CN101218554B

CN101218554B - 一种用于调整功率变换器输出端子处的输出电压的方法

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Publication number: CN101218554B
Application number: CN2006800072249A
Authority: CN
Inventors: 米尔顿·D·里贝罗; 肯特·科纳罕
Original assignee: FyreStorm Inc
Current assignee: FyreStorm Inc
Priority date: 2005-01-05
Filing date: 2006-01-05
Publication date: 2012-01-25
Anticipated expiration: 2026-01-05
Also published as: WO2006074371A2; WO2006074371A3; GB2437043B; GB2437043A; KR101148238B1; US7221130B2; CN101218554A; TW200636423A; US20060145678A1; KR20070107019A; GB0715151D0

Abstract

一种控制开关功率变换器的方法提供了有效算法以控制跨负载的输出电压，这些负载是具有小的瞬变的相对轻的负载。当输出电压处于或低于预定的第一量值，确定一个或多个脉冲所需的电荷，以将输出电压提高到大于目标输出电压的预定第二量值。采取修正动作将输出电压提高到第二个量值，并且除非输出电压确定为处于或低于第一个量值，系统将不采取进一步的修正动作。该方法可用于降压、升压、降压/升压或其他布局的同步或非同步功率变换器。该方法进一步提供确定从电池释放的电荷量的简单方法。

Description

一种用于调整功率变换器输出端子处的输出电压的方法

相关申请的前后参照

本申请涉及由Kent Kernahan，David F.Fraser和Jack Roan于2002年11月14日提交的、标题为“switching Power Converter”、共同转让的美国专利申请序列号10/295,580，该专利在此全文并入作为参考。由Kent Kernahan和John Carl Thomas于2002年11月14日提交的、标题为“Switching Power Converter”、专利申请序列No.10/295,739，现于2004年11月30日公布的美国专利6,825,644也在此全文并入作为参考。

技术领域

本发明涉及开关功率变换器(switching power converter)，该开关功率变换器的运行由计算机控制。

背景技术

数字开关电源控制器通过使用执行逻辑判断的算法而不是采用现有技术(利用由各种比例因子确定的模拟信号)提供控制电源的能力。与现有技术相反，本发明涉及一种对开关电源的数字逻辑控制器的输出电压进行调整的方法和电路。

一些产品具有睡眠、低功率或待机模式。当产品使用电池供电，这些模式旨在延长电池寿命。因此希望使用一种尽可能有效的控制方法。而且希望提供一种系统和方法以保持相对稳定负载的电压调整，从而可以最大化电源效率。相对于现有技术的另一个改进是提供电池电能管理的简单、低功率方法。

发明内容

本发明提供一种控制方法，其可应用于开关功率变换器，并且可以用于降压、升压和降压/升压布局(topology)，其中的任何一个可以是同步的或非同步的。

在本发明的方法中，检测(sense)开关功率变换器的输出电压的量值(magnitude)，并将其与预定的电压下限进行比较。在输出电压的量值等于或小于预定的电压下限之前，将不采取任何动作。如果输出电压的量值等于或小于预定下限，将采取修正动作以使输出电压增加至高于目标输出电压量值的量值。监测输出电压的量值，直到输出电压的量值等于或小于预定的输出电压下限，再作进一步的修正。因此修正动作事件的间隔时间是可依据例如开关功率变换器所供给的负载而变化。该方法称之为脉冲频率调制控制，或“PFM”控制。根据本发明的一个实施例，开关功率变换器中的控制器可以使用PFM控制。

