CN101288001A - 距离测定装置和距离测定方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供与利用驻波的距离测定装置同样，具有称为“构成简单”、“能够近距离测定”、“测定误差小”的特征的距离测定装置和距离测定方法。该距离测定装置包括：输出在特定的带宽内具有不同的多个频率成分的信号的信号源(1)、将信号作为波动进行发送的发送部(2)、检测发送的行波VT和由上述测定对象物(6)反射行波VT产生的反射波VRk的混合波VC的混合波检测部(3)、分析检测出的混合波VC的频率成分的频率成分分析部(4)、和通过对分析过的数据进行频谱解析求得距离频谱，计算到测定对象物(6)的距离的距离计算部(5)。

Description

距离测定装置和距离测定方法

技术领域

本专利申请的发明涉及距离测定装置和距离测定方法，更详细的是，涉及检测从信号源输出的行波和由测定对象物反射行波后产生的反射波的混合波，测定到测定对象物的距离的距离测定装置和距离测定方法。

背景技术

在现有技术中，作为利用电波的距离测定装置，脉冲雷达(パルスレ一ダ)，FMCW雷达等的雷达是众所周知的。

脉冲雷达，通过发送脉冲信号并测量到该脉冲信号被测定对象物反射而返回的时间，求得到测定对象物的距离。另外，FMCW雷达，发送频率扫描的连续波从发送信号和反射信号的频率差测定到测定对象物的距离。此外，也存在频谱扩散雷达和编码化脉冲雷达等的雷达，但它们与脉冲雷达同样，根据到测定对象物的信号的往返时间测定距离。

但是，上述雷达基本上是测量到测定对象物的信号的往返时间，因为在数十m以内分辨能力不够，所以要测定数十m以内的近距离是困难的。另外，在FMCW雷达中，由于是从发送信号和反射信号的频率差测定到测定对象物的距离，所以存在着需要发送信号的频率变化是线性的，或发送信号泄漏到接收侧发生“False Target(伪目标)”那样的问题，需要按照满足频率变化的线性需求的方式正确地输出发送信号，为了防止发生“False Target”需要以发送信号不泄漏到接收侧的方式分离发送接收侧的天线等，所以，要实现简易的构造是困难的。

这里，存在下述的距离测定装置，即，当从电磁波发生源向测定对象物发送只具有一个频率成分的电磁波作为行波时，如果存在来自测定对象物的反射(反射波)则发生驻波，基于这样的考虑，如图23所示，在呈阶段状地切换频率的同时将只具有一个频率成分的电磁波发送到测定对象物，检测由于该发送波与由测定对象物反射的反射波的干涉而发生的驻波，根据计算该驻波振幅的变动周期后的结果，求得检测点和测定对象物的距离(请参照专利文献1)。

在专利文献1记载的距离测定装置中，因为检测的是驻波，并且该驻波是由只具有一个频率成分的行波与行波被测定对象物反射后的反射波发生干涉而产生的，所以，不存在如FMCW雷达等那样的特意使得发送信号不泄漏到接收侧的必要性，从而能够实现简易的构造。另外，与脉冲雷达和FMCW雷达等的其它雷达比较，即便是近距离测定也可以高精度地进行测定。

但是，专利文献1记载的距离测定装置，在测定对象物和距离测定装置的移动速度比较慢，能够忽视测量时间内的移动距离时是有效的，但是当测定对象物和距离测定装置的移动速度快，不能够忽视测量时间内的移动距离时，由于多普勒效应(ドツプラ一効果)要得到正确的测定值是困难的。

因此，存在着下述的距离测定装置，即，为了即便对移动的测定对象物也能够正确地测定距离，按照预定的阶段频率使得具有一个频率成分的信号的频率增加、减少，将该信号作为行波进行发送，检测由于该行波与被测定对象物反射的反射波发生干涉而产生的驻波的振幅，计算与检测出的振幅对应的信号，求得检测点和测定对象物的距离(例如，请参照专利文献2，非专利文献1)。

专利文献2和非专利文献1记载的距离测定装置，通过计算按照预定的阶段频率增加、减少频率后的行波及其反射波的干涉而产生的驻波的振幅对应的信号，能够同时测量检测点与测定对象物的距离以及与测定对象物的相对速度。另外，因为与专利文献1记载的距离测定装置同样用驻波求得检测点和测定对象物的距离，所以作为距离测定装置能够实现简易的构造。

在专利文献2和非专利文献1记载的距离测定装置中，当测定对象物为1个时，能够高精度地测定到测定对象物的距离和相对速度。但是，当测定对象物为多个，测定对象物之间的距离接近，速度差大时，不能够唯一地决定各测定对象物的距离，而会得到错误的测定结果。

另外，在上述专利文献1，2和非专利文献1中记载的利用驻波的距离测定装置中，从信号源输出的信号，如图23所示，按照在Δt期间输出特定带宽内的频率f_a的信号(波动)，此后在Δt期间输出频率f_a+Δf的信号的方式，呈阶段(ステツプ)状地切换频率。从天线等的发送器发送从信号源输出的信号，被测定对象物反射而作为反射波返回(到达)检测点。这时，如果频率f_a的行波和与频率f_a的行波对应的反射波在检测点发生干涉(重合)则产生驻波。即，在从输出频率f_a的行波开始，直到与该频率f_a对应的反射波到达检测点为止不发生驻波，为了发生驻波，从开始输出频率f_a的行波，到该频率的行波被测定对象物反射，反射波到达检测点用的时间是必需的。

所以，频率切换的时间间隔Δt不能够比从频率变化开始到生成驻波为止的时间小。因此，利用驻波的距离测定装置，从取得的信号电平和频率的关系算出距离频谱(スペクトル)得到到测定对象物的距离，但是当测定对象物以相对速度v移动时，由于多普勒效应距离频谱的峰值偏移，如图24所示，发生v·Δt/Δf·f₀的测定误差。

专利文献1：日本特开2002-357656号专利公报

专利文献2：日本特开2004-325085号专利公报

非专利文献1：“使用能够测定移动体的位置和速度的驻波的近距离高分辨率雷达”，藤森新五，上保彻志，入谷忠光，电子信息通信学会论文集，vol.J87-B，no.3，pp.437-445，March 2004

发明内容

本发明就是鉴于上述有关问题提出的，本发明的目的是提供与利用驻波的距离测定装置同样，具有称为“构成简单”、“能够近距离测定”、“测定误差小”的特征，并且在实用上不受由多普勒效应产生的影响的距离测定装置和距离测定方法。

本专利申请的发明涉及的距离测定装置的特征在于，包括：输出在特定的带宽内具有不同的多个频率成分的信号的信号源；将上述信号作为波动进行发送的发送部；检测由从上述发送部发送的波动或从上述信号源输出的信号的任意一方构成的行波和从上述发送部发送的波动被上述测定对象物反射后的反射波的混合波的混合波检测部；分析由上述混合波检测部检测出的混合波的频率成分的频率成分分析部；和通过对由上述频率成分分析部分析过的数据进行频谱解析求得距离频谱，计算到测定对象物的距离的距离计算部。

另外，本专利申请的发明涉及的距离测定方法的特征在于：将在特定的带宽内具有不同的多个频率成分的信号作为波动进行发送，检测由上述发送的波动或上述信号的任意一方构成的行波和上述发送的波动被测定对象物反射后的反射波的混合波，分析上述检测出的混合波的频率成分，通过对由频率成分分析分析过的数据进行频谱解析求得距离频谱，计算到测定对象物的距离。

从而，检测行波和反射波的混合波，根据该混合波计算到测定对象物的距离，故而不需要分离行波(发送信号)和反射波(接收信号)，能够简单地实现简易构造的距离测定装置。另外，在利用驻波的距离测定装置中，在切换频率后，直到与该频率对应的反射波返回到检测点不发生驻波，从而需要多阶段地切换频率，因此在原理上不能够高速地测定距离，但是不利用驻波的本专利申请的发明，没有频率切换的概念，因此原理上不存在频率切换需要的时间，与利用驻波的距离测定装置比较能够高速地进行距离测定。

优选，上述信号源包括，多个振荡出各不相同的单一频率成分的单一频率振荡器、和对从上述多个单一频率振荡器振荡出的信号进行合成的加法器。

另外，也优选，上述信号源包括振荡出单一频率成分的单一频率振荡器、和对从上述单一频率振荡器振荡出的信号进行调制的调制器。

也优选，上述信号源由输出上述特定的带宽内的频率成分的噪声源构成。

另外，也优选，上述频率成分分析部包括，将由上述混合波检测部检测出的混合波变换成数字信号的AD变换器、和分析来自上述AD变换器的输出数据的频率成分并计算各频率成分的大小的信号处理装置。

另外，也优选，上述频率成分分析部包括，多个带通滤波器、和检测上述带通滤波器的输出电平的电平检测器。

也优选，上述距离计算部通过对由上述频率成分分析部分析过的数据进行傅里叶解析，计算距离频谱。

也优选，在不同位置备有多个上述混合波检测部；上述频率成分分析部对每个由上述混合波检测部检测出的混合波分析频率成分；上述距离计算部用得到的多个混合波的频率成分分析数据，计算距离频谱。

另外，本专利申请的发明涉及的其他的距离测定装置包括：输出按照任意的周期信号对特定频率的载波进行了频率调制的频率调制信号的信号源；将上述频率调制信号作为波动进行发送的发送部；检测由从上述发送部发送的波动或从上述信号源输出的频率调制信号的任意一方构成的行波和从上述发送部发送的波动被上述测定对象物反射后的反射波的混合波的混合波检测部；检测由上述混合波检测部检测出的混合波的振幅成分的振幅成分检测部；和通过对由上述振幅成分检测部检测出的振幅成分进行频谱解析求得距离频谱，计算到测定对象物的距离的距离计算部。

另外，本专利申请的发明涉及的距离测定方法为，将按照任意的周期信号对特定频率的载波进行了频率调制的信号作为波动进行发送，检测由上述发送的波动或上述频率调制后的信号的任意一方构成的行波和上述发送的波动被上述测定对象物反射后的反射波的混合波，对检测出的混合波的振幅成分进行检测，通过对上述振幅成分进行频谱解析求得距离频谱，测定到测定对象物的距离。

