CN101232356A - Mimo系统中的预编码方法、系统和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种MIMO系统中的预编码方法、系统和装置。本发明所涉及的方法、系统和装置可以应用在正交空时编码的情况下。本发明方法采用非酉矩阵进行预编码，该非酉矩阵由判决得到的最优预编码矢量构造得到。本发明系统包括发射机和接收机，其中，发射机包括码本列表、预编码矩阵构造单元和预编码单元；接收机包括信道估计单元、码本列表、判决单元。通过仿真和分析可以知道，与现有技术相比，采用本发明所述的方案可以在信噪比相同的情况下，使误码率更低，同时可以降低译码复杂度。

Description

MIMO系统中的预编码方法、系统和装置

技术领域

本发明涉及无线通信技术，特别是涉及一种MIMO系统中的预编码技术。

背景技术

信息论研究证明采用多天线的通信系统能够获得更高的信道容量，在信道为独立瑞利衰落且接收机知道信道状态信息的假设下，在发射端和接收端均采用多天线的多入多出(Multiple Input MultipleOutput，MIMO)系统的理论信道容量随发射天线数和接收天线数中较小值近似线性增长，MIMO系统提高容量的方式称为空分复用。MIMO系统与正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技术相结合的MIMO-OFDM系统，能够有效对抗无线信道的多径衰落，被公认为第四代移动通信最具竞争力的技术。

MIMO能利用多个独立信道增益对抗无线信道衰落，称之为分集，包括空间分集、时间分集和频率分集三种。其中，垂直分层空时编码(Vertical Bell Laboratory Layer Space-Time Codes，V-BLAST)结构和正交空时分组码(Orthogonal Space-Time Block Codes，OSTBC)结合了空分复用和时间分集，这两种编码方式均属于空时编码方案。

通常，MIMO系统的发射端不知道信道状态信息，然而，如果发射端能够获知信道状态信息，则我们在发射端可以对发射信号进行一定处理，降低干扰，提高平均接收信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)，从而降低平均误符号率，我们称这种发射端的处理为预编码。发射端所需的信道状态信息可以是瞬时信道估计，也可以是信道估计的一阶或二阶统计信息，这取决于信道的时间衰落特性，例如，对于快衰落系统，我们一般采用信道估计的统计特性来反映信道信息；而对于慢衰落系统，我们一般采用瞬时信道估计。

在一个对称时分双工(Time Division Duplex，TDD)系统中，上下行信道的信道信息可以相互共享，在这种情况下，不需要对系统结构做任何改动，基站和移动台都能采用预编码。然而对于非对称时分双工系统或者频分双工(Frequency Division Duplex，FDD)系统，情况则完全不同，以此类系统下行链路预编码为例，由于上下行信道的不对称性，接收端需要通过一个反馈信道将信道信息传递至发射端以使其获知下行信道，我们称这种采用反馈机制的MIMO系统为闭环MIMO(Closed-loop MIMO，CL-MIMO)系统，相对应的，没有反馈的MIMO系统为开环MIMO(Open MIMO，OP-MIMO)系统。闭环MIMO系统能够通过反馈优化系统性能，更好的发挥MIMO的优势，因此成为近来MIMO研究的热点之一。

然而，信道信息随发射天线数、接收天线数和用户数之积增长，对于MIMO信道容量随发射天线数或接收天线数线性增长而言，要反馈完全的信道信息(理想反馈)难以在实际系统中实现。有限反馈预编码方案能够解决上述问题。采用有限反馈预编码的闭环MIMO系统事先将一组预编码矩阵，称之为码本，存储在收发两端。在接收端系统根据信道估计和一定的判决准则，从码本中选择出最优预编码矩阵，将其索引反馈至发送端，发送端再根据该索引得到预编码矩阵。以包含N个预编码矩阵的码本为例，有限反馈预编码方案仅需反馈log₂N比特就可以得到预编码矩阵，大大减少了反馈信息量。可以说，有限反馈预编码是对理想预编码矩阵空间的量化。

