时频网格中插入空信号，生成用户频域信号。优选的，在用户信道分配单元中，不同扇区的基站和终端的通信均采用相同的子信道对时频网格的划分；同时在调制信号映射单元中，每个子信道的空信号的位置也不同。

IFFT发送单元，对用户频域信号进行快速傅立叶反变换，生成用户时域信号并发送。

FFT接收单元，安装于每一个接收天线中，用于接收用户时域信号，并对接收到的用户时域信号进行快速傅立叶变换，生成用户频域信号。

逆映射单元，安装于每一个接收天线中，用于基于分配的时频网格集对快速傅立叶变换后的信号进行逆映射，得到用户接收调制信号。

干扰抑制单元，利用多个天线接收的每一子信道的空信号学习干扰的空间和时频特性，并基于每一分配的子信道，将每个接收天线得到的用户接收调制信号进行合并达到干扰抑制。

解调单元，对合并后的用户接收调制信号进行解调得到用户信息。

Claims (15)

1.一种OFDMA智能天线系统的用户信号产生及干扰抑制方法，由多个基站和多个终端构成的OFDMA智能天线通信系统中，用户通过终端与基站通信，在OFDMA接入方式中，无线资源划分成二维时频网格，其特征在于，包括：

a.基于要发送的用户消息生成该用户的调制信号；

b.将每个时隙的所有时频网格分成多个子信道，每个子信道包括N_f个时间上重叠的子载波，N_f≥4，并将子信道设计为该N_f个子载波中，相邻子载波的频率间隔的最大值是相邻子载波的频率间隔的最小值的三倍或三倍以上；

c.为该用户分配一个时频网格集，该集合是一个或多个子信道的并集，根据要发送的消息的大小决定子信道的数量，并按照最佳分配准则选择子信道的位置以减小干扰；

d.将用户调制信号映射到分配的时频网格集，生成用户频域信号；

e.对用户频域信号进行快速傅立叶反变换，生成用户时域信号并发送；

f.对接收到的用户时域信号依次进行快速傅立叶变换和基于分配的时频网格集的逆映射，得到用户接收调制信号；

g.对用户接收调制信号进行解调得到用户信息。

2.权利要求1所述的方法，其特征在于步骤a，调制信号的产生包括以下步骤：

a1.对要发送的消息进行前向纠错控制编码；

a2.对编码后的比特进行比特置换；

a3.基于指定的调制方案将置换后的比特转换成信道符号向量，并且将每个信道符号向量与转换矩阵相乘，再将相乘后得到的符号向量作为调制信号。

3.权利要求1所述的方法，其特征在于步骤b，按照如下方式设计子信道：

3.1.将每个子信道的N_f个子载波分成r组，r＞1，每组包括N_f/r个子载波；

3.2.每个子信道的第d组的N_f/r个子载波均匀分布，其中第i个子载波和第(i+1)个子载波之间的频率间隔为

这里

为整数，表示第d组中的第i个子载波在整个频谱波段中的频率位置；

3.3.每个子信道的第d组和第(d+1)组的第i个子载波的频率间隔等于

q＜p。

4.权利要求1所述的方法，其特征在于步骤c，所述的最佳分配准则是，分配后的时频网格集中，不存在分别属于不同的子信道的两个相邻子载波。

5.权利要求1所述的方法，其特征在于，对于配备多个接收天线的系统，步骤d中，进一步的在每个子信道的一个或多个时频网格中插入空信号，生成用户频域信号；步骤f中，利用多个天线接收的每一子信道的空信号学习干扰的空间和时频特性，将每个接收天线得到的用户接收调制信号进行合并达到干扰抑制。

6.权利要求3所述的方法，其特征在于，所述的子信道有两个参数：q＝2，r＞1。

7.权利要求5所述的方法，其特征在于：步骤b中，不同扇区的基站和终端的通信均采用相同的子信道对时频网格的划分；同时，步骤d中，对于相邻扇区，每个子信道的空信号的位置也不同。

8.权利要求5所述的方法，其特征在于，利用多个天线接收的每一子信道的空信号构成空间相关矩阵。

9.一种OFDMA智能天线系统的用户信号产生及干扰抑制的装置，由多个基站和多个终端构成的OFDMA智能天线通信系统中，用户通过终端与基站通信，在OFDMA接入方式中，无线资源划分成二维时频网格，该装置包括：

消息调制单元，对要发送的用户消息进行前向纠错控制编码和比特置换，并基于指定的调制方案将置换后的比特转换成信道符号向量，将符号向量作为用户调制信号；

子信道分配单元，将每个时隙的所有时频网格分成多个子信道，每个子信道包括N_f个时间上重叠的子载波，N_f≥4，并合理设计子信道使得该N_f个子载波中，相邻子载波的频率间隔的最大值是相邻子载波的频率间隔的最小值的三倍或三倍以上；

用户信道分配单元，为该用户分配一个时频网格集，该集合是一个或多个子信道的并集，根据要发送的消息的大小决定子信道的数量，并按照最佳分配准则选择子信道的位置以减小干扰；

调制信号映射单元，将用户调制信号映射到分配的时频网格集，并在每个子信道的一个或多个时频网格中插入空信号，生成用户频域信号；

IFFT发送单元，对用户频域信号进行快速傅立叶反变换，生成用户时域信号并发送；

FFT接收单元，安装于每一个接收天线中，用于接收用户时域信号，并对接收到的用户频域信号进行快速傅立叶变换；

逆映射单元，安装于每一个接收天线中，用于基于分配的时频网格集对快速傅立叶变换后的信号进行逆映射，得到用户接收调制信号；

干扰抑制单元，利用多个天线接收的每一子信道的空信号学习干扰的空间和时频特性，并基于每一分配的子信道，将每个接收天线得到的用户接收调制信号进行合并达到干扰抑制；

解调单元，对合并后的用户接收调制信号进行解调得到用户信息。

10.权利要求9所述的装置，其特征在于，所述的消息调制单元还包括一个转换矩阵模块，用于将每个信道符号向量与转换矩阵相乘，再将相乘后得到的符号向量作为调制信号。

11.权利要求9所述的装置，其特征在于，所述的子信道分配单元，按照如下方式设计子信道：将每个子信道的N_f个子载波分成r组，r＞1，每组包括N_f/r个子载波；每个子信道的第d组的N_f/r个子载波均匀分布，其中第i个子载波和第(i+1)个子载波之间的频率间隔为

这里

为整数，表示第d组中的第i个子载波在整个频谱波段中的频率位置；每个子信道的第d组和第(d+1)组的第i个子载波的频率间隔等于

q＜p。

12.权利要求9所述的装置，其特征于用户信道分配单元，所述的最佳分配准则是，为用户分配的时频网格集中，不存在分别属于不同的子信道的两个相邻子载波。

13.权利要求9所述的装置，其特征于，所述的用户信道分配单元，不同扇区的基站和终端的通信均采用相同的子信道对时频网格的划分；同时，所述的调制信号映射单元，对于相邻扇区，每个子信道的空信号的位置也不同。

14.权利要求9所述的装置，其特征在于干扰抑制单元，利用多天线接收的每一子信道的空信号构成空间相关矩阵。

15.权利要求11所述的装置，其特征在于，所述的子信道有两个参数：q＝2，r＞1。

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