从而，检测行波和反射波的混合波，根据该混合波计算到测定对象物的距离，所以不需要按照使得行波(发送信号)不漏入到接收侧的方式分离发送接收侧的天线等，能够单纯地实现简易构造的距离测定装置。另外，在利用驻波的距离测定装置中，在切换频率后，直到与该频率对应的反射波返回到检测点不发生驻波，从而需要多阶段地切换频率，因此在原理上不能够高速地测定距离，但是不利用驻波的本专利申请的发明，没有频率切换的概念，因此原理上不存在频率切换需要的时间，与利用驻波的距离测定装置比较能够高速地进行距离测定。

另外，也可以是，上述距离计算部通过对由上述振幅成分检测部检测出的振幅成分进行傅里叶解析，计算距离频谱。

也优选，在不同位置备有多个上述混合波检测部；上述振幅成分检测部对每个由上述混合波检测部检测出的混合波检测振幅成分；上述距离计算部用得到的多个混合波的振幅成分数据，计算距离频谱。

另外，本专利申请的发明涉及的其他的距离测定装置包括：输出按照由第一调制信号预先频率调制过的第二调制信号对特定频率的载波进行了双重频率调制得到的双重调制信号的信号源；将上述双重调制信号作为波动进行发送的发送部；检测由从上述发送部发送的波动或从上述信号源输出的双重调制信号的任意一方构成的行波和从上述发送部发送的波动被上述测定对象物反射后的反射波的混合波的混合波检测部；检测由上述混合波检测部检测出的混合波的振幅成分的振幅成分检测部；从由上述振幅成分检测部检测出的振幅成分选择特定的1个频率成分的单一频率选择部；检测由上述单一频率选择部得到的信号电平的信号电平检测部；和从由上述信号电平检测部得到的信号电平计算到测定对象物的距离的距离计算部。

另外，本专利申请的发明涉及的距离测定方法为，将按照由第一调制信号预先频率调制过的第二调制信号对特定频率的载波进行了双重频率调制得到的双重调制信号作为波动进行发送，检测由上述发送的波动或上述双重调制信号的任意一方构成的行波和从上述发送部发送的波动被测定对象物反射后的反射波的混合波，对检测出的混合波的频率成分进行检测，从上述振幅成分选择特定的1个频率成分，检测选择出的频率成分的信号电平，从上述信号电平测定到测定对象物的距离。

从而，检测行波和反射波的混合波，根据该混合波计算到测定对象物的距离，所以不需要分离行波(发送信号)和反射波(接收信号)，能够单纯地实现构造简易的距离测定装置。另外，在利用驻波的距离测定装置中，在切换频率后，直到与该频率对应的反射波返回到检测点为止不发生驻波，从而需要多阶段地切换频率，因此在原理上不能够高速地测定距离，但是不利用驻波的本专利申请的发明，没有频率切换的概念，因此原理上不存在频率切换需要的时间，与利用驻波的距离测定装置比较能够高速地进行距离测定。

也优选，上述信号源生成生成上述第一调制信号的第一调制信号、按照上述第一调制信号调制过的上述第二调制信号和上述载波的各个。

另外，也优选，上述信号源包括预先存储上述双重调制信号的双重调制信号存储模块。

另外，也优选，上述信号源包括预先存储上述第二调制信号的第二调制信号存储模块和生成上述载波的载波生成模块。

或者，也优选，上述第一调制信号是在特定的第一周期描绘阶段状增加或减少的波形的信号，上述第二调制信号是按照上述第一调制信号对比上述第一周期短的周期的锯齿波进行调制后的信号。

上述的本专利申请的发明涉及的距离测定装置和距离测定方法，因为检测行波和由测定对象物反射产生的反射波的混合波，所以不需要按照使得行波不漏入到接收用天线的方式进行，能够实现简易的构造，能够得到成本低并且尺寸小的距离测定装置。

另外，通过从具有不同的多个频率成分的行波和它的反射波的混合波求得距离频谱，能够从成为其大小的峰值的距离求得测定对象物和混合波检测部之间的距离。

当利用驻波测定到测定对象物的距离时，因为原理上不能够使频率切换时间比在切换行波的频率后产生驻波的时间短，所以受到多普勒效应的影响发生测定误差，但是在本专利申请的发明中因为原理上没有频率切换的概念，所以能够使观测时间缩短到几乎能够忽视多普勒效应的影响的程度，能够与测定对象物的移动速度和移动方向无关地测定正确的距离。

另外，在利用驻波的距离测定装置中，即便当测定有困难的多个测定对象物之间的距离接近，并且它们的速度差大时，也能够正确地测定各测定对象物的位置。

另外，因为在各个不同位置备有多个混合波检测部，从由多个混合波检测部检测出的多个混合波求得距离频谱，所以能够进行可靠性和精度更高的距离测定。

另外，因为当从信号源输出双重调制信号时，不需要使用能够高速地执行频谱解析的高成本的微处理器等，用包络线检波器，平方检波器，同步检波器，正交检波器，带通滤波器，匹配滤波器等装置构成信号处理器，检测距离频谱的大小(信号电平)，所以能够低成本地得到与使用微处理器等的信号处理器大致相同的处理速度的信号处理器。即，能够得到成本低并且信号处理速度快的距离测定装置。

附图说明

图1是说明第一实施方式的距离测定装置的概略的方框图。

图2是在第一实施方式中，进行模拟的距离测定装置的说明图。

图3是表示在第一实施方式中，距离10m，时速0km的测定对象物的距离测定的模拟结果的曲线图。

图4是表示在第一实施方式中，距离10m，时速+300km的测定对象物的距离测定的模拟结果的曲线图。

图5是表示在第一实施方式中，距离40m，时速-50km的测定对象物的距离测定的模拟结果的曲线图。

图6是表示在第一实施方式中，距离5m，时速+100km和距离12.5m，时速-300km的测定对象物的距离测定的模拟结果的曲线图。

图7是在第一实施方式中，备有多个混合波检测部的距离测定装置的说明图。

图8是说明第二实施方式的距离测定装置的概略的方框图。

图9是在第二实施方式中，进行模拟的距离测定装置的说明图。

图10是表示在第二实施方式中，距离10m，时速0km的测定对象物的距离测定的模拟结果的曲线图。

图11是表示在第二实施方式中，距离10m，时速+300km的测定对象物的距离测定的模拟结果的曲线图。

图12是表示在第二实施方式中，距离40m，时速-50km的测定对象物的距离测定的模拟结果的曲线图。

图13是表示在第二实施方式中，距离5m，时速+100km和距离12.5m，时速-300km的测定对象物的距离测定的模拟结果的曲线图。

图14是在第二实施方式中，备有多个混合波检测部的距离测定装置的说明图。

图15是说明第三实施方式的距离测定装置的概略的方框图。

图16是说明第三实施方式中的信号源的其他实施例的方框图。

图17是说明第二调制信号的波形的曲线图。

图18是说明第一调制信号的波形的曲线图。

图19是在第三实施方式中，使用正交检波器的距离测定装置的说明图。

图20是表示在第三实施方式中，在用正交检波器的距离测定装置中，距离12m和距离20m的测定对象物的距离测定的模拟结果的曲线图。

图21是在第三实施方式中，使用带通滤波器的距离测定装置的说明图。

图22是表示在第三实施方式中，在用带通滤波器的距离测定装置中，距离12m和距离20m的测定对象物的距离测定的模拟结果的曲线图。

图23是关于在利用驻波的距离测定装置中的信号源的频率的说明图。

图24是说明在利用驻波的距离测定装置中的多普勒效应的影响的图。

其中：

1.信号源

2.发送部

3.混合波检测部

4.频率成分分析部

5.距离计算部

6.测定对象物

7.信号处理器

8.降频变频器

8a.局部振荡器

8b.混频器(ミキサ)

9.信号源

9a.载波信号源

9b.调制信号源

10.振幅成分检测部

11.距离计算部

12.信号处理器

13.信号源

13a.载波信号源

13b.第二调制信号源

13c.第一调制信号源

13d.第二调制信号生成模块

13e.第二调制信号存储模块

13f.双重调制信号生成模块

13g.双重调制信号存储模块

14.信号处理器

15.振幅成分检测部

16.单一频率选择部

17.信号电平检测部

18.距离计算部

19.信号处理器

20.包络线检波器

21.正交检波器

22.电平检测器

23.距离计算部

24.信号处理器

25.振幅成分检测用包络线检波器

26.带通滤波器

27.信号电平检测用包络线检波器

28.距离计算部

具体实施方式

本专利申请的发明涉及的距离测定装置和距离测定方法，如图1、图8和图15所示，从发送部2发送从信号源1，9，13输出的信号作为波动，通过混合波检测部3不分离由测定对象物6反射该波动(行波V_T)后产生的反射波V_R而是将其作为混合波进行检测。

本专利申请的发明中的信号源输出在特定的带宽内具有不同的多个频率成分的信号，或者，输出按照任意的周期信号对特定频率的载波进行了频率调制后得到的频率调制信号，或者，输出按照由第一调制信号预先进行了频率调制后得到的第二调制信号对特定频率的载波进行了双重频率调制后得到的双重调制信号。即，从信号源1，9，13输出的信号通常是具有多个不同的频率成分的信号。

另外，本专利申请的发明中的行波是从发送部2发送的从信号源1，9，13输出的信号的波动，或者从信号源1，9，13输出的信号。即，本专利申请的发明中的行波通常是具有多个的频率成分的波动或信号(信号波)。另外，本专利申请的发明涉及的反射波通常是由测定对象物6反射具有多个频率成分的波动后产生的波动。

而且，本专利申请的发明中的混合波是混合(合成)了上述行波和上述反射波的波动。即，重合了具有多个频率成分的行波和具有多个频率成分的上述反射波的波动是本专利申请的发明中的混合波，不是表示重合具有单一频率成分的多个波动(波)后的波动。