目前绝大部分预编码研究文献和IEEE802.16e协议标准草案都采用上述这种预编码方案，IEEE802.16e物理层将其分别与三种空时编码方案，即波束成型(beamforming，BF)、垂直分层空时编码以及正交空时分组码相结合。

一个有限反馈预编码MIMO-OFDM系统的结构和工作流程如图1所示。

在发送端，首先把要发送的数据通过调制产生已调符号，然后对已调符号进行空时映射(即空时编码)，对空时映射得到的信号进行预编码，最后经快速傅立叶逆变换，D\A变换，上混频，最后通过天线把信号发射出去。其中，在预编码阶段，发送端收到接收端通过反馈信道发送来的反馈信息，该信息告知发送端应该选择哪个预编码矩阵进行预编码。发送端收到该信息后，在码本集合中选中该预编码矩阵，并采用该矩阵对空时映射得到的信号进行预编码。

在接收端，天线接收到信号后，一方面，对信号进行下混频，A\D变换，快速傅立叶变换，变换后的信号作为译码器的输入信号之一，另一方面接收端根据信道估计以及最优判决准则，从码本中选择最优预编码矩阵，将其序号由反馈信道反馈至发射端，同时，将上一次最优预编码矩阵和信道估计送入译码器用来译码。其具体的判决过程如下：接收端设备根据接收到的信号进行信道估计，利用信道估计得到的信道状况信息，结合码本集合中的各个预编码矩阵进行最优判决，并将判决结果通过反馈信道发送给发送端。

有限反馈预编码的关键是码本和最优判决准则，这两者将直接影响系统的误码率性能。设经过判决得到的最优预编码矩阵为F，IEEE802.16e协议草案认为，根据预编码理论，预编码不增大发射总功率，即满足

$\underset{s\∈S^{M_s}}{\max }\frac{{\left|\right|\mathrm{Fs}\left|\right|}_2}{{\left|\right|s\left|\right|}_2}\≤1---\left(1\right)$

其中，s表示一组发射信号矢量，S表示调制符号集，‖·‖₂表示取矢量2范数。由于酉矩阵具有不改变矢量范数的特性，因此，在预编码中常采用酉矩阵(发射天线数等于数据流数时)或仿酉矩阵(发射天线数大于流数时)作为预编码矩阵。

IEEE802.16e协议草案也是采用的酉矩阵预编码。因此，协议草案规定的预编码矩阵F为酉矩阵(发射天线数等于数据流数时)或仿酉矩阵(发射天线数大于流数时)。

此外，并根据不同发射天线数、不同数据流数和不同反馈比特数配置将码本进行分类，IEEE802.16e协议草案中还提出了码本的分类办法，定义了根据不同发射天线数、不同数据流数和不同反馈比特数配置下码本，其草案给出的可用码本详见表1，“-”表示在该协议中没有规定该码本。

表1IEEE802.16e协议码本

因此，当接收端接收到信号后，根据发射天线数、数据流数和反馈比特数，选择表1所示码本中的其中一类进行最优判决。

以闭环2发1收的Alamouti正交空时分组编码为例，若其反馈比特数为3bit，则最优预编码矩阵F从表1的(2，2，3)码本集合中选择；若其反馈比特数为6bit，则F从表1的(2，2，6)码本集合中选择。

最优判决的目的是使得误码率最小化或容量最大化，具体根据译码算法有所不同，误码率最小化最优判决准则其具体表达式是

$F=\underset{F_i\∈\mathrm{\Φ}}{\arg \max }{\left|\right|{\mathrm{HF}}_i\left|\right|}_F---\left(2\right)$

