CN101383631B - Td-scdma终端的频偏估计与补偿方法 - Google Patents

Abstract

一种TD-SCDMA终端的频偏估计与补偿方法，接收信号模数转换后，在数字域进行频偏估计与补偿；发送信号在送入数模转换之前，在数字域先进行频率预偏置；其中：接收信号转换为数字信号后，首先与载波数控振荡器产生的本地频率混频，混频后的信号经频偏估计器估计出残余的频偏信号；将该频偏信号经载波数控振荡器内的复数乘法器和复数寄存器转换成随时间增长的本地载波信号；本地载波信号与接收信号相乘，如此构成一个环路。随着环路的收敛，频率偏差最后就会收敛到期望的误差以内。同时，本发明将该频率锁相环路与采样时钟调整环路绞合在一起，使得该算法能容忍一定的采样频率偏差。

Description

TD-SCDMA终端的频偏估计与补偿方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，特别是一种TD-SCDMA终端的频偏估计与补偿方法。

背景技术

TD-SCDMA(时分双工-同步码分多址移动通信系统)是由中国提出的一种第三代移动通信标准，为世界三大标准之一。目前，TD-SCDMA在中国即将走向应用，有关TD-SCDMA的研究正如火如荼。

由于多普勒现象和晶振的不稳定性，任何通信系统的接收信号中心频率和本地振荡频率都存在一个频率偏差。因此必须予以矫正。一般的矫正电路使得本地振荡频率准确地跟踪接收信号频率，称之为自动频率跟踪电路。自动频率跟踪可以在模拟域实现，也可以在数字域实现。随着数字信号处理技术的发展，现代接收机以数字实现为主。TD-SCDMA系统也是一样，终端接收机也必须进行自动频率跟踪。此外，由于TD-SCDMA的基站同时接收多个移动终端的信号，他们的频率偏差各不相同，无法估计与矫正。因此，各终端用户在发送信号前，应对发送频率做一个预偏置，使得各用户信号不但到达基站的时间相同，各用户信号到达基站的频率也相同。本发明提供一种数字域的下行频率估计算法，并将该算法用在锁相环路当中，对接收信号进行频率补偿。并且，估计出来的下行频率偏差，同时用于对上行频率进行预偏置。

发明内容

本发明的目的在于提供一种TD-SCDMA终端的频偏估计与补偿方法。

为实现上述目的，本发明提供的TD-SCDMA终端的频偏估计与补偿方法，接收信号模数转换后，在数字域进行频偏估计与补偿；发送信号在送入数模转换之前，在数字域先进行频率预偏置；其中：

接收信号转换为数字信号后，首先与载波数控振荡器(Carrier NCO)产生的本地频率混频，混频后的信号经频偏估计器(Frequency OffsetEstimator)估计出残余的频偏信号；

将该频偏信号经载波数控振荡器(Carrier NCO)内的查找表、复数乘法器和复数寄存器(Register)转换成随时间增长的本地载波信号；

本地载波信号与接收信号相乘，如此构成一个环路。

所述的频偏估计与补偿方法，其中，残余的频偏信号

的估计，是将接收信号进行下行帧同步获得所用的下行同步码s(n)和其位置后，再将接收信号与下行同步码s(n)的复共轭对齐相乘，得y⁰(n)；将下行同步码s(n)延迟一个码片后得s(n-1)，将s(n-1)的复共轭与接收信号相乘，得y¹(n)；如此得到y²(n)、y³(n)、…、y^L-1(n)；其中L为多径的延迟长度；

根据公式1：

${\hat{R}}^i\left(k\right)=\frac{1}{N-K}\underset{n=k+1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{y}^i\left(n\right)y^{i^{*}}(n-k),$ i＝0，1，…，L-1    (式1)

计算出各yⁱ(n)，i＝0，1，…，L-1的延迟相关

k＝1，2，…，M；

M为正整数；N为下行同步码的长度；

将各

i＝0，1，…，L-1相加： $\hat{R}\left(k\right)=\widehat{R^0}\left(k\right)+\widehat{R^1}\left(k\right)+...+\widehat{R^{L-1}}\left(k\right),$ 用公式3

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=\frac{1}{\mathrm{\π}{T}_c(M+1)}\arg \left\{\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\hat{R}\left(k\right)\right\}$ (式3)

T_c为频率估计处的采样间隔时间，即一个码片周期，

计算出残余的频偏信号。

所述的频偏估计与补偿方法，其中，M取N/2。

所述的频偏估计与补偿方法，其中，频偏信号经过低通滤波器后进入载波数控振荡器。

所述的频偏估计与补偿方法，其中，频偏信号经载波数控振荡器转换时，该载波数控振荡器通过查找表将该频偏信号转换成本地载波增量信号。

所述的频偏估计与补偿方法，其中，数控振荡器内复数寄存器中的数据与本地载波增量信号相乘后的结果，在下一个时钟存入复数寄存器。

所述的频偏估计与补偿方法，其中，接收信号在一个6MHz左右的时钟下进行采样；

采样后的数字信号首先送入一个内插器(Interpolator)，该内插器在采样数控振荡器(Sampling NCO)的控制下以四倍的码片速率输出；输出信号与载波数控振荡器(Carrier NCO)输出的载波经乘法器相乘，然后送入平方根升余弦滤波器(SRRC)；