在下面的实施例中，作为波动举出电磁波为例进行了说明，但是，光，音波，电流，在物质内转播的物质波等的波动也是本专利申请的发明中的波动。

此外，在上述专利文献1，2、非专利文献1等中记载着的利用驻波的距离测定装置中，从信号源输出的信号，如图23所示，是随时间阶段状地切换单一频率成分的频率的信号，通常不是如本专利申请的发明那样具有不同的多个频率成分的信号。另外，通过根据具有该单一频率成分的信号发送的行波和由测定对象物反射该单一频率成分的行波后产生的反射波的干涉而产生的波动的振幅成为不随时间变化但与空间上的位置有关而不同的值。具体地说，振幅成为相对位置的周期函数，将它称为驻波。

如本专利申请的发明那样，通过基于具有多个频率成分的信号的行波和反射波的干涉，空间上的位置和混合波的振幅的关系伴随时间的变化，成为与驻波不同的现象。

所以，本专利申请的发明涉及的距离测定装置利用与利用驻波的距离测定装置不同的物理现象，在原理上是不同的。

实施例1

下面，我们说明本专利申请的发明涉及的距离测定装置和距离测定方法的第一实施例的技术概要。

(技术概要1)

图1是用于说明本专利申请的发明涉及的距离测定装置的概略的说明图。本专利申请的发明涉及的距离测定装置，通过发送部2将从信号源1输出的信号(行波V_T)作为波动发送到测定对象物6，通过混合波检测部3检测由第k个测定对象物6反射产生的反射波V_Rk和行波V_T的混合波V_C，通过频率成分分析部4分析混合波的频率成分(a(f，x_s))，通过距离计算部5计算距离频谱R(x)，测定到测定对象物6的距离。

信号源1输出在特定的带宽内具有不同的多个频率成分的信号，通常输出包含2个以上的频率成分的信号。作为具体的例子，信号源1包括：多个振荡各个不同的单一频率成分的信号的单一频率振荡器；和合成从上述多个单一频率振荡器振荡产生的单一频率成分的信号的加法器，从信号源1通常输出具有2个以上的频率成分的信号。另外，信号源1也可以由使单一频率成分振荡的单一频率振荡器和对从该单一频率振荡器振荡产生的信号进行频率调制或振幅调制等的预定调制的调制器构成，输出在特定带宽内具有不同的频率成分的信号。进一步，也能够由输出特定带宽内的频率成分的噪声源构成。作为输出特定带宽内的频率成分的噪声源，例如，能够通过对于从噪声源输出的信号利用带通滤波器只使特定带宽内的信号通过得以实现。

发送部2是用于将从信号源1输出的信号作为波动进行发送的天线(或电极)等的双向元件。当在信号源1和发送部2之间配置混合波检测部3时，该发送部2也可以担当接收反射波的作用。上述发送部2输出从上述信号源1输出的频率成分的波动，输出的波动被发送到测定对象物6。

此外，本专利申请的发明中的行波V_T表示从上述发送部2发送的波动和从信号源1输出的信号。

所以，当通过上述混合波检测部3检测来自信号源1的信号和经由发送部2返回的反射波的信号的混合波时，来自信号源1的信号成为行波V_T。

混合波检测部3检测上述行波V_T和上述反射波V_Rk的混合波V_C。该混合波检测部3能够通过在连结信号源1和发送部2的馈电线(給電線)的途中，设置用于检测从信号源1输出的行波V_T和经由发送部2返回的反射波V_Rk的混合波V_C的、不具有方向性的耦合器(結合器)构成。另外，也能够将用于检测行波V_T和反射波V_Rk的混合波V_C的接收用天线(或电极)设置在发送部2和测定对象物6之间的空间中，作为混合波检测部3。

上述频率成分分析部4分析由上述混合波检测部3检测出的混合波V_C的频率成分。也能够由多个带通滤波器和用于检测来自带通滤波器的输出电平的电平检测器构成上述频率成分分析部4，分析各频率成分的大小。

另外，也能够由将通过上述混合波检测部3检测出的混合波变换成数字信号的AD变换器；和组装有对从AD变换器输出的混合波的数字信号进行傅里叶变换等的频率成分分析，计算各频率成分的大小(绝对值)a(f，x_s)的软件的信号处理器构成。

此外，也可以将由上述混合波检测部3检测出的混合波直接输出到上述AD变换器，但是也可以按照在混合波检测部3和AD变换器之间设置降频变频器8(请参照图2)，在将频率降低后输入到AD变换器的方式进行构成。降频变频器8，可以是已知的降频变频器，例如，也可以由振荡产生希望降频变换的频率的局部振荡器8a；和使由混合波检测部3检测出的混合波V_C与来自上述局部振荡器8a的周期信号混频的混频器(频率变换器)8b构成，降频变换为所期望的频率。

上述距离计算部5对由上述频率成分分析部4分析过的数据进行频谱解析求得距离频谱，计算该距离频谱的大小，根据距离频谱大小的峰值(ピツク)计算到测定对象物6的距离。作为频谱解析的方法，通过以傅里叶变换为代表的非参数方法或AR建模等的参数方法等适宜的频谱解析方法进行解析。

(测定原理1)

下面，我们用图1和图2说明本专利申请的发明涉及的距离测定装置和距离测定方法的测定原理。

当从信号源1输出的行波具有f₀-f_W/2～f₀+f_W/2的带宽的频率成分，对各频率成分的振幅为A(f)，相位为θ(f)时，在从测定开始的经过时间t，位置x的行波V_T由下述公式(1)表示。

[公式1]

$V_T(t,x)={\∫}_{f_0-\frac{f_W}{2}}^{f_0+\frac{f_W}{2}}A\left(f\right)\·e^{\mathrm{j\θ}\left(f\right)}\·e^{j2\mathrm{\πf}(t-\frac{x}{c})}\mathrm{df}---\left(1\right)$

其中，f为频率，c为光速，令x轴上的任意一点为x＝0。

如果令第k个测定对象物6的距离为d_k，速度为v_k，反射系数的大小和相位分别为γ_k，

则来自该测定对象物6的反射波V_Rk能够由下列公式(2)表示。其中，k＝1，2，……。

[公式2]

$V_{\mathrm{Rk}}(t,x)={\∫}_{f_0-\frac{f_W}{2}}^{f_0+\frac{f_W}{2}}A\left(f\right)\·{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j({\mathrm{\φ}}_k+\mathrm{\θ}\left(f\right))}\·e^{j2\mathrm{\πf}(t-\frac{2(d_k+v_{k}t)-x}{c})}\mathrm{df}---\left(2\right)$

这时，由在x＝x_s的位置上的混合波检测部3观测到的混合波的信号V_C由下列公式(3)表示。

[公式3]

$V_C(t,x_s)=V_T(t,x_s)+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{Rk}}(t,x_s)$

$={\∫}_{f_0-\frac{f_W}{2}}^{f_0+\frac{f_W}{2}}A\left(f\right)\·e^{\mathrm{j\θ}\left(f\right)}\{e^{j2\mathrm{\πf}(t-\frac{x_s}{c})}+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j{\mathrm{\φ}}_k}\·e^{j2\mathrm{\πf}(t-\frac{2(d_k+v_{k}t)-x_s}{c})}\}\mathrm{df}$

$={\∫}_{f_0-\frac{f_W}{2}}^{f_0+\frac{f_W}{2}}A\left(f\right)\·e^{\mathrm{j\θ}\left(f\right)}\·e^{j2\mathrm{\πf}(t-\frac{x_s}{c})}\{1+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j{\mathrm{\φ}}_k}\·e^{-j\frac{4\mathrm{\πf}}{c}(d_k+v_{k}t-x_a)}\}\mathrm{df}---\left(3\right)$

由混合波检测部3检测出的混合波V_C通过带通滤波器，分解成各频率成分。或者，如图2所示，由AD变换器变换成数字信号(S100)，通过基于傅里叶变换等进行的频率成分分析将该数字信号分解成各频率成分(S101)。

被分解过的频率f的成分V_C(f，t，x_s)是公式(3)中的被积分成分(积分的内容)，由下列公式(4)表示。

[公式4]

$V_C(f,t,x_s)=A\left(f\right)\·e^{\mathrm{j\θ}\left(f\right)}\·e^{j2\mathrm{\πf}(t-\frac{x_s}{c})}\{1+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j{\mathrm{\φ}}_k}\·e^{-j\frac{4\mathrm{\πf}}{c}({d_k+v}_{k}t-x_s)}\}---\left(4\right)$

该被分解过的频率f的成分的振幅，由下列公式(5)表示。

[公式5]

$\left|V_C(f,t,x_s)\right|\≈A\left(f\right)\{1+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k\cos (\frac{4\mathrm{\πf}(d_k+v_{k}t-x_s)}{c}-{\mathrm{\φ}}_k)\}---\left(5\right)$

但是，因为现实中也可以认为反射波的大小非常小，所以近似于γ_k＜＜1。

这里，如果通过使t十分小，能够看作

(如后述的模拟中那样，即便当观测时间t＝3.5[μsec]，速度v_k＝300[km/h]时，

也能够看作

)，能够用下列的公式(6)近似表示。

[公式6]

$\left|V_C(f,t,x_s)\right|\≈A\left(f\right)\{1+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k\cos (\frac{4\mathrm{\πf}(d_k-x_s)}{c}-{\mathrm{\φ}}_k)\}---\left(6\right)$

可是，A(f)表示信号源1的频率特性，因为能够容易地知道，所以也可以认为是已知的。当将A(f)看作常数A时，成为

[公式7]

$a(f,x_s)=\left|V_C(f,t,x_s)\right|\≈A\{1+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k\cos (\frac{4\mathrm{\πf}(d_k-x_s)}{c}-{\mathrm{\φ}}_k)---\left(7\right)$

或者，在A(f)不是常数的情况下(例如，用噪声源的情况)，如果用A(f)对(公式6)进行正规化，则成为

[公式8]

$a(f,x_s)=\left|V_C(f,t,x_s)\right|/A\left(f\right)\≈1+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k\cos (\frac{4\mathrm{\πf}(d_k-x_s)}{c}-{\mathrm{\φ}}_k)---\left(8\right)$