其中，Ф表示码本集合，‖·‖_F表示取矩阵Frobenius范数。判决结果表明F是最优预编码矩阵，则将该最优预编码矩阵在码本中的序号i反馈至发送端。

发明内容

在背景技术部分，上述例子中的正交空时分组编码是正交空时编码的一种，而正交空时编码的正交特性具有不改变信道分布特性的特点。同时，酉矩阵也具有不改变信道分布特性的特点。事实上，若希望在编码时不改变信道分布特性，只需要进行一次不改变信道分布特性的编码即可，而不需要进行两次以上这样的编码。因此，如果我们在MIMO-OFDM系统中采用了正交空时编码，则可以在预编码中采用非酉矩阵。

同时，在无线传输中总是希望在同样的信噪比下取得更好的误码率性能，即取得尽可能大的信噪比增益。本发明的具体实施方式的目的是要提供一种在前述系统中利用非酉矩阵进行预编码的方法、系统和装置，以在保证不改变信道分布特性的条件下，取得更好的误码率性能。

本发明的具体实施方式提供了一种MIMO系统中的预编码方法，该方法采用正交空时编码，并采用两个以上数据流数，并且包括：

在波束成形码本中选取最优预编码矢量；

采用所述最优预编码矢量构造预编码矩阵；

采用所述预编码矩阵进行预编码。

本发明的具体实施方式又提供了一种采用有限反馈预编码的MIMO系统，该系统包括发射机和接收机。该系统采用正交空时编码，并采用两个以上数据流数；并且，

所述接收机包括：

信道估计单元，用于进行信道估计，并将信道估计结果提供给判决单元；

码本列表存储单元，用于向判决单元提供预编码矩阵或预编码矢量；

判决单元，用于依据所述信道估计单元提供的信道估计结果和设定的判决准则，在所述码本列表存储单元的波束成形码本中选取最优预编码矢量，并将该最优预编码矢量的信息反馈给所述发射机；

所述发射机包括：

码本列表存储单元，用于向预编码矩阵构造单元提供预编码矩阵或预编码矢量；

预编码矩阵构造单元，用于根据所述接收机判决单元反馈的最优预编码矢量信息，在所述发射机的码本列表存储单元中选取相应的预编码矢量，构造预编码矩阵；

预编码单元，用于根据所述预编码矩阵构造单元构造的预编码矩阵，进行预编码。

本发明的具体实施方式又提供了一种运用在MIMO系统中的接收机，所述接收机包括：

信道估计单元，用于进行信道估计，并将信道估计结果提供给判决单元；

码本列表存储单元，用于向判决单元提供预编码矩阵或预编码矢量；

判决单元，用于依据所述信道估计单元提供的信道估计结果和设定的判决准则，在所述码本列表存储单元的波束成形码本中选取最优预编码矢量，并将该最优预编码矢量的信息反馈给所述发射机；

本发明的具体实施方式又提供了一种运用在MIMO系统中的发射机，其特征在于，所述发射机包括：

码本列表存储单元，用于向预编码矩阵构造单元提供预编码矩阵或预编码矢量；

预编码矩阵构造单元，用于根据所述接收机判决单元反馈的最优预编码矢量信息，在所述发射机的码本列表存储单元中选取相应的预编码矢量，构造预编码矩阵；

预编码单元，用于根据所述预编码矩阵构造单元构造的预编码矩阵，进行预编码。

本发明具体实施方式提供了一种利用波束成形码本构造预编码矩阵的方法、系统、发射机和接收机。波束成形码本构造的预编码矩阵是一种非酉矩阵。因此，采用本发明具体实施方式所提供的方法、系统、发射机和接收机，可以实现利用非酉矩阵进行预编码。以本发明实施方式所述方法进行预编码后，可以取得比酉矩阵预编码方案更好的误码率性能，且通过分析可以知道其译码复杂度更低。

附图说明

图1是现有技术中的有限反馈预编码MIMO-OFDM系统示意图；

图2是在最大多普勒频移为40的低速移动环境下，I型理想反馈和II型理想反馈下信噪比与误比特率的关系对比图；

图3是在最大多普勒频移为40的低速移动环境下，分别对本发明具体实施方式所提供的(2，1，3)有限反馈，与现有技术中采用的(2，2，3)有限反馈情况下进行仿真，得到的信噪比与误比特率关系对比图；

