CN101227241B - 一种估计信道误码率的方法 - Google Patents

Abstract

一种估计信道误码率的方法，应用于无线通信系统中，包括以下步骤：接收端对其收到的基带数据进行解调后，得到每一信息比特对应的软信息；计算所述所有软信息的方差；根据所述方差与误码率的对应关系，得到所述误码率。本发明利用软解调信息的方差对信道误码率进行估计，避免了重新编码等方法的复杂性和不准确性，具有计算简单、计算准确的特点，可广泛应用于需要估计信道误码率的各种通信领域。

Description

一种估计信道误码率的方法

技术领域

本发明涉及无线通信领域的信道质量估计技术，尤其涉及一种估计信道误码率的方法。

背景技术

电磁波在无线通信信道的传输过程中，由于信道的复杂性，不可避免的会产生多径叠加、噪声干扰、同频干扰以及多普勒频偏等现象，导致接收端接收到的信号恶化，从而使解码出的信息与发射的信息不完全相同，而有一定比例的误码。因此误码率(BIT ERROR RATIO，BER)可以用来度量信道质量。

在通信领域中，常常需要实时地对信道质量进行测量，例如在GSM(泛欧数字蜂窝移动通信系统)/EDGE(增强型数据速率GSM演进技术)移动通信系统中，就需要通过计算误码率来衡量信道质量的好坏。当信道的误码率高于某一设定值时就要进行信道的切换，以保证通信的质量。

目前，估计误码率的方法已有很多，重新编码技术是一种常用的方法。该方法在接收机对接收到的数据进行硬解调、译码操作后，对得到的数据进行重新编码，再将硬解调后得到的数据与重新编码得到的数据进行比较得到误码率，比如专利CN99108712.7。这类方法的缺点是需要在接收端重新编码，而编码的计算复杂度会增加系统的开销，浪费资源；此外，只有在信噪比较高和编码的纠错能力较强的情况下才能够认为重新编码后的数据与发射端发射的数据相一致。

专利CN200410080975.6利用Turbo编码的特殊性，用解调后硬判决得到的系统比特与译码后得到的系统比特进行比较来估算误码率以省略重新编码的过程。但该方法不具有普遍性，并且也需要在具有较高信噪比的条件 下才能保证译码后的系统比特与发射端发射的数据相一致。

利用软信息进行误码率估计是一种较新的方法。软解调就是将解调结果量化为某个区间的整数，例如以整数M对应比特1，以-M对应比特-1的话，(-M，M)区间内的值的绝对值实际上反映了解调的结果为1或-1的概率。专利CN99109665.7将软信息与重编码技术相结合，利用每个比特对应的软信息作为权值，对各权值的绝对值求和，并将其与重新编码后的各权值的绝对值之和做比较来计算误码率。采用这种方法的缺陷是仍然需要重新编码。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种估计信道误码率的方法，以简单、精确地估算出信道误码率。

为解决上述问题，本发明提供了一种估计信道误码率的方法，应用于无线通信系统中，包括以下步骤：

a、接收端对其收到的基带数据进行解调后，得到每一信息比特对应的软信息；

b、计算所述所有软信息的方差；

c、根据所述方差与误码率的对应关系，得到所述误码率。

进一步地，上述方法还可具有以下特征：

步骤b之前还包括：所述接收端计算出所述所有软信息的均值；步骤b中，所述接收端利用所述均值计算出所述所有软信息的方差。

进一步地，上述方法还可具有以下特征：

所述接收端利用所述均值计算所述所有软信息的方差的公式为：

${\mathrm{\δ}}^2=\frac{1}{N\·L}\underset{i=0}{\overset{N\·L-1}{\mathrm{\Σ}}}{(a_i-\stackrel{\‾}{a})}^2$

其中，a_i是一个信息比特对应的软信息， 

为软信息均值，N是一帧中所包含的信息比特的个数，L是做平均的帧数。

进一步地，上述方法还可具有以下特征：

步骤b中，所述接收端通过计算所述所有软信息的平方和的均值得到所 述所有软信息的方差。

进一步地，上述方法还可具有以下特征：

所述接收端采用下述公式通过计算所述所有软信息的平方和的均值得到所述所有软信息的方差：

${\mathrm{\δ}}^2=\frac{1}{N\·L}\underset{i=0}{\overset{N\·L-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i^2$