上述公式(7)的常数A的值不持有任何与距离有关的信息。因此，如果A＝1，则因为公式(7)与公式(8)相同，所以下面，用公式(8)作为表示振幅的公式。

我们看到，公式(8)成为对频率f持有c/2(d_k-x_s)的周期的周期函数。所以，例如用以傅里叶变换为代表的非参数方法或AR建模等的参数方法对它进行频谱解析，则能够得到从混合波检测部3到测定对象的距离d_k-x_s。

下面，表示通过傅里叶变换计算距离的例子。

在傅里叶变换公式

[公式9]

${\∫}_{-\∞}^{+\∞}f\left(t\right)e^{-\mathrm{j\ωt}}\mathrm{dt}---\left(9\right)$

中，将ω/2π置换成2x/c，将t置换成f，将f(t)置换成a(f，x_s)。结果，可以用下列公式求得距离频谱R(x)(S103(请参照图2))。

[公式10]

$R\left(x\right)={\∫}_{f_0-\frac{f_W}{2}}^{f_0+\frac{f_W}{2}}a(f,x_s)e^{{{-j}^{4\mathrm{\π}}}_c^{\mathrm{fx}}}\mathrm{df}$

$=f_W\·e^{-j\frac{4\mathrm{\π}{f}_{0}x}{c}}\{\mathrm{Sa}\left(\frac{2\mathrm{\π}{f}_W}{c}x\right)+\frac{1}{2}\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k{e}^{-j{\mathrm{\φ}}_k}\·e^{j\frac{4\mathrm{\π}{f}_0(d_k-x_s)}{c}}\mathrm{Sa}\left(\frac{2\mathrm{\π}{f}_W}{c}(x-d_k+x_s)\right)$

$+\frac{1}{2}\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j{\mathrm{\φ}}_k}\·e^{-j\frac{4\mathrm{\π}{f}_0(d_k-x_s)}{c}}\mathrm{Sa}\left(\frac{2\mathrm{\π}{f}_W}{c}(x+d_k-x_s)\right)\}---\left(10\right)$

其中，S_a(z)＝sin(z)/z。

如果根据公式(10)，则可以看到R(x)的大小(距离频谱的强度)|R(x)|在x＝0，±(d_k-x_s)成为峰值。因为现实中从混合波检测部3到测定对象6的距离d_k-x_s为正，所以如果限定于x＞0，则|R(x)|成为峰值的x值是混合波检测部3和测定对象物6的距离d_k-x_s。即，通过求得|R(x)|的值成为峰值的x，能够求得从混合波检测部3到测定对象物6的位置(S104(请参照图2))。

如以上那样，在本专利申请的发明涉及的距离测定装置和距离测定方法中，因为检测行波和由测定对象物反射产生的反射波的混合波，所以不需要分离行波和反射波，能够得到结构简单且成本低的小的距离测定装置。

另外，通过从具有不同的多个频率成分的行波和它的反射波的混合波求得距离频谱，能够从它的大小成为峰值的距离求得测定对象物和混合波检测部之间的距离。

当利用驻波测定到测定对象物的距离时，因为原理上不能够使观测时间比从切换行波的频率后到产生驻波的时间短，所以发生受到多普勒效应影响的测定误差，但是在本专利申请的发明中原理上没有频率切换的概念，因此可以使观测时间缩短到几乎能够忽视多普勒效应影响的程度，能够测定正确的距离。

(模拟1)

下面我们根据上述的测定原理1，进行图2所示的距离测定装置中的模拟。

图2所示的距离测定装置，信号源1输出均匀地包含24.000GHz～24.075GHz成分的信号，从发送部2将均匀地包含上述频带宽度内的成分的行波V_T发送到测定对象物6，……，6。而且，通过混合波检测部3检测由第k个测定对象物6反射产生的反射波V_Rk和行波V_T的混合波V_C(t，0)。此外，令混合波检测部3的位置为x_s＝0。而且，由降频变频器8使检测出的混合波V_C降频变换为0～75MHz。由AD变换器使降频变换后的V_C变换成数字信号(S100)，对变换成数字信号的V_C(f，t，0)进行傅里叶变换，分解成各频率成分(S101)。而且，为了求得各频率成分的振幅，在算出分解成各频率成分的混合波V_C(f，t，0)的绝对值后(S102)，求得正规化后的振幅a(f，0)。通过对该正规化后的振幅a(f，0)进行傅里叶解析，求得距离频谱R(x)(S103)，从距离频谱R(x)的大小(强度)的峰值算出测定对象物6的位置(S104)。此外，令测定对象物6的速度，沿从距离测定装置远离的方向为正，沿接近距离测定装置的方向为负。

在图2所示的距离测定装置的模拟中，在3.5μsec间观测行波和反射波的混合波(t＝3.5[μsec])。

模拟，将从信号源输出的均匀地包含24.000GHz～24.075GHz成分的信号作为行波，根据公式(3)计算混合波V_C(t，0)。而且，将混合波V_C和-24GHz的复值正弦波相乘，得到降频变换后的V_C。即，混合波V_C被降频变换为0～75MHz。

而且，对降频变换后的V_C进行傅里叶变换，从它的绝对值求公式(8)(a(f，0))。而且，按照公式(10)，对a(f，0)进行傅里叶变换，求得距离频谱R(x)和距离频谱的大小(|R(x)|)。

(模拟1-1)

图3是模拟测定对象物6离开混合波检测部3的距离为10m，以时速0km静止着的时候的曲线图。图3(a)是降频变换后的混合波(行波+反射波)的时间波形，是表示在测量时间的各时刻的瞬时值的曲线图(是降频变换后的V_C(t，0)的曲线图)。图3(b)是公式(8)所示的a(f，0)的曲线图，表示各频率成分的正规化后的振幅。图3(c)是对由图3(b)求得的a(f，0)进行频谱解析，表示距离和距离频谱的大小|R(x)|的关系的曲线图。如从图3(c)也可以知道的那样，距离频谱的大小在距离10m形成为大的峰值。从而能够在正在静止着的状态中测定正确的距离。

(模拟1-2)

图4是模拟测定对象物6离开混合波检测部3的距离为10m，以时速+300km移动着的时候的曲线图。图4(a)是降频变换后的混合波(行波+反射波)的时间波形，是表示在测量时间的各时刻的瞬时值的曲线图(是降频变换后的V_C(t，0)的曲线图)。图4(b)是公式(8)所示的a(f，0)的曲线，表示各频率成分的正规化后的振幅。图4(c)是对由图4(b)求得的a(f，0)进行频谱解析，表示距离和距离频谱的大小|R(x)|的关系的曲线图。如从图4(c)也可以知道的那样，距离频谱的大小在距离10m形成大的峰值。从而在测定对象物以+300km移动着的时候，与模拟1-1同样也能够测定正确的距离。

(模拟1-3)

图5是模拟测定对象物6离开混合波检测部3的距离为40m，以时速-50km移动着的时候的曲线图。图5(a)是降频变换后的混合波(行波+反射波)的时间波形，是表示在测量时间的各时刻的瞬时值的曲线图(是降频变换后的V_C(t，0)的曲线图)。图5(b)是公式(8)所示的a(f，0)的曲线，表示各频率成分的正规化后的振幅。图5(c)是对由图5(b)求得的a(f，0)进行频谱解析，表示距离和距离频谱的大小|R(x)|的关系的曲线图。如从图5(c)也可以知道的那样，距离频谱的大小在距离40m形成大的峰值。从而即便与测定对象物的距离，移动速度和移动方向发生变化也能够测定正确的距离。

(模拟1-4)

图6是模拟测定对象物6为2个，一个测定对象物6离开混合波检测部3的距离为5m，以时速+100km移动着，另一个测定对象物6离开混合波检测部3的距离为12.5m，以时速-300km移动着的时候的曲线图。图6(a)是降频变换后的混合波(行波+反射波)的时间波形，是表示在测量时间的各时刻的瞬时值的曲线图(是降频变换后的V_C(t，0)的曲线图)。图6(b)是公式(8)所示的a(f，0)的曲线图，表示各频率成分的正规化后的振幅。图6(c)是对由图6(b)求得的a(f，0)进行频谱解析，表示距离和距离频谱的大小|R(x)|的关系的曲线图。如从图6(c)也可以知道的那样，距离频谱的大小在距离5m和12.5m形成大的峰值。从而能够知道即便测定对象物为多个，也能够测定正确的距离。另外，即便在10m以下的近距离也能够测定正确的距离。进一步，在利用驻波的距离测定装置中，即便在测定有困难的多个测定对象物之间的距离接近，并且它们的速度差大时，也能够正确地测定各测定对象物的位置。

如从上述模拟1-1～1-4也可以知道的那样，能够与测定对象物的速度无关地测定测定对象物的距离。再者，即便当多个测定对象物之间的距离接近，并且它们的速度差大时，也能够正确地测定各测定对象物的位置。

在上述说明中，用1个混合波检测部3检测混合波，但是如图7所示，也可以将多个混合波检测部3，……，3分别配置在不同的位置x_s1，……，x_sN上。这样，对于由多个混合波检测部3，……，3检测出的混合波V_C来说，是针对每个混合波检测部3，用AD变换器进行AD变换(S110)，对变换成数字信号的混合波的信号进行傅里叶变换(S111)，算出它们的绝对值求得每个混合波检测部3的振幅a(f，x_si)(i为1，2，……，N，……)。而且，通过取任意的2个振幅(例如，a(f，x_s1)和a(f，x_s2))之差，除去不需要的直流成分(公式(8)的第一项)(S113)，对每个除去了不需要的直流成分的振幅a(f，x_si)进行频谱解析求得距离频谱(S314)，在进行各距离频谱的平均化后(S115)，从距离频谱的大小的峰值计算到测定对象物6的距离(S116)。上述这些，例如能够通过使上述距离计算部5具备取任意2个振幅之差并除去不需要的直流成分的直流成分除去模块、和计算多个距离频谱的平均的距离频谱平均化模块来实现。