图4是在最大多普勒频移为40的低速移动环境下，分别对本发明具体实施方式所提供的(2，1，6)有限反馈，与现有技术中采用的(2，2，6)有限反馈情况下进行仿真，得到的信噪比与误比特率关系对比图；

图5是在独立12径TU信道下，移动速度为3km/h时，分别对本发明具体实施方式所提供的(2，1，3)有限反馈，与现有技术中采用的(2，2，3)有限反馈情况下进行仿真，得到的信噪比与误比特率关系对比图；

图6是在独立12径TU信道下，移动速度为3km/h时，分别对本发明具体实施方式所提供的(2，1，6)有限反馈，与现有技术中采用的(2，2，6)有限反馈情况下进行仿真，得到的信噪比与误比特率关系对比图；

图7是本发明具体实施方式三所述采用有限反馈预编码的MIMO系统和装置的示意图。

具体实施方式

为使本发明的技术方案更加清楚，以下给出本发明的具体实施方式。

具体实施方式一：

具体实施方式一给出了在MIMO-OFDM系统中，当采用正交空时编码时，如何利用非酉矩阵进行预编码。具体如下：

接收端收到信号之后，进行信道估计，得到M_r×M_f的信道矩阵H。H可以通过任何已知的信道估计方法获得，此处不再赘述；根据发射天线数和反馈比特数，对相应的波束成形码本集合中的预编码矩阵进行最优判决，可以得到最优的发射矢量v，判决依据以下公式：

$v=\underset{v_i\∈\mathrm{\ζ}}{\arg \max }{\left|\right|H{v}_i\left|\right|}_2---\left(3\right)$

其中，v_i为波束成型码本中预编码矢量，即数据流数等于1的码本。波束成型码本可以是目前任何文献中给出的码本，本发明参考的是IEEE802.16e协议草案中的波束成型码本。

得到最优发射矢量之后，就可以构造最优预编码矩阵

F＝[v…v](4)

式(4)表示由n个最优预编码矢量v并列构成最优预编码矩阵F，n值与数据流数相同。发送端利用F进行预编码即可。

具体实施方式二：

以下以闭环2发1收的Alamouti正交空时分组编码为例，具体说明本发明所涉及的预编码方法。为了在下文比较本发明的具体实施方式与现有技术的性能，在此先假定：根据现有技术判决产生的最优预编码矩阵为F_I，而根据本发明具体实施方式所述方法判决产生的最优预编码矩阵为F_II。

在采用闭环2发1收Alamouti正交空时分组编码的MIMO-OFDM系统中，发射天线数为2，由于而本具体实施方式是以波束成形码本中最优预编码矢量为基础构造最优预编码矩阵，因此当反馈比特数为3bit时，在(2，1，3)码本集合中选择一个矢量作为最优预编码矢量v，当反馈比特数为6bit时，在(2，1，6)码本集合中选择一个矢量作为最优预编码矢量v。本发明实施方式中，v的判决准则遵循式(3)。

在此对码本做进一步说明。当反馈比特数为3bit时，这表示相应码本中有8个不同的预编码矢量(或矩阵)。例如(2，1，3)码本中有8个不同的预编码矢量。以此类推，(2，1，6)码本中有64个不同的预编码矢量，式(3)中v_i的下标i表示该矢量在码本中的序号。