其中，a_i是一个信息比特对应的软信息，N是一帧中所包含的信息比特的个数，L是做平均的帧数。

进一步地，上述方法还可具有以下特征：

步骤a之前还包括以下步骤：将所述方差与误码率的对应关系保存在所述接收端中，每一误码率等级对应一软信息方差的范围值；步骤c中，根据得到的所述软信息的方差，查出所述方差属于哪一个方差的范围值内，进而得到与之对应的误码率等级。

进一步地，上述方法还可具有以下特征：

如所述基带数据是采用高斯最小频移键控调制方式调制的，则所述方差与误码率的对应关系通过下式计算得出：

$\mathrm{BER}={10}^{a_1\·{\log }_{10}\frac{{\mathrm{\δ}}^2}{M^2-{\mathrm{\δ}}^2}+b_1}$

其中，BER为误码率；δ²为方差；M是软信息量化区间的一端值的绝对值；a₁和b₁都是常数，其取值是根据大量仿真试验中误码率与方差的对应关系得到的。

进一步地，上述方法还可具有以下特征：

如所述基带数据是采用八进制相移键控调制方式调制的，则所述方差与误码率的对应关系通过下式计算得出：

$\mathrm{BER}={10}^{{\log }_2(a_2\·\frac{{\mathrm{\δ}}^2}{M^2}+b_2)}$

其中，BER为误码率；δ²为方差；M是软信息量化区间的一端值的绝对值；a₂和b₂都是常数，其取值是根据大量仿真试验中误码率与方差的对应关系得到的。

本发明利用软解调信息的方差对信道误码率进行估计，避免了重新编码等方法的复杂性和不准确性，具有计算简单、计算准确的特点，可广泛应用于需要估计信道误码率的各种通信领域。

附图说明

图1为本发明实施例中估算信道误码率的流程图；

图2为本发明实施例中GSM系统中常规突发脉冲的数据格式示意图；

图3为本发明实施例中基带数据采用GMSK(高斯最小频移键控)调制方式时采用本发明所述方法得到的误码率与利用仿真得到的误码率的比较示意图；

图4为本发明实施例中基带数据采用8PSK(八进制相移键控)调制方式时采用本发明所述方法得到的误码率与利用仿真得到的误码率的比较示意图。

具体实施方式

下面将结合附图及实施例对本发明的技术方案进行更详细的说明。

本发明基于软信息与误码率存在一定的反比关系这一思想，通过计算软信息的方差得到误码率，并且提出一个软信息与误码率的对应关系公式。

如图1所示，GSM/EDGE系统均采用卷积方式编码，接收端相应地采用软判决维特比译码方式译码。因此，GSM/EDGE系统中的接收端首先按帧接收基带数据，并根据调制方式的不同选择对应的解调方式对接收到的基带数据进行软解调，得到软信息后，对其求均值：

$\stackrel{\‾}{a}=\frac{1}{N\·L}\underset{i=0}{\overset{N\·L-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i---\left(1\right)$

其中，a_i是一个信息比特对应的软信息，N是一帧中所包含的信息比特的个数，L是做平均的帧数。以GSM/EDGE系统帧结构为例，图2是常规突发脉冲NB(Normal Burst)的数据格式，N的取值仅仅是信息比特部分。对于GMSK调制方式，N＝116；对于8PSK调制方式，N＝348。

根据得到的软信息均值 

再求软信息的方差：

${\mathrm{\δ}}^2=\frac{1}{N\·L}\underset{i=0}{\overset{N\·L-1}{\mathrm{\Σ}}}{(a_i-\stackrel{\‾}{a})}^2---\left(2\right)$

在大量数据的统计情况下， 

是趋近于0的。因此在实际使用中，可将 

直接记为0。此时方差即为所有软信息的平方和的均值，即 ${\mathrm{\δ}}^2=\frac{1}{N\·L}\underset{i=0}{\overset{N\·L-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i^2.$  这样做可进一步简化计算的复杂度。

如式(2)可以看出，软信息的值越趋近于量化区间的两端(即其与 

的差值越大)，说明解调后的实际值趋近于该区间端值的概率越大，而此时信道的误码率也越小，方差也越大；而软信息的值越趋近于0(即其与 

的差值越小)，则其实际值趋近于该区间端值的概率就越小，此时的信道误码率也越大，方差也越小。可见，方差与信道误码率之间存在着一定的反比关系，即误码率可以由所求得的软信息的方差通过某种函数关系来进行估算。

接收端根据接收到的基带数据所采用的调制方式的不同，而采用不同的误码率估算公式。如上述基带数据是采用GMSK调制方式调制的，则接收端可采用下述公式对误码率进行计算：