所以，当设置多个混合波检测部3，构成图7所示的信号处理器时，能够除去不要的直流成分。另外，对从各振幅a(f，x_si)得到的距离频谱进行平均化，减少噪声成分，能够更正确地测定距离。

实施例2

下面，我们说明本专利申请的发明涉及的距离测定装置和距离测定方法的第二实施例的技术概要。

(技术概要2)

图8是用于说明本专利申请的发明涉及的距离测定装置的概略的说明图。本专利申请的发明涉及的距离测定装置，通过发送部2将从信号源9输出的信号作为波动发送到测定对象物6，通过混合波检测部3检测由第k个测定对象物6反射产生的反射波V_Rk和行波V_T的混合波V_C，通过振幅成分检测部10检测混合波的振幅成分(a(t，x_s))，通过距离计算部11计算距离频谱R(x)，测定到测定对象物6的距离。

信号源9输出用任意的周期信号对特定频率的载波进行了频率调制的频率调制信号，通常输出包含2个以上的频率成分的信号。作为具体的例子，如图9所示，由发送特定频率的载波信号的载波信号源9a和用任意的周期信号对该载波信号进行调制的调制信号源9b构成信号源9，从该信号源9输出频率调制信号。作为其它的具体例，也可以由备有微处理器的频率调制信号生成模块(未图示)和存储用于输出瞬时频率f₀+f_D·m(t)的频率调制信号的数据的频率调制信号存储模块(未图示)构成，该频率调制信号生成模块读出存储在该频率调制信号存储模块中的数据，生成频率调制信号。

发送部2是用于将从信号源9输出的信号作为波动进行发送的天线(或电极)等的双向元件。当在信号源9和发送部2之间配置混合波检测部3时，该发送部2也可以担当接收反射波的作用。上述发送部2输出从上述信号源9输出的频率成分的波动，将输出的波动发送到测定对象物6。

此外，本专利申请的发明中的行波V_T表示从上述发送部2发送的波动和从信号源9输出的信号。

所以，当通过上述混合波检测部3检测来自信号源9的信号和经过发送部2返回的反射波的信号的混合波时，来自信号源9的信号成为行波V_T。

混合波检测部3检测上述行波V_T和上述反射波V_Rk的混合波V_C。该混合波检测部3也能够通过在连结信号源9和发送部2的馈电线的途中，设置用于检测从信号源9输出的行波V_T和经由发送部2返回的反射波V_Rk的混合波V_C的、不持有方向性的耦合器而构成。另外，也能够将用于检测行波V_T和反射波V_Rk的混合波V_C的接收用天线(或电极)设置在发送部2和测定对象物6之间的空间中，作为混合波检测部3。

上述振幅成分检测部10检测通过上述混合波检测部3检测出的混合波V_C的振幅成分，通过包络线检波器、平方检波器、同步检波器、正交检波器等装置中的任意构成。

上述距离计算部11，通过对由振幅成分检测部10检测出的振幅成分进行频谱解析求得距离频谱，计算该距离频谱的大小，根据距离频谱大小的峰值计算到测定对象物6的距离。作为频谱解析的方法，用以傅里叶变换为代表的非参数方法或AR建模等的参数方法等的适宜的频谱解析方法进行解析。

(测定原理2)

下面，我们用图8和图9说明本专利申请的发明涉及的距离测定装置和距离测定方法的测定原理。

当信号源9由频率f₀的载波信号源9a和对该载波信号源9a的载波进行调制的调制信号源9b构成时，在从测定开始的经过时间t、位置x处的行波V_T成为由下列公式(11)表示的进行了频率调制的连续波。

[公式11]

$V_T(t,x)={\mathrm{Ae}}^{\mathrm{j\θ}}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_0(t-\frac{x}{c})}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_D\∫m(t-\frac{x}{c})\mathrm{dt}}---\left(11\right)$

其中，t为从测定开始的经过时间，m(t)为调制信号，是振幅为1的任意的周期函数。频率调制的最大频率偏移为f_D，中心频率为f₀。所以，行波V_T(t，x)的瞬时频率为f₀+f_D·m(t)。另外，c为光速，θ为相位，令x轴上的任意一点为x＝0。

如果令第k个测定对象物6的距离为d_k，速度为v_k，反射系数的大小和相位分别为γ_k，

则来自该测定对象物6的反射波能够由下列公式(12)表示。其中，k＝1，2……。

[公式12]

$V_{\mathrm{Rk}}(t,x)=A{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j{\mathrm{\φ}}_k}\·e^{\mathrm{j\θ}}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_0(t-\frac{2(d_k+v_{k}t)-x}{c})}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_D\∫m(t-\frac{2(d_k+v_{k}t)-x}{c})\mathrm{dt}}---\left(12\right)$

这时，由在x＝x_s的位置上的混合波检测部3检测出的混合波的信号V_C由下列公式(13)表示。

[公式13]

$V_C(t,x_s)-V_T(t,x_s)+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{Rk}}(t,x_s)$

$={\mathrm{Ae}}^{\mathrm{j\θ}}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_0(t-\frac{x_k}{c})}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_D\∫m(t-\frac{x_s}{c})\mathrm{dt}}$

$\·[1+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j{\mathrm{\φ}}_k}{e}^{-j\frac{4\mathrm{\π}{f}_0}{c}(d_k-v_{k}t-x_s)}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_D\∫[m(t-\frac{2(d_k+v_{k}t)-x_s}{c})-m(t-\frac{x_s}{c})]\mathrm{dt}}]---\left(13\right)$

而且，V_C的振幅由下列公式(14)表示。

[公式14]

$a(t,x_s)=\left|V_C(t,x_s)\right|$

$=A\·|1+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j{\mathrm{\φ}}_k}{e}^{-j\frac{4\mathrm{\π}{f}_0}{c}(d_k+v_{k}t-x_s)}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_D\∫[m(t-\frac{2\left(d_k\right|v_k)x_s}{c})-m(t-\frac{x_s}{c})]\mathrm{dt}}|---\left(14\right)$

因为可以考虑现实中反射波的大小非常小，所以为γ_k＜＜1，γ_k的2次以上的项大致为0能够忽视。所以能够用下列公式(15)进行近似。

[公式15]

$a(t,x_s)\≈$

$A\·[1+\underset{k-1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k\cos \{{\mathrm{\φ}}_k-\frac{4\mathrm{\π}{f}_0}{c}(d_k+v_{k}t-x_s)+2\mathrm{\π}{f}_D\∫[m(t-\frac{2(d_k+v_{k}t)-x_s}{c})-m(t-\frac{x_s}{c})]\mathrm{dt}\left\}\right]---\left(15\right)$

这里，如果通过使t十分小，能够看作(如后述的模拟中那样，即便当观测时间t＝20[μsec]，速度v_k＝300[km/h]时，

也能够看作

)，能够用下列的公式(16)进行近似，能够除去速度v_k的影响。

[公式16]

$a(t,x_s)\≈A\·[1+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k\cos \{{\mathrm{\φ}}_k-\frac{4\mathrm{\π}{f}_0}{c}(d_k-x_s)+2\mathrm{\π}{f}_D\∫[m(t-\frac{2d_k-x_s}{c})-m(t-\frac{x_s}{c})]\mathrm{dt}\left\}\right]---\left(16\right)$

进一步，如果用下列公式(17)的近似，

[公式17]

$\frac{m(t-\frac{2d_k-x_s}{c})-m(t-\frac{x_s}{c})}{-2\frac{d_k-x_s}{c}}\≈\frac{d}{\mathrm{dt}}m\left(t\right)---\left(17\right)$

则公式(16)成为下列公式(18)。

[公式18]

$a(t,x_s)\≈1+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k\cos \{\frac{4\mathrm{\π}(f_0+f_D\·m\left(t\right))}{c}(d_k-x_s)-{\mathrm{\φ}}_k\}---\left(18\right)$

但是，在本专利申请的发明中，因为常数A不持有任何信息，所以已经令A＝1。

这样，我们能够知道公式(18)成为对瞬时频率f₀+f_D·m(t)具有c/2(d_k-x_s)的周期的周期函数。所以，例如用以傅里叶变换为代表的非参数方法或AR建模等的参数方法对它进行频谱解析，则能够得到从混合波检测部3到测定对象6的距离d_k-x_s。

下面，表示通过傅里叶变换计算距离的例子。

在傅里叶变换公式(9)中，令f(t)为a(t，x_s)，对ω/2π，将t置换成f₀+f_D·m(t)。因为df＝f_D·dm(t)，所以可以用下列公式(19)求得距离频谱R(x)。

[公式19]

$R\left(x\right)-{\∫}_{-1}^{1}a(t,x_s)e^{-j\frac{4\mathrm{\πx}}{c}{f}_0}\·e^{-j\frac{4\mathrm{\πx}}{c}{f}_{D}m\left(t\right)}\·f_D\·\mathrm{dm}\left(t\right)$

$-f_D\·e^{-j\frac{4\mathrm{\π}{f}_{0}x}{c}}\{2\mathrm{Sa}\left(\frac{4\mathrm{\π}{f}_D}{c}x\right)+\underset{k-1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k{e}^{-j{\mathrm{\φ}}_k}\·e^{j\frac{4\mathrm{\π}{f}_0(d_k-x_s)}{c}}\mathrm{Sa}\left(\frac{4\mathrm{\π}{f}_D}{c}(x-d_k+x_s)\right)$

$|\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k{c}^{j{\mathrm{\φ}}_k}\·c^{-j\frac{4\mathrm{\π}{f}_0(d_k-x_s)}{c}}\mathrm{Sa}\left(\frac{4\mathrm{\π}{\∫}_D}{c}\left(x\right|d_k-x_s)\right)\}---\left(19\right)$

其中，S_a(z)＝sin(z)/z。

如果根据公式(19)，则可以看到R(x)的大小(距离频谱的强度)|R(x)|在z＝0，±(d_k-x_s)成为峰值。因为现实中从混合波检测部3到测定对象物6的距离d_k-x_s为正，所以如果限定于x＞0，则|R(x)|成为峰值的x值是应该求得的距离d_k-x_s。