在判决产生最优发射矢量v后，接收端通过反馈信道将判决结果，即最优发射矢量v的序号，反馈给发送端。

发送端收到接收端反馈的判决结果后，根据式(4)所述原则构造最优预编码矩阵F_II，并利用该矩阵进行预编码。

以下以具体实施方式二所述的采用闭环2发1收的Alamouti正交空时分组编码的MIMO-OFDM系统为例，说明本发明具体实施方式所述预编码方法的有益效果。

由于有限反馈的理论性能分析十分困难，这里给出其误码率下限，也就是理想反馈下的性能分析。我们称现有技术IEEE802.16e协议中的预编码方案为I型闭环理想反馈预编码，其预编码矩阵为F_I，根据反馈比特数不同，取自(2，2，3)或者(2，2，6)码本，F_I＝[v₁ v₂]，v₁、v₂均为2×1的矢量，且相互正交；称本发明具体实施方式所述预编码方案为II型闭环理想反馈预编码，其预编码矩阵为F_II，F_II＝[v v]，v根据反馈比特数不同，取自(2，1，3)或者(2，1，6)码本，为经过最优判决得到的最优发射矢量，也是2×1的矢量。

2发1收的Alamouti正交空时分组编码码字结构为

$S=\left[\begin{array}{cc}{s}_1& {-s}_2^{*}\\ s_2& s_1^{*}\end{array}\right]---\left(5\right)$

其中，第一列矢量为时刻t₁从2根发射天线上发射的信号，第二列矢量为时刻t₂从2根发射天线上发射的信号，即 ${s_t}_1={\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2\end{array}\right]}^T,$ ${s_t}_2={\left[\begin{array}{cc}{-s}_2^{*}& s_1^{*}\end{array}\right]}^T,$ (·)T表示求转置。根据Alamouti正交空时分组编码假设，t₁、t₂时刻经历相同的信道衰落，则在有限反馈预编码的情况下，接收端收到的信号可以表示为

${y_t}_i=\sqrt{\frac{1}{2}}{{\mathrm{HFs}}_t}_i+{n_t}_i,i=\mathrm{1,2}---\left(6\right)$

其中，H为1×2的实际信道矩阵，H＝[h₁ h₂]，h₁、h₂分别表示发射天线1、2与接收天线之间的信道衰落系数，

表示高斯白噪声。本发明的实施方式中，假设衰落系数独立，服从均值为0、方差为1的复高斯分布，即H为瑞利衰落信道。

根据预编码以及Alamouti正交空时分组编码理论，可将(6)式等效为如下形式

$y=\left[\begin{array}{c}{y}_{t_1}\\ y_{t_2}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{1}{2}}{H}_{\mathrm{eff}}s+n=\sqrt{\frac{1}{2}}\·\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_1& {\tilde{h}}_2\\ {\tilde{h}}_2^{*}& {\tilde{h}}_1^{*}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{t_1}\\ n_{t_2}^{*}\end{array}\right]---\left(7\right)$

其中，对式(7)中2×2的等效信道矩阵H_eff做奇异值(Singular Value Decomposition，SVD)分解，得H_eff＝U∑V^H，其中，U＝1，V为2×2酉矩阵，∑＝[λ 0]，λ为等效信道矩阵H_eff的非零奇异值(λ为实数)，根据矩阵奇异值分解理论，有 $\mathrm{\λ}=\sqrt{{\left|{\tilde{h}}_1\right|}^2+{\left|{\tilde{h}}_2\right|}^2}.$

在I型闭环理想反馈预编码情况下，F_I＝V＝[v₁ v₂]，HF_I＝[λ 0]，其译码后结果为

${\hat{S}}_I=H_{\mathrm{eff}}^{H}y$

$=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\λ}& 0\\ 0& \mathrm{\λ}\end{array}\right]\·\sqrt{\frac{1}{2}}\·\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\λ}& 0\\ 0& \mathrm{\λ}\end{array}\right]\·{\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2\end{array}\right]}^T+\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\λ}& 0\\ 0& \mathrm{\λ}\end{array}\right]\·n---\left(8\right)$

$=\sqrt{\frac{1}{2}}\·\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\λ}}^2& 0\\ 0& {\mathrm{\λ}}^2\end{array}\right]\·{\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2\end{array}\right]}^T+\left[\begin{array}{c}\mathrm{\λ}\·n_{t_1}\\ \mathrm{\λ}\·n_{t_2}^{*}\end{array}\right]$