该乘法器和平方根升余弦滤波器均以四倍的码片速率工作，平方根升余弦滤波器的输出一路送入定时偏差检测(TED)电路检测采样时钟偏差，形成采样时钟跟踪环路；另一路按照与定时偏差检测电路相同的时间零点，对平方根升余弦滤波器的输出进行抽取，抽取到一个码片一个采样；

频偏信号经式3

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=\frac{1}{\mathrm{\π}{T}_c(M+1)}\arg \left\{\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\hat{R}\left(k\right)\right\}$ (式3)

其中T_c为码片周期，M是一个正整数，

是各yⁱ(n)，i＝0，1，…，L-1的延迟相关，k＝1、2、……、M。

所述的频偏估计与补偿方法，其中，采样时钟跟踪环路和频率估计与跟踪环路结合在一起，频偏估计可以在一个数字信号处理器(DSP)内完成。

附图说明

图1是说明TD-SCDMA的下行频率补偿与上行频率预偏置的原理图。

图2是接收频率跟踪锁相环路的原理框图。

图3是频偏估计的算法流程图。

图4是采样时钟跟踪环路和频偏估计与补偿环路的结合框图。

图5是说明采样时钟跟踪环路和频偏估计与补偿环路结合框图具体实现时的软硬件划分。

具体实施方式

下面结合附图对本发明提供的频偏估计与补偿方法作描述。

如图1所示，下行频率的补偿与上行频率的偏置都在数字域进行。设估计出来的频偏为Δf，则下行采用载波

(T为频率补偿处的采样间隔时间)进行频率补偿，上行采用载波进行频率预偏置。上/下行的频率变换在数模/模数转换和升余弦滤波之间进行。

下行频率的跟踪在一个锁相环路中进行。如图2所示，接收的数字信号r(n)首先与载波数控振荡器(N.C.O)产生的本地频率

混频。混频后的信号送进一个频偏估计器(Frequency Offset Estimator)估计出残余的频偏该频偏经过一个低通滤波(L.P.F)后，得到

送进本地载波数控振荡器。载波数控振荡器首先通过一个查找表(L.U.T)，将频偏信号转换成载波相位增长信号该相位增长信号通过一个复数乘法器，一个复数寄存器转(Register)换成随时间增长的本地载波

本地载波又与接收信号r(n)相乘。如此构成一个环路。

图2中的频偏估计器(Frequency Offset Estimator)的估计算法流程如图3所示。首先，接收信号进行下行帧同步，同步后就能获得所用的下行同步码s(n)和其位置。将接收信号r(n)与下行同步码s(n)的复共轭对齐相乘，得y⁰(n)。将下行同步码延迟一个码片后得s(n-1)，将s(n-1)的复共轭与接收信号r(n)相乘，得y¹(n)。如此等等，可以得到y²(n)，y³(n)，…，y^L-1(n)。这里L是指多径的延迟长度。根据公式1

${\hat{R}}^i\left(k\right)=\frac{1}{N-K}\underset{n=k+1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{y}^i\left(n\right)y^{i^{*}}(n-k),$ i＝0，1，…，L-1(式1)

可计算出各yⁱn)，i＝0，1，…，L-1的延迟相关k＝1，2，…，M。这里M是一个正整数，通常取

N为下行同步码的长度。获得各

i＝0，1，…，L-1后，按公式2相加，

$\hat{R}\left(k\right)=\widehat{R^0}\left(k\right)+\widehat{R^1}\left(k\right)+...+\widehat{R^{L-1}}\left(k\right)$ (式2)

然后，利用公式3

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=\frac{1}{\mathrm{\π}{T}_c(M+1)}\arg \left\{\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\hat{R}\left(k\right)\right\}$ (式3)