如以上那样在本专利申请的发明涉及的距离测定装置和距离测定方法中，因为检测行波和由测定对象物反射产生的反射波的混合波，所以不需要分离行波和反射波，能够得到能够形成简易构造并且实现低成本的小距离测定装置。

另外，通过从具有不同的多个频率成分的行波和它的反射波的混合波求得距离频谱，能够从它的大小成为峰值的距离求得测定对象物和混合波检测部之间的距离。

当利用驻波测定到测定对象物的距离时，因为原理上不能够使观测时间比切换行波的频率后到产生驻波的时间短，所以受到多普勒效应影响发生测定误差，但是在本专利申请的发明中原理上没有频率切换的概念，因此能够使观测时间缩短到几乎能够忽视多普勒效应影响的程度，能够测定正确的距离。

(模拟2)

下面我们根据上述的测定原理2，进行图9所示的距离测定装置中的模拟。

图9所示的距离测定装置的信号源9备有输出频率f₀＝24.0375GHz的载波信号的载波信号源9a；和调制信号m(t)为频率50kHz的正弦波，最大频率偏移f_D＝37.5MHz的调制信号源9b，输出瞬时频率f₀+f_D·m(t)的信号。而且，从发送部2发送由公式(11)表示的行波V_T。由混合波检测部3检测由第k个测定对象物6反射产生的反射波V_Rk与上述行波V_T的混合波V_C(t，0)。在调制信号m(t)的1个周期中进行混合波V_C的观测。所以，t＝1/50[kHz]＝20[μsec]。此外，令混合波检测部3的位置为x_s＝0。另外，令测定对象物6的速度，沿从距离测定装置远离的方向为正，沿接近距离测定装置的方向为负。

检测出的混合波V_C，由包络线检波器进行包络线检波，检测混合波的振幅成分a(t，0)(S120)。而且，当检测混合波的振幅成分a(t，0)时，由AD变换器变换成数字信号(S121)。而且，对经过了数字变换的振幅a(t，0)进行频谱解析，求得距离频谱R(x)(S122)。而且，从求得的距离频谱的大小的峰值计算测定对象物6的位置(S123)。

(模拟2-1)

图10是模拟测定对象物6离开混合波检测部3的位置的距离为10m，以时速0km静止着的时候的曲线图。图3(a)是表示调制信号m(t)和混合波a(t，0)的曲线图。图10(b)是根据上述内容进行频谱解析表示距离频谱的大小的图。如从图10(b)可以看到的那样，距离频谱的大小在距离10m处形成大的峰值。从而，在静止的状态即便是数十m以内的近距离也能够测定正确的距离。

(模拟2-2)

图11是模拟测定对象物6离开混合波检测部3的位置的距离为10m，以时速+300km移动着的时候的曲线图。图11(a)是表示调制信号m(t)和混合波的振幅a(t，0)的曲线图。图11(b)是根据上述内容进行频谱解析表示距离频谱的大小的图。如从图11(b)可以看到的那样，距离频谱的大小在距离10m处形成大的峰值。从而，当测定对象物以时速+300km移动时，也与模拟2-1同样能够测定正确的距离。

(模拟2-3)

图12是模拟测定对象物6离开混合波检测部3的位置的距离为40m，以时速-50km移动着的时候的曲线图。图12(a)是表示调制信号m(t)和混合波的振幅a(t，0)的曲线图。图12(b)是根据上述内容进行频谱解析表示距离频谱的大小的图。如从图12(b)可以看到的那样，距离频谱的大小在距离40m处形成大的峰值。从而，即便测定对象物的距离，移动速度和移动方向发生变化也能够测定正确的距离。

(模拟2-4)

图13测定2个测定对象物6，6。是模拟一个测定对象物6离开混合波检测部3的位置的距离为5m，以时速+100km移动着，另一个测定对象物6离开混合波检测部3的位置的距离为12.5m，以时速-300km移动着的时候的曲线图。图13(a)是表示调制信号m(t)和混合波的振幅a(t，0)的曲线图。图13(b)是根据上述内容进行频谱解析表示距离频谱的大小的图。如从图13(b)可以看到的那样，距离频谱的大小在距离5m和12.5m处分别形成大的峰值。从而，即便测定对象物为多个，也能够测定正确的距离。另外，即便是10m以下的近距离也能够测定正确的距离。再者，在利用驻波的距离测定装置中，即便当测定有困难的多个测定对象物之间的距离接近，并且它们的速度差大时，也能够正确地测定各测定对象物的位置。

如也可以从上述模拟2-1～2-4知道的那样，能够与测定对象物的速度无关地，测定测定对象物的距离。进一步，即便当多个测定对象物之间的距离接近，并且它们的速度差大时，也能够正确地测定各测定对象物的位置。

在上述说明中，用1个混合波检测部3检测混合波，但是如图14所示，也可以将多个混合波检测部3，……，3分别配置在不同的位置x_s1，……，x_sN上。这样，从多个混合波检测部3，……，3检测出的混合波V_C，对每个由各混合波检测部3检测出的混合波V_C由包络线检测器对包络线进行检波，由此，检测出混合波的振幅成分(振幅a(t，x_si)(i为1，2，……，N，……))(S130)，由AD变换器对检测出的各振幅a(t，x_si)进行AD变换(S131)，通过从变换成数字信号的各振幅中取任意的2个振幅(例如，a(t，x_s1)和a(t，x_s2))之差，除去不需要的直流成分(公式(18)的第一项)(S 132)，对每个除去了不需要的直流成分的振幅a(t，x_si)进行频谱解析求得距离频谱(S133)，在进行各距离频谱的平均化后(S134)，从距离频谱的大小的峰值计算到测定对象物的距离(S135)。这些，能够通过例如使得上述距离计算部5具备取任意2个振幅之差除去不需要的直流成分的直流成分除去机构、和计算多个距离频谱的平均的距离频谱平均化机构来实现。此外，也可以用模拟电路(差动放大器等)除去直流成分，其后进行AD变换。

所以，当设置多个混合波检测部3，构成图14所示的信号处理器时，能够除去不需要的直流成分。另外，对从各振幅a(t，x_si)得到的距离频谱进行平均化，减少噪声成分，能够更正确地测定距离。

实施例3

下面，我们说明本专利申请的发明涉及的距离测定装置和距离测定方法的第三实施例的技术概要。

(技术概要3)

图15是用于说明本专利申请的发明涉及的距离测定装置的概略的说明图。本专利申请的发明涉及的距离测定装置，由发送部2将从信号源13输出的信号作为波动发送到测定对象物6，由混合波检测部3检测由第k个测定对象物6反射产生的反射波V_Rk和行波V_T的混合波V_C，由信号处理器14处理该混合波V_C，求得到测定对象物6的距离。信号处理器14由振幅成分检测部15、单一频率选择部16、信号电平检测部17和距离计算部18构成，由上述振幅成分检测部15检测混合波的振幅成分(a(t，x_s))，由上述单一频率选择部16选择只是特定频率f_B的成分的信号(R(x(t))，由上述信号电平检测部17检测选出的信号的信号电平(|R(x(t))|)，由上述距离计算部18从该信号电平测定到测定对象物6的距离。

信号源13输出按照由第一调制信号预先频率调制了的第二调制信号对特定频率的载波进行了双重频率调制得到的信号(双重调制信号)，通常输出包含2个以上的频率成分的信号。

作为信号源13的具体例，如图15所示，由载波信号源13a、第二调制信号源13b和第一调制信号源13c构成信号源13。上述第一调制信号源13c输出特定的第一周期的第一调制信号x(t)。另外，上述第二调制信号源13b输出第二调制信号m(t)，该第二调制信号m(t)是按照上述第一调制信号x(t)对由第二调制信号源13b振荡产生的特定的第二周期的周期信号进行了频率调制得到的信号。上述载波信号源13a输出瞬时频率f₀+f_D·m(t)的双重调制信号，按照上述第二调制信号m(t)对该载波信号源13a振荡产生的载波进行频率调制。

即，从本专利申请的发明中的信号源13输出的双重调制信号是用第二调制信号m(t)对载波信号进行了频率调制的信号，并且，第二调制信号m(t)是用第一调制信号x(t)进行了频率调制的信号。因此，本专利申请的发明中的双重调制信号，不是对由第二调制信号m(t)对载波信号进行了频率调制后的信号进一步用第一调制信号x(t)进行频率调制后的信号，也不是对由第一调制信号x(t)对载波信号进行了频率调制后的信号进一步用第二调制信号m(t)进行频率调制后的信号。

另外，作为信号源13的其它的具体例，如图16(a)所示，由上述载波信号源13a(载波生成模块)、第二调制信号生成模块13d和第二调制信号存储模块13e构成信号源13。上述第二调制信号存储模块13e存储用于输出第二调制信号m(t)的数据，第二调制信号生成模块13d读出存储在上述第二调制信号存储模块13e中的数据，输出第二调制信号m(t)。而且，载波信号源13a，振荡产生特定频率的载波，用上述第二调制信号m(t)对该载波进行频率调制，输出瞬时频率f₀+f_D·m(t)的双重调制信号。

上述第二调制信号生成模块13d，由微处理器等构成，但是因为根据预先存储着的数据只生成第二调制信号，所以能够使用功能比在测定原理1和2中的傅里叶解析(频率解析)中用的微处理器低的处理器，能够实现低成本。

进一步，如图16(b)所示，也可以由备有微处理器的双重调制信号生成模块13f和存储用于输出瞬时频率f₀+f_D·m(t)的双重调制信号的数据的双重调制信号存储模块13g构成，该双重调制信号生成模块13f读出存储在该双重调制信号存储模块13g中的数据，生成双重调制信号。

上述双重调制信号生成模块13f也备有微处理器，但是能够使用功能比傅里叶解析(频率解析)中用的微处理器低的处理器，能够实现低成本。

发送部2是用于将从信号源13输出的信号作为波动进行发送的天线(或电极)等的双向元件。当在信号源13和发送部2之间配置混合波检测部3时，该发送部2也可以担当接收反射波的作用。上述发送部2输出从上述信号源13输出的频率成分的波动，将输出的波动发送到测定对象物6。