其中，(·)^H表示求矩阵转置共轭矩阵，我们称(8)式中

的第一行和第二行为译码支路，每支路的信号在译码后送入解调器解调，而误码率性能则取决于解调信噪比。根据(8)式，以及假设发射符号功率归一，即ε_s＝1和噪声功率为1，即 ${\mathrm{\σ}}_n^2=1$ 可知，译码后每支路解调信噪比为

$P_I=\frac{P_s}{P_n}=\frac{{({\mathrm{\λ}}^2/\sqrt{2})}^2\·{\mathrm{\ϵ}}_s}{{\mathrm{\λ}}^2\·{\mathrm{\σ}}_n^2}=\frac{{\mathrm{\λ}}^2}{2}---\left(9\right)$

在II型闭环理想反馈预编码情况下，F_II＝V＝[v v]，HF_II＝[λ λ]，其译码后结果为

${\hat{S}}_I=H_{\mathrm{eff}}^{H}y$

$=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\λ}& \mathrm{\λ}\\ \mathrm{\λ}& -\mathrm{\λ}\end{array}\right]\·\sqrt{\frac{1}{2}}\·\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\λ}& \mathrm{\λ}\\ \mathrm{\λ}& -\mathrm{\λ}\end{array}\right]\·{\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2\end{array}\right]}^T+\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\λ}& \mathrm{\λ}\\ \mathrm{\λ}& -\mathrm{\λ}\end{array}\right]\·n---\left(10\right)$

$=\sqrt{\frac{1}{2}}\·\left[\begin{array}{cc}2{\mathrm{\λ}}^2& 0\\ 0& 2{\mathrm{\λ}}^2\end{array}\right]\·{\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2\end{array}\right]}^T+\left[\begin{array}{c}\mathrm{\λ}\·(n_{t_1}+n_{t_2}^{*})\\ \mathrm{\λ}\·(n_{t_1}-n_{t_2}^{*})\end{array}\right]$

译码后每支路信噪比为

$P_{\mathrm{II}}=\frac{P_s}{P_n}=\frac{{(2{\mathrm{\λ}}^2/\sqrt{2})}^2\·{\mathrm{\ϵ}}_s}{2{\mathrm{\λ}}^2\·{\mathrm{\σ}}_n^2}={\mathrm{\λ}}^2---\left(11\right)$

可见，采用II型闭环理想反馈预编码可以比I型提高一倍的解调信噪比，即系统性能提高3dB。由于传统的预编码方法和本发明具体实施方式所述预编码方法实际分别是I型和II型闭环理想反馈预编码的量化，因此，如果量化误差相同，两种有限反馈预编码性能差异也为3dB。也就是说II型闭环理想反馈预编码比I型具有更好的误码率性能。

图2、图3、图4给出了最大多普勒频移为40的低速移动环境下本发明具体实施方式所述方法和传统预编码方法的误码率性能对比，图2是在理想反馈状态下的性能对比，图3是3bit反馈时，本发明所提供的方案和现有技术的性能对比，图4是6bit反馈时，本发明所提供的方案和现有技术的性能对比。可以看到，本发明具体实施方式所述方法相对于传统预编码方法在独立单径瑞利衰落信道下高信噪比时有3dB左右增益。为了进一步验证本发明方案在独立多径信道下的性能，图5、图6给出了在独立12径TU信道下，移动速度为3km/h时本发明方案和传统方案的误码率性能对比，其中系统载频3.5GHz，带宽10MHz，傅立叶变换和循环前缀的点数分别为1024和128。其中，图5是3bit反馈时，本发明所提供的方案和现有技术的性能对比，图6是6bit反馈时，本发明所提供的方案和现有技术的性能对比。从图5、图6可以看出，在独立多径信道下，本发明方案依然有效，在高信噪比下相对于传统方案仍可以取得约3dB左右增益。