T_c为频率估计处的采样间隔时间，即一个码片周期，

即可计算出残余的频偏。

实际实施时，必须把采样时钟跟踪电路和频偏估计与补偿环路绞合在一起。如图4所示。接收的模拟信号在一个自由振荡的时钟下进行采样。采样后的数字信号首先送入一个内插器(Interpolator)，该内插器在采样时钟数控振荡器(Sampling NCO)的控制下以四倍的码片速率输出。这些输出信号与载波数控振荡器(Carrier NCO)输出的载波相乘，然后送入一个平方根升余弦滤波器(SRRC)。该乘法器和平方根升余弦滤波器均以四倍的码片速率工作。平方根升余弦滤波器的输出一方面送入一个定时偏差检测(TED)电路去检测采样时钟偏差，形成采样时钟跟踪环路；另一方面按照与定时偏差检测环路相同的时间零点，对平方根升余弦滤波器的输出进行抽取，抽取到一个码片一个采样。这些抽取后的采样，送入频偏估计器(Freq.Estimate)估计出频偏并进行滤波、通过查找表，输出本地载波增量信号。该本地载波增量信号送入载波数控振荡器，形成随时间增长的载波信号。该载波信号又与内插器的插值输出相乘，如此形成一个环路。注意，环路中频偏估计是按照一个码片一个采样所得，而频率纠正是按照一个码片四个采样进行，中间需要一个转换。

具体转换方式是在载波数控振荡器(N.C.O)的查找表(L.U.T)设计时，查找表(L.U.T)输入式3的输出的本地载波信号

中的T取

图5表示，频偏估计可以在软件中，由一个数字信号处理器(DSP)完成。其他部分由硬线逻辑的专用集成电路(ASIC)完成。

Claims (8)

1.一种TD-SCDMA终端的频偏估计与补偿方法，接收信号模数转换后，在数字域进行频偏估计与补偿；发送信号在送入数模转换之前，在数字域先进行频率预偏置；其中：

接收信号转换为数字信号后，首先与载波数控振荡器产生的本地频率混频，混频后的信号经频偏估计器估计出残余的频偏信号；

将该频偏信号经载波数控振荡器内的查找表、复数乘法器和复数寄存器转换成随时间增长的本地载波信号；

本地载波信号与接收信号相乘，如此构成一个环路。

2.根据权利要求1所述的频偏估计与补偿方法，其中，残余的频偏信号

的估计，是将接收信号进行下行帧同步获得所用的下行同步码s(n)和其位置后，再将接收信号与下行同步码s(n)的复共轭对齐相乘，得y⁰(n)；将下行同步码s(n)延迟一个码片后得s(n-1)，将s(n-1)的复共轭与接收信号相乘，得y¹(n)；如此得到y²(n)、y³(n)、...、y^L-1(n)；其中L为多径的延迟长度；

根据公式1：

${\hat{R}}^i\left(k\right)=\frac{1}{N-K}\underset{n=k+1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{y}^i\left(n\right)y^{i^{*}}(n-k),$ i＝0，1，…，L-1    (式1)

计算出各yⁱ(n)，i＝0，1，…，L-1的延迟相关

k＝1，2，…，M；

M为正整数；N为下行同步码的长度；

将各

i＝0，1，…，L-1相加： $\hat{R}\left(k\right)=\widehat{R^0}\left(k\right)+\widehat{R^1}\left(k\right)+...+\widehat{R^{L-1}}\left(k\right),$ 用公式3

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=\frac{1}{\mathrm{\π}{T}_c(M+1)}\arg \left\{\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\hat{R}\left(k\right)\right\}$ (式3)

式3中，T_c为码片周期；

计算出残余的频偏信号。

3.根据权利要求2所述的频偏估计与补偿方法，其中，M取N/2。

4.根据权利要求1所述的频偏估计与补偿方法，其中，频偏信号经过低通滤波器后进入载波数控振荡器。

5.根据权利要求1所述的频偏估计与补偿方法，其中，频偏信号经载波数控振荡器转换时，该载波数控振荡器通过查找表将该频偏信号转换成本地载波增量信号。

6.根据权利要求5所述的频偏估计与补偿方法，其中，载波数控振荡器内复数寄存器中的数据与本地载波增量信号相乘后的结果，在下一个时钟存入复数寄存器。

7.根据权利要求2所述的频偏估计与补偿方法，其中，接收信号在6MHz的时钟下进行采样；

采样后的数字信号首先送入一个内插器，该内插器在采样数控振荡器的控制下以四倍的码片速率输出；输出信号与载波数控振荡器输出的载波经乘法器相乘，然后送入平方根升余弦滤波器；

该乘法器和平方根升余弦滤波器均以四倍的码片速率工作，平方根升余弦滤波器的输出一路送入定时偏差检测电路检测采样时钟偏差，形成采样时钟跟踪环路；另一路按照与定时偏差检测电路相同的时间零点，对平方根升余弦滤波器的输出进行抽取，抽取到一个码片一个采样；

频偏信号经式3计算：

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=\frac{1}{\mathrm{\π}{T}_c(M+1)}\arg \left\{\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\hat{R}\left(k\right)\right\}$ (式3)

其中T_c为码片周期。

8.根据权利要求7所述的频偏估计与补偿方法，其中，采样时钟跟踪环路和频率估计与跟踪环路结合在一起，频偏估计在一个数字信号处理器内完成。

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