本文描述的PFM控制用于包括同步降压、非同步升压、和四场效应晶体管降压/升压的布局。本领域的技术人员将认识到PFM控制可用于例如非同步降压、同步升压的其它布局。

当用于负载相对小并且稳定的系统，本发明的优点尤其突出。该方法的策略可以归纳为：

1.基于需要而使用传导的PFM控制

2.只要确定输出电压的量值等于或小于预定下限，就激活PFM控制用于修正。

3.PFM控制使用输入电压并计算必须注入驱动电路并足以将输出电压提升到预定上限电压的能量大小，该预定的上电压大于目标输出电压。

4.PFM系统返回到闲置模式进行等待，直到确定输出电压的量值等于或小于预定下限。

再次使用PFM控制方法所使用的参数，以提供一种便捷、低功率方法，用于通过计算每秒的PFM事件次数从而确定从一个或更多电池汲取了多少能量。

附图说明

图1是典型的同步降压功率变换器。

图2显示了输出电压随时间与目标电压、电压上限、下限之间的关系。

图3是PFM方法的流程图。

图4表示了时间周期T期间电流和时间的关系，其中，单组控制信号应用至图1的转换器。

图5显示了一个实施例，其中，通过在修正期间使用多个较短持续时间的脉冲而不是如图4所示的单组脉冲获得修正。

图6是本发明实施例中使用的查找表中的数值实例。

图7是用于计算图6表格内容的图1设备的电压和电路值的表。

图8阐述了非同步升压转换器。

图9阐述了一个四晶体管降压/升压转换器。

具体实施方式

定义、首字母缩写字和缩写字

CCM	连续电流模式
		Coss	FET输出电容
周期跳步(cycleskipping)	其中在一个或多个时段没有应用脉冲的步骤
		DCM	不连续电流模式
DPC	数字脉冲控制器
		dX	X值的变化，其中，X可以是I、V、Tp、Ts等任何参数
Icoil	线圈电流
		L	电感值(h)
REG	稳压系统，其包含REG_Eng、REG_Sch、SC、SV、变量、和到DPC、DAS、NFETDVR和SYS的接口，如上述美国专利申请No.10/295,580和美国专利申请No.6,825,644所述。
		SYS	基于微控制器的系统控制，如上述美国专利申请No.10/295,580和美国专利No.6,825,644所述
T	一个时间周期
		Tp，t_p	控制FET处于开启状态的时段
Ts，t_s	同步FET处于开启状态或“低端”二极管导通的时段
		Vdbh	死区上限(High dead band limit)
Vdbl	死区下限(Low dead band limit)
		Vdb	死区宽度(dead band width)；等于(Vdbh-Vdbl)
Vo	输出电压；负载两端的电压
		Vtar	目标电压

参考美国专利6,825,464的图12，根据本发明的一个实施例，PFM控制使用ADC1206模块的数据，通过DPC1201提出控制。PFM控制软件驻留在REG1211中，并与SYS1205交互。通过本发明，这些功能都合并到图1控制器112的动作中。

参考图1，降压开关功率变换器的基本操作是通过控制FET114，在“Tp”时段内，在输入端子100的输入电压“Vin”和电感L1之间进行的间歇性连接。在时间“Tp”结束时，控制FET114关闭，在时段“Ts”，同步FET116处于开启状态。这是通过控制器112经由连接到FET114和FET116的线路128和130为FET提供传导控制信号来实现的。这将导致电流通过电感L1流到负载126。在输出端子122处测量的输出电压“Vo”通过电容C2120进行平滑。FET116可以用二极管替换，从而形成非同步降压源，在这种情况下不需要线路130。或者，如美国专利6,825,644所描述的，时段T内不开启FET116。图1布局中，在Ts时段内，当FET114关掉后，电流继续从电感L1流出。换句话说，Ts是Tp完成后电流回到零所需的时间。本领域的技术人员将认识到本发明的方法可以用于任意开关功率变换器布局，包含但不限于降压、升压、和降压/升压，其中任意一个都可以实现为同步或非同步设计。

图2阐述了PFM控制方法，其中，在时刻T1，Vo降至死区下限“Vdbl”202。控制器112采取修正动作，将Vo提升到约为死区上限“Vdbh”201。电压摆幅是“Vdb”(203)＝(Vdbh-Vdbl)。Vdbh和Vdbl是相对于所需输出电压“Vtar”200定义的。当控制器112再次采取修正动作时，Vo将在T3时期降落，同样通过参考符号205表示，直到T2时刻再次达到Vdbl202。