$\mathrm{BER}={10}^{a_1\·{\log }_{10}\frac{{\mathrm{\δ}}^2}{M^2-{\mathrm{\δ}}^2}+b_1}---\left(3\right)$

如上述基带数据是采用8PSK调制方式调制的，则接收端可采用下述公式对误码率进行计算：

$\mathrm{BER}={10}^{{\log }_2(a_2\·\frac{{\mathrm{\δ}}^2}{M^2}+b_2)}---\left(4\right)$

其中，M是软信息量化区间的端值的绝对值；a₁、b₁、a₂和b₂都是常数，它们的取值是根据大量仿真试验中误码率与方差的对应关系确定的，不同的解调算法性能，可能的取值也未必一样。

当然，式(3)与(4)只是根据大量仿真试验结果得出一种经验公式，并不能作为对本发明的限定。

在接收端对基带数据进行解调之前，还可以在接收端中预先保存一张BER等级与软信息方差的对应关系表。该对应关系也是通过式(3)或(4)计算得出的。每一BER等级对应一个软信息方差的范围值。当接收端计算出软信息方差后，可以直接通过该表查出该方差属于哪一个范围值内，进而 得到与之对应的误码率等级。采用这种方式的好处是占用的资源量很低。

图3给出了TU50(时速50公里的城市模型)信道条件下，基带数据采用GMSK调制方式时的信道误码率仿真结果和利用本发明所提供的估计方法计算出的结果对比情况，图中实线是实际误码率，虚线是采用本发明所得到的误码率。可见，二者的符合情况比较好。

图4给出了TU50信道条件下，基带数据采用8PSK调制方式时的信道误码率仿真结果和利用本发明所提供的估计方法计算出的结果对比情况，图中实线是实际误码率，虚线是采用本发明所得到的误码率。可见，这种情况下的二者符合情况也是比较好的。

从仿真结果看，在各种信道条件下采用本发明所提供的方法估算出的信道误码率与实际的误码率也是非常接近的，具有较好的性能。而且该方法不仅适用于GSM/EDGE系统，也可以应用于其他无线通信系统。

当然，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (6)

1.一种估计信道误码率的方法，应用于无线通信系统中，其特征在于，包括以下步骤：

a、接收端对其收到的基带数据进行解调后，得到每一信息比特对应的软信息；

b、计算所述所有软信息的方差；

c、根据所述方差与误码率的对应关系，得到所述误码率；

如所述基带数据是采用高斯最小频移键控调制方式调制的，则所述方差与误码率的对应关系通过下式计算得出：

$\mathrm{BER}={10}^{a_1\·{\log }_{10}\frac{{\mathrm{\δ}}^2}{M^2-{\mathrm{\δ}}^2}+b_1}$

如所述基带数据是采用八进制相移键控调制方式调制的，则所述方差与误码率的对应关系通过下式计算得出：

$\mathrm{BER}={10}^{{\log }_2(a_2\·\frac{{\mathrm{\δ}}^2}{M^2}+b_2)}$

其中，BER为误码率；δ²为方差；M是软信息量化区间的一端值的绝对值；a₁、a₂、b₁和b₂都是常数，其取值是根据大量仿真试验中误码率与方差的对应关系得到的。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

步骤b之前还包括：所述接收端计算出所述所有软信息的均值；步骤b中，所述接收端利用所述均值计算出所述所有软信息的方差。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，

所述接收端利用所述均值计算所述所有软信息的方差的公式为：

${\mathrm{\δ}}^2=\frac{1}{N\·L}\underset{i=0}{\overset{N\·L-1}{\mathrm{\Σ}}}{(a_i-\stackrel{\‾}{a})}^2$

其中，a_i是一个信息比特对应的软信息，为软信息均值，N是一帧中所包含的信息比特的个数，L是做平均的帧数。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

步骤b中，所述接收端通过计算所述所有软信息的平方和的均值得到所述所有软信息的方差。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，

所述接收端采用下述公式通过计算所述所有软信息的平方和的均值得到所述所有软信息的方差：

${\mathrm{\δ}}^2=\frac{1}{N\·L}\underset{i=0}{\overset{N\·L-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i^2$

其中，a_i是一个信息比特对应的软信息，N是一帧中所包含的信息比特的个数，L是做平均的帧数。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

步骤a之前还包括以下步骤：将所述方差与误码率的对应关系保存在所述接收端中，每一误码率等级对应一软信息方差的范围值；步骤c中，根据得到的所述软信息的方差，查出所述方差属于哪一个方差的范围值内，进而得到与之对应的误码率等级。

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