此外，本专利申请的发明中的行波V_T表示从上述发送部2发送的波动和从信号源13输出的信号。

所以，当由上述混合波检测部3检测来自信号源13的信号和经由发送部2返回的反射波的信号的混合波时，来自信号源13的信号成为行波V_T。

混合波检测部3检测上述行波V_T和上述反射波V_Rk的混合波V_C。该混合波检测部3也能够构成为，在连结信号源13和发送部2的馈电线的途中，设置用于检测从信号源13输出的行波V_T和经由发送部2返回的反射波V_Rk的混合波V_C的不持有方向性的耦合器。另外，也能够将用于检测行波V_T和反射波V_Rk的混合波V_C的接收用天线(或电极)设置在发送部2和测定对象物6之间的空间中，作为混合波检测部3。

上述振幅成分检测部15检测由上述混合波检测部3检测出的混合波V_C的振幅成分，可以用包络线检波器，平方检波器，同步检波器，正交检波器等装置中的任意装置构成。

上述单一频率选择部16，从由上述振幅成分检测部15检测出的混合波V_C的振幅成分中选择1个频率成分，可以用正交检波器或带通滤波器，匹配滤波器等装置中的任意装置构成。

上述信号电平检测部17，检测由上述单一频率选择部16得到的信号的电平，可以用包络线检波器，平方检波器等装置中的某一个构成。另外，也可以由AD变换器，微处理器等构成信号电平检测部17，对来自上述单一频率选择部16的输出信号进行AD变换，由微处理器计算信号电平。

上述距离计算部18，根据由上述信号电平检测部17检测出的信号电平的峰值计算到测定对象物6的距离。

(测定原理3)

下面，我们用图15～图19说明本专利申请的发明涉及的距离测定装置和距离测定方法的测定原理。

当信号源13用由第一调制信号预先频率调制了的第二调制信号对特定频率的载波进行双重频率调制，输出瞬时频率f₀+f_D·m(t)的双重调制信号时，在从测定开始的经过时间t，位置x处的行波V_T成为由下列公式(20)表示的进行了频率调制的连续波。

[公式20]

$V_T(t,x)={\mathrm{Ae}}^{\mathrm{j\θ}}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_0(t-\frac{x}{c})}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_D\∫m(t-\frac{x}{c})\mathrm{dt}}---\left(20\right)$

其中，t为从测定开始的经过时间，c为光速，A为振幅，θ为相位，令x轴上的任意一点为x＝0。另外，m(t)，如由第二调制和下列公式(22)表示的那样，是瞬时值以第一周期T每次增加Δx的台阶状信号，成为由图17和下列公式(21)表示的锯齿波。

[公式21]

m(t)＝2(f_mt-[f_mt])-1

(21)

其中，□表示不超过该值的最大整数值。如图17所示，m(t)，为频率f_m，最小值-1，最大值+1的锯齿波。

此外，如图17所示的锯齿波的回归时间为0，但是也可以是具有回归时间的锯齿波(即，三角波)。

X(t)是用于改变m(t)的频率f_m的第一调制信号，作为图18(台阶状)的信号。

[公式22]

$x\left(t\right)=\mathrm{\Δx}[\frac{t}{T}+1]---\left(22\right)$

即，当x(t)＝NΔx，(N＝1，2，……)时，以m(t)的频率f_m成为下列公式(23)的方式，对m(t)进行频率调制。

[公式23]

$f_m=\frac{\mathrm{\ηc}}{2\mathrm{N\Δx}}$ (η为常数)    (23)

此外，将x(t)作为以特定的第一周期T每次增加Δx的台阶状信号，但是原理上即便将x(t)作为每次减少Δx的台阶状信号也是同样的。下面我们说明将x(t)作为每次增加Δx的台阶状信号的情形。

虽然是不言自明的，但是第一调制信号的第一周期T比第二调制信号的锯齿波的周期(反复时间)长。另外，第二调制信号的锯齿波的周期比载波的周期长。

如果令第k个测定对象物6的距离为d_k，速度为v_k，反射系数的大小和相位分别为γ_k，

则来自该测定对象物6的反射波V_Rk能够由下列公式(24)表示。其中，k＝1，2……。

[公式24]

$V_{\mathrm{Rk}}(t,x)=A{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j{\mathrm{\φ}}_k}\·e^{\mathrm{j\θ}}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_0(t-\frac{2(d_k+v_{k}t)-x}{c})}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_D\∫m(t-\frac{2(d_k+v_{k}t)-x}{c})\mathrm{dt}}---\left(24\right)$

这时，由在x＝x_s的位置上的混合波检测部3检测出的混合波的信号V_C由下列公式(25)表示。

[公式25]

$V_C(t,x_s)=V_T(t,x_s)+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{Rk}}(t,x_s)$

$={\mathrm{Ae}}^{\mathrm{j\θ}}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_0(t-\frac{x_s}{c})}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_D\∫m(t-\frac{x_s}{c})\mathrm{dt}}$

$\·[1+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k{e}^{j{\mathrm{\φ}}_k}{e}^{-j\frac{4\mathrm{\π}{f}_0}{c}(d_k+v_{k}t-x_s)}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_D\∫[m(t-\frac{2(d_k+v_{k}t)-x_s}{c})-m(t-\frac{x_s}{c})]\mathrm{dt}}]---\left(25\right)$

而且，信号V_C的振幅由下列公式(26)表示。

[公式26]

$a(t,x_s)=\left|V_C(t,x_s)\right|$

$=A\·|1+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{{\mathrm{\γ}}_{k}e}^{j{\mathrm{\φ}}_k}{e}^{-j\frac{4\mathrm{\π}{f}_0}{c}(d_k+v_{k}t-x_s)}\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_D\∫[m(t-\frac{2(d_k+v_k)-x_s}{c})-m(t-\frac{x_s}{c})]dt}|---\left(26\right)$

因为可以考虑现实中反射波的大小非常小，所以为γ_k＜＜1，γ_k的2次以上的项大致为0能够忽视。所以能够用下列公式(27)进行近似。

[公式27]

$a(t,x_s)\≈$

$A\·[1+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k\cos \{{\mathrm{\φ}}_k-\frac{4\mathrm{\π}{f}_0}{c}(d_k+v_{k}t-x_s)+2\mathrm{\π}{f}_D\∫[m(t-\frac{2(d_k+v_{k}t)-x_s}{c}-m(t-\frac{x_s}{c})]\mathrm{dt}\left\}\right)---\left(27\right)$

这里如果通过使t十分小，能够看作，则能够用下列公式(28)进行近似，能够除去速度v_k的影响。。

[公式28]

$a(t,x_s)\≈A\·[1+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k\cos \{{\mathrm{\φ}}_k-\frac{4\mathrm{\π}{f}_0}{c}(d_k-x_s)+2\mathrm{\π}{f}_D\∫[m(t-\frac{{2d}_k-x_s}{c})-m(t-\frac{x_s}{c})]\mathrm{dt}\left\}\right]---\left(28\right)$

进一步，如果用下列公式(29)进行近似，

[公式29]

$\frac{m(t-\frac{2d_k-x_s}{c})-m(t-\frac{x_s}{c})}{-2\frac{d_k-x_s}{c}}\≈\frac{d}{\mathrm{dt}}m\left(t\right)---\left(29\right)$

则公式(28)成为下列公式(30)。

[公式30]

$a(t,x_s)\≈1+\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_k\cos \{\frac{4\mathrm{\π}(f_0+f_D\·m\left(t\right))}{c}(d_k-x_s)-{\mathrm{\φ}}_k\}---\left(30\right)$

但是，在本专利申请的发明中，因为常数A不持有任何信息，所以已经令A＝1。

当x(t)＝NΔx时，与第k个测定对象物6对应的振幅成分f_k，通过对a(t，x_s)的相位进行微分如下列公式(31)所示而求得。

[公式31]

$f_k=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\frac{d}{\mathrm{dt}}\{\frac{4\mathrm{\π}(f_0+f_D\·m\left(t\right))}{c}(d_k-x_s)-{\mathrm{\φ}}_k\}$

$=\frac{2f_D(d_k-x_s)}{c}\·\frac{\mathrm{dm}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=\frac{4f_m{f}_D(d_k-x_s)}{c}$

$=2\mathrm{\η}{f}_D\frac{d_k-x_s}{\mathrm{N\Δx}}---\left(31\right)$

x(t)＝NΔx与测定对象物6和混合波检测部之间的距离d_k-x_s相等时，f_k成为由下列公式(32)给出的频率f_B。

[公式32]

f_B＝2ηf_D

(32)

所以，如果将a(t，x_s)通过正交检波器和带通滤波器等的单一频率选择部16，只选择频率f_B的成分，检测它的信号电平，则能够知道在x(t)＝NΔx的距离上是否存在测定对象物6。

当作为用于选择频率f_B的成分的单一频率选择部16，用正交检波器时，位于x(t)＝NΔx的正交检波输出R(x(t))成为下列公式(33)。

[公式33]

$R\left(x\left(t\right)\right)={\∫}_{(N-1)T}^{\mathrm{NT}}a(t,x_s)\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_{B}t}\mathrm{dt}---\left(33\right)$

此外，将正交检波输出R(x(t))称为距离频谱。

距离频谱R(x(t))的电平(大小)用它的绝对值表示。即，|R(x(t))|用下列公式(34)表示。

[公式34]

$\left|R\left(x\left(t\right)\right)\right|=\sqrt{{\{{\∫}_{(N-1)T}^{\mathrm{NT}}a(t,x_s)\·\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{B}t\right)\mathrm{dt}\}}^2+{\{{\∫}_{(N-1)T}^{\mathrm{NT}}a(t,x_s)\·\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{D}t\right)\mathrm{dt}\}}^2}---\left(34\right)$

如上所述，在本专利申请的发明涉及的距离测定装置和距离测定方法中，因为检测行波和由测定对象物反射产生的反射波的混合波，所以能够得到不需要分离行波和反射波，就能够形成构造简易成本较低的小距离测定装置。