与此同时，II型闭环理想反馈预编码对信噪比的提高并不是以提高发射总功率为代价的。根据Alamouti正交空时编码的结构，t₁时刻的发射总功率为

${\left|\right|\frac{1}{\sqrt{2}}{\mathrm{Fs}}_{t_1}\left|\right|}_2^2=\frac{{\left|\right|{\mathrm{vs}}_1+{\mathrm{vs}}_2\left|\right|}_2^2}{2}$

$\≤\frac{{\left|\right|{\mathrm{vs}}_1\left|\right|}_2^2+{\left|\right|{\mathrm{vs}}_2\left|\right|}_2^2}{2}---\left(11\right)$

$=\frac{{\left|\right|v\left|\right|}_2^2({\left|s_1\right|}^2+{\left|s_2\right|}^2)}{2}=1$

其中，S_t表示t₁时刻Alamouti正交空时分组编码的发射信号矢量，t₂时刻同理可证。由此可知，采用II型闭环理想反馈预编码相对于I型闭环理想反馈预编码并没有提高发射总功率。

此外，采用本发明具体实施方式所述的预编码方法还能在降低系统误码率的同时降低译码复杂度，这是由于预编码矩阵列向量相同造成。表2给出了两个数据流时，传统预编码方法和本发明具体实施方式所述预编码方法在译码复杂度上的对比。

表2Aloumouti正交空时分组编码译码复杂度的对比

为实现上述方法，下面提供相应的无线通信系统和装置的具体实施方式。

以下结合附图7说明本发明的具体实施方式三：

本发明的具体实施方式三提供一种采用有限反馈预编码的MIMO系统，该系统包括发射机710和接收机720。系统采用正交空时编码，并采用两个以上数据流数，并且，所述接收机720包括：

信道估计单元721，用于进行信道估计，并将信道估计结果提供给判决单元723；除此之外，信道估计单元还将信道估计结果提供给译码器，但信道估计单元在这方面的作用与本发明所涉及的技术方案并不直接相关，因此也不应当视为本具体实施方式所述技术方案的一部分；

码本列表存储单元722，用于向判决单元723提供预编码矩阵或预编码矢量；所述预编码矢量实际上也是一种预编码矩阵，在本发明实施方式中，预编码矢量可以从波束成形码本中选择，用来构造预编码矩阵；

判决单元723，用于依据所述信道估计单元721提供的信道估计结果和设定的判决准则，在所述码本列表存储单元722的波束成形码本中选取最优预编码矢量，并将该最优预编码矢量的信息反馈给所述发射机710；选取最优预编码矢量的判决准则，可以遵循式(3)。

一般来说，不同的预编码矢量可以用不同的数值来表示，反馈时只需要反馈与选取的预编码矢量对应的数值就可以了，而不需要把预编码矢量本身反馈给发射机。当然，本实施方式所述的预编码矢量的信息，并不仅限于上面所说的对应数值，只要反馈的内容能够正确的指明所选取的预编码矢量即可。

所述发射机710包括：

码本列表存储单元711，用于向预编码矩阵构造单元712提供预编码矩阵或预编码矢量；

预编码矩阵构造单元712，用于根据所述接收机720判决单元723反馈的最优预编码矢量信息，在码本列表存储单元711中选取相应的预编码矢量，构造预编码矩阵；根据预编码矢量构造预编码矩阵遵循式(4)的原则。

预编码单元713，用于根据所述预编码矩阵构造单元712构造的预编码矩阵，进行预编码。

以上具体实施方式三同时也已经提供了应用于本发明方法的发射机和接收机。

对于本发明具体实施方式所述的方法、系统和装置，凡在本发明具体实施方式的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种MIMO系统中的预编码方法，其特征在于，采用正交空时编码，并采用两个以上数据流数，并且包括：