本发明的方法用图3的流程图表示。沿着开始300，系统采样受到控制的功率变换器的Vo。在步骤302，Vo与Vdbl202进行比较。这个过程一直进行到Vo等于或小于Vdbl202。在这一点上，过程移至步骤304。在步骤304，对Vin进行采样，使用Vin的量值来计算将Vo提升Vdb203所需的脉冲时间Tp。同样计算Ts。在图1的同步电路中，将FET驱动Ts时长的时间。在非同步布局中，例如图1所示的电路类型但是没有FET116，Ts 表示控制FET114关掉后，电流继续从线圈流到负载126的时间。在步骤306，经由线路128，控制器将时长为Tp的传导控制信号应用到控制FET114。在此之后，Ts时段的传导控制信号经由线路130应用到FET116。然后PFM控制过程返回到步骤300，在步骤302再继续比较Vo和Vdbl202。

PFM控制方法可应用于各种布局。在各个情况下，有可供选择的实施策略，根据最终产品的波纹容限(tolerance for ripple)，计算可用功率、功率预算和其他因素，可选择实施策略。三个PFM控制实施例包括：a)使用存储的一组预先计算的Tp和Ts脉冲时间的PFM控制，由此基于输入变量选择脉冲时间(“方法_1”)；b)使用目前的输入变量和预先存储的系统模型参数，初始化基于每次修正动作的Tp和Ts计算的PFM控制(“方法_2”)；和c)使用目前的输入变量和系统模型参数估计，初始化基于每次修正动作的Tp和Ts计算的PFM控制，其作为系统响应的函数被计算(“方法_3”)。

图4示出了通过电感L1的随时间变化的电流。如参考符号402表示，线圈电流Icoi1在时段Tp内升高，其具有斜率V₁/L，时段Ts内以斜率V₂/L下降，其中V₁是Tp时段电感L1两端的电压，V₂是Ts时段内电感L1两端的电压，L是电感L1的感抗。以下关系由电荷守恒定律导出：

ΔQ = \frac{1}{2} \cdot (T_{p} + T_{s}) \cdot ΔI = \frac{1}{2} \cdot Δt \cdot ΔI = C \cdot ΔV

然而，考虑到电感L1电流在零处开始并返回到零，从而有：

EQ_1：

\frac{V_{1} \cdot T_{p}}{L} = \frac{V_{2} \cdot T_{s}}{L} &DoubleRightArrow; V_{1} \cdot T_{p} = V_{2} \cdot T_{s}

扩展该等式，得到：

Δt = T_{p} + T_{s} = T_{p} + \frac{V_{1}}{V_{2}} \cdot T_{p} = T_{p} \cdot (1 + \frac{V_{1}}{V_{2}})

峰值线圈电流ΔI400为：

ΔI = \frac{V_{1} \cdot T_{p}}{L} = \frac{V_{1} \cdot Δt}{L \cdot (1 + \frac{V_{1}}{V_{2}})}

因此，使用之前得到的关系：

C \cdot ΔV = \frac{1}{2} \cdot Δt \cdot ΔI = \frac{1}{2} \cdot Δt \cdot \frac{V_{1} \cdot Δt}{L \cdot (1 + \frac{V_{1}}{V_{2}})} = \frac{1}{2 \cdot L} \cdot {Δt}^{2} \cdot \frac{V_{1} \cdot V_{2}}{V_{1} + V_{2}}

最后得到：

ΔV = \frac{{Δt}^{2}}{(2 \cdot L \cdot C)} \cdot \frac{(V_{1} \cdot V_{2})}{(V_{1} + V_{2})}

，或者

EQ_2：

Δt = \sqrt{2 \cdot L \cdot C} \cdot \sqrt{Δ V \cdot \frac{(V_{1} + V_{2})}{(V_{1} \cdot V_{2})}}

对于图1的布局：

ΔV＝V_dbh-V_dbl

V₁＝V_in-V_out＝V_in-V_tar

V₂＝V_out＝V_tar

因此，结合EQ_1和EQ_2，求解Tp和Ts得到：

EQ_3：

T_{p} = \sqrt{2 \cdot L \cdot C} \cdot \sqrt{\frac{(V_{dbh} - V_{dbl}) \cdot V_{tar}}{V_{in} \cdot (V_{in} - V_{tar})}}

和

EQ_4：

T_{s} = \frac{V_{in} - V_{tar}}{V_{tar}} \cdot T_{p} - {GB}_{1} - {GB}_{2}

，其中

GB₁是为FET114提供的传导控制信号的结束点和为FET116提供的传导控制信号的开始点之间的时间防护带，GB₂是为FET116提供的传导控制信号的结束点和为FET114提供的下一个传导控制脉冲的开始点之间的时间防护带。当然，希望避免控制FET114和同步FET116的重叠传导。防护带宽度是FET114和FET116在目标系统中使用的FET的开启和关闭时间的函数，如数据表规范所确定。

在一些设计中，长度为Tp的单个传导控制信号可以造成相关电感的最大电流超过最大容限，如电感的最大电流量。例如，可选择相关电感使其具有小的物理尺寸或符合设计的其他要求。图5阐述的实施例中，Tp所要求的时间被分成多个短的时段，由适当的Ts时段隔开，以获得所需的充电。在这个实例中，Tp1、Tp2、Tp3时段选为Tp，Ts1、Ts2、Ts3时段选为Ts，从而获得较小的ΔI500。这个实施例可以应用于本文描述的任意 PFM方法和布局。

控制方法_1由EQ_3和EQ_4实现，从而建立一个查询表格，其中在每个激活时使用PFM控制，表格的输入是Vin。Vo是激活时刻的Vdbl202。图6所示为该表格的Tp数值实例。实例的具体数据列于图7中的标有“图1电路细节”的块中。计算出的准确值在列“Tp Calc”中(图6)。

在方法_2的实施例中，每个激活时，由PFM再次使用EQ_3和EQ_4计算Tp和Ts。为了加速计算，可以使用二阶反向多项式近似(a/(1+b*V_IN+c*V_IN ²))。在这个实例中，使用泰勒级数计算的常数a，b和c为：

a＝6.658E-07

b＝.5349

c＝.0039

方法_2的结果示于图6的列“Tp Approx”中。比较图6的两列，可以认识到近似造成的误差非常小。

方法_1和方法_2(实际为EQ_3和EQ_4)忽略了目标应用的物理电路中寄生阻抗的效应，该效应将造成多达20％的ΔV误差。寄生阻抗在Tp期间减小横跨电感L1两端的电压，而在Ts期间增大横跨电感L1两端的负电压。这使传导控制信号所准许的传导产生的电荷比使用上述计算所预期的要少。为了理解这些效应，图4中作了参考，其中可以由电荷守恒定律获得以下关系：

ΔQ = \frac{1}{2} \cdot (T_{p} + T_{s}) \cdot ΔI = C \cdot ΔV

，和

Δ Q_{1} = \frac{1}{2} \cdot T_{p} \cdot ΔI = C \cdot Δ V_{1}

然而，考虑到电感L1电流从零开始并返回到零，可以得到：

ΔI = \frac{1}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{T_{p}} V_{1} \cdot dt = \frac{1}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{T_{s}} V_{2} \cdot dt

假设在Tp和Ts内，输入输出电压不会显著变化，从而有：

V₁＝V_in-V_out-R_p·I和V₂＝V_out+R_s·I

其中R_p是Tp期间电流路径中的寄生阻抗，R_s是Ts期间电流路径中的寄生阻抗。求解积分得到：

ΔI = \frac{1}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{T_{p}} V_{1} \cdot dt

= \frac{1}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{T_{p}} (V_{in} - V_{out} - R_{p} \cdot I) \cdot dt

= \frac{T_{p} \cdot (V_{in} - V_{out})}{L} - \frac{R_{p}}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{T_{p}} I \cdot dt

= \frac{T_{p} \cdot (V_{in} - V_{out})}{L} - \frac{R_{