另外，通过从具有不同的多个频率成分的行波和它的反射波的混合波求得距离频谱，能够从它的大小成为峰值的距离求得测定对象物和混合波检测部之间的距离。

当利用驻波测定到测定对象物的距离时，因为原理上不能够使观测时间比在切换行波的频率后产生驻波的时间短，所以受到多普勒效应影响发生测定误差，但是在本专利申请的发明中原理上没有频率切换的概念，因此能够使观测时间缩短到几乎能够忽视多普勒效应影响的程度，能够测定正确的距离。

另外，因为没有使用能够高速地执行频谱解析的微处理器等，用包络线检波器，平方检波器，同步检波器，正交检波器，带通滤波器，匹配滤波器等装置构成信号处理器，检测距离频谱的大小(信号电平)，所以能够低成本地得到与使用微处理器等的信号处理器大致相同的处理速度的信号处理器。即，能够得到低成本并且信号处理速度快的距离测定装置。

(模拟3)

下面，我们根据上述的测定原理3，进行图19，21所示的距离测定装置中的模拟。

在该模拟中，如图19，21所示，令正弦波的频率f₀＝24.1GHz，最大频率偏移f_D＝37.5MHz，第一调制信号的调制周期T＝20μsec，第一调制信号的瞬时值的增加量Δx＝0.2m，用于决定第二调制信号m(t)的频率的常数η＝1/75，输出瞬时频率f₀+f_D·m(t)的信号。而且，从发送部2发送由公式(20)表示的行波V_T。由混合波检测部3检测由第k个测定对象物6反射产生的反射波V_Rk和上述行波V_T的混合波V_C(t，0)。根据检测出的混合波V_C，信号处理器19(24)计算测定对象物6的位置。

(模拟3-1)

图19是由用于检测振幅成分的包络线检波器20、用于只选择频率f_B＝1MHz的成分的正交检波器21、检测信号电平的电平检测器22和距离计算部23构成信号处理器19的距离测定装置的说明图。

图20是表示当2个测定对象物6，6分别位于d₁＝12m，d₂＝20m，令位于d₁＝12m的测定对象物6的反射系数γ₁＝0.01，相位位于d₂＝20m的测定对象物6的反射系数γ₂＝0.01，相位

进行模拟时的位置(x(t))和距离频谱的大小|R(x(t))|的曲线图。如也可以从图20看到的那样，距离频谱的大小在12m和20m形成峰值。从而，即便用正交检波器等代替微处理器等，也能够测定正确的距离。

(模拟3-2)

图21是由振幅成分检测用包络线检波器25、2个带通滤波器26a，26b、信号电平检测用包络线检波器27和距离计算部28构成信号处理器24的距离测定装置的说明图。

图22是表示当2个测定对象物6，6分别位于d₁＝12m，d₂＝20m，令位于d₁＝12m的测定对象物6的反射系数γ₁＝0.01，相位位于d₂＝20m的测定对象物6的反射系数γ₂＝0.01，相位带通滤波器选择的频率f_B＝1MHz，Q＝20，进行模拟时的位置(x(t))和距离频谱的大小|R(x(t))|的曲线图。

如也可以从图22看到的那样，距离频谱的大小在12m和20m形成峰值。从而，即便用带通滤波器等代替微处理器等，也能够测定正确的距离。在本例中串联连接2个带通滤波器，但是带通滤波器的数量不限定于2，当然能够根据需要用任意的数量。

此外，在上述说明中，由1个混合波检测部3检测混合波，但是也能够将多个混合波检测部3，……，3分别配置在不同的位置上，根据由它们检测出的混合波求得距离频谱，测量测定对象物6的位置。

产业上的可利用性

本发明的距离测定装置能够通过被安装在汽车等的移动体上而被用作冲突防止系统，也能够用作液体、粉体水平测量用传感器或用作检测在安全系统中人的存在及其位置的传感器。

Claims (17)

1.一种距离测定装置，该距离测定装置测定到测定对象物的距离，其特征在于，包括：

输出在特定的带宽内具有不同的多个频率成分的信号的信号源；

将所述信号作为波动进行发送的发送部；

检测由从所述发送部发送的波动或从所述信号源输出的信号的任意一方构成的行波和从所述发送部发送的波动被所述测定对象物反射后的反射波的混合波的混合波检测部；

分析由所述混合波检测部检测出的混合波的频率成分的频率成分分析部；和

通过对由所述频率成分分析部分析过的数据进行频谱解析求得距离频谱，计算到测定对象物的距离的距离计算部。

2.根据权利要求1所述的距离测定装置，其特征在于：

所述信号源包括，多个振荡出各不相同的单一频率成分的单一频率振荡器、和对从所述多个单一频率振荡器振荡出的信号进行合成的加法器。

3.根据权利要求1所述的距离测定装置，其特征在于：

所述信号源包括振荡出单一频率成分的单一频率振荡器、和对从所述单一频率振荡器振荡出的信号进行调制的调制器。

4.根据权利要求1所述的距离测定装置，其特征在于：

所述信号源由输出所述特定的带宽内的频率成分的噪声源构成。

5.根据权利要求1～4中任一项所述的距离测定装置，其特征在于：

所述频率成分分析部包括，将由所述混合波检测部检测出的混合波变换成数字信号的AD变换器、和分析来自所述AD变换器的输出数据的频率成分并计算各频率成分的大小的信号处理装置。

6.根据权利要求1～4中任一项所述的距离测定装置，其特征在于：

所述频率成分分析部包括，多个带通滤波器、和检测所述带通滤波器的输出电平的电平检测器。

7.根据权利要求1～6中任一项所述的距离测定装置，其特征在于：

所述距离计算部通过对由所述频率成分分析部分析过的数据进行傅里叶解析，计算距离频谱。

8.根据权利要求1～7中任一项所述的距离测定装置，其特征在于：

在不同位置备有多个所述混合波检测部；

所述频率成分分析部对每个由所述混合波检测部检测出的混合波分析频率成分；

所述距离计算部用得到的多个混合波的频率成分分析数据，计算距离频谱。

9.一种距离测定方法，该距离测定方法测定到测定对象物的距离，其特征在于：

将在特定的带宽内具有不同的多个频率成分的信号作为波动进行发送，

检测由所述发送的波动或所述信号的任意一方构成的行波和所述发送的波动被测定对象物反射后的反射波的混合波，

分析所述检测出的混合波的频率成分，

通过对由频率成分分析分析过的数据进行频谱解析求得距离频谱，计算到测定对象物的距离。

10.一种距离测定装置，该距离测定装置测定到测定对象物的距离，其特征在于，包括：

输出按照任意的周期信号对特定频率的载波进行了频率调制的频率调制信号的信号源；

将所述频率调制信号作为波动进行发送的发送部；

检测由从所述发送部发送的波动或从所述信号源输出的频率调制信号的任意一方构成的行波和从所述发送部发送的波动被所述测定对象物反射后的反射波的混合波的混合波检测部；

检测由所述混合波检测部检测出的混合波的振幅成分的振幅成分检测部；和

通过对由所述振幅成分检测部检测出的振幅成分进行频谱解析求得距离频谱，计算到测定对象物的距离的距离计算部。

11.根据权利要求10所述的距离测定装置，其特征在于：

所述距离计算部通过对由所述振幅成分检测部检测出的振幅成分进行傅里叶解析，计算距离频谱。

12.根据权利要求10或11所述的距离测定装置，其特征在于：

在不同位置备有多个所述混合波检测部；

所述振幅成分检测部对每个由所述混合波检测部检测出的混合波检测振幅成分；

所述距离计算部用得到的多个混合波的振幅成分数据，计算距离频谱。

13.一种距离测定方法，该距离测定方法测定到测定对象物的距离，其特征在于：

将按照任意的周期信号对特定频率的载波进行了频率调制的信号作为波动进行发送，

检测由所述发送的波动或所述频率调制后的信号的任意一方构成的行波和所述发送的波动被所述测定对象物反射后的反射波的混合波，

对检测出的混合波的振幅成分进行检测，

通过对所述振幅成分进行频谱解析求得距离频谱，测定到测定对象物的距离。

14.一种距离测定装置，该距离测定装置测定到测定对象物的距离，其特征在于，包括：

输出按照由第一调制信号预先频率调制过的第二调制信号对特定频率的载波进行了双重频率调制得到的双重调制信号的信号源；

将所述双重调制信号作为波动进行发送的发送部；

检测由从所述发送部发送的波动或从所述信号源输出的双重调制信号的任意一方构成的行波和从所述发送部发送的波动被所述测定对象物反射后的反射波的混合波的混合波检测部；

检测由所述混合波检测部检测出的混合波的振幅成分的振幅成分检测部；

从由所述振幅成分检测部检测出的振幅成分选择特定的1个频率成分的单一频率选择部；

检测由所述单一频率选择部得到的信号电平的信号电平检测部；和

从由所述信号电平检测部得到的信号电平计算到测定对象物的距离的距离计算部。

15.根据权利要求14所述的距离测定装置，其特征在于：

所述信号源生成生成所述第一调制信号的第一调制信号、按照所述第一调制信号调制过的所述第二调制信号和所述载波的各个，

或包括预先存储所述双重调制信号的双重调制信号存储模块，

或包括预先存储所述第二调制信号的第二调制信号存储模块和生成所述载波的载波生成模块。

16.根据权利要求14或15所述的距离测定装置，其特征在于：

所述第一调制信号在特定的第一周期描绘阶段状增加或减少的波形，

所述第二调制信号是按照所述第一调制信号对比所述第一周期短的周期的锯齿波进行调制后的信号。

17.一种距离测定方法，该距离测定方法用于测定到测定对象物的距离，其特征在于：

将按照由第一调制信号预先频率调制过的第二调制信号对特定频率的载波进行了双重频率调制得到的双重调制信号作为波动进行发送，

检测由所述发送的波动或所述双重调制信号的任意一方构成的行波和从所述发送部发送的波动被测定对象物反射后的反射波的混合波，

对检测出的混合波的频率成分进行检测，

从所述振幅成分选择特定的1个频率成分，

检测选择出的频率成分的信号电平，

从所述信号电平测定到测定对象物的距离。

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