在波束成形码本中选取最优预编码矢量；

采用所述最优预编码矢量构造预编码矩阵；

采用所述预编码矩阵进行预编码。

2.权利要求1所述的MIMO系统中的预编码方法，其特征在于，所述在波束成形码本中选取最优预编码矢量，遵循以下原则，

$v=\underset{v_i\∈\mathrm{\ζ}}{\arg \max }{\left|\right|H{v}_i\left|\right|}_{\text{2}}$

其中，v为最优预编码矢量；v_i为波束成型码本中预编码矢量，即数据流数等于1的码本；H为信道矩阵；||·||₂表示取矢量2范数。

3.权利要求2所述的MIMO系统中的预编码方法，其特征在于，所述波束成型码本是IEEE802.16e协议中的波束成型码本。

4.权利要求1所述的MIMO系统中的预编码方法，其特征在于，所述采用所述最优预编码矢量构造预编码矩阵，是将n个所述最优预编码矢量并列构成预编码矩阵，n的值与数据流数相同。

5.一种采用有限反馈预编码的MIMO系统，包括发射机和接收机，其特征在于，所述系统采用正交空时编码，并采用两个以上数据流数；并且，

所述接收机包括：

信道估计单元，用于进行信道估计，并将信道估计结果提供给判决单元；

码本列表存储单元，用于向判决单元提供预编码矩阵或预编码矢量；

判决单元，用于依据所述信道估计单元提供的信道估计结果和设定的判决准则，在所述码本列表存储单元的波束成形码本中选取最优预编码矢量，并将该最优预编码矢量的信息反馈给所述发射机；

所述发射机包括：

码本列表存储单元，用于向预编码矩阵构造单元提供预编码矩阵或预编码矢量；

预编码矩阵构造单元，用于根据所述接收机判决单元反馈的最优预编码矢量信息，在所述发射机的码本列表存储单元中选取相应的预编码矢量，构造预编码矩阵；

预编码单元，用于根据所述预编码矩阵构造单元构造的预编码矩阵，进行预编码。

6.权利要求5所述的采用有限反馈预编码的MIMO系统，其特征在于，所述反馈单元反馈的最优预编码矢量的信息，是与每个预编码矢量一一对应的数值。

7.一种运用在MIMO系统中的接收机，其特征在于，所述接收机包括：

信道估计单元，用于进行信道估计，并将信道估计结果提供给判决单元；

码本列表存储单元，用于向判决单元提供预编码矩阵或预编码矢量；

判决单元，用于依据所述信道估计单元提供的信道估计结果和设定的判决准则，在所述码本列表存储单元的波束成形码本中选取最优预编码矢量，并将该最优预编码矢量的信息反馈给所述发射机；

8.权利要求7所述的接收机，其特征在于，所述判决单元在波束成形码本中选取最优预编码矢量遵循以下原则：

$v=\underset{v_i\∈\mathrm{\ζ}}{\arg \max }{\left|\right|H{v}_i\left|\right|}_{\text{2}}$

其中，v为最优预编码矢量；v_i为波束成型码本中预编码矢量，即数据流数等于1的码本；H为信道矩阵；||·||₂表示取矢量2范数。

9.一种运用在MIMO系统中的发射机，其特征在于，所述发射机包括：

码本列表存储单元，用于向预编码矩阵构造单元提供预编码矩阵或预编码矢量；

预编码矩阵构造单元，用于根据所述接收机判决单元反馈的最优预编码矢量信息，在所述发射机的码本列表存储单元中选取相应的预编码矢量，构造预编码矩阵；

预编码单元，用于根据所述预编码矩阵构造单元构造的预编码矩阵，进行预编码。

10.权利要求9所述的发射机，其特征在于，所述预编码矩阵构造单元采用所述最优预编码矢量信息构造预编码矩阵，包括：

根据所述最优预编码矢量信息，确定最优预编码矢量；

将n个所述最优预编码矢量并列构成预编码矩阵，n的值与数据流数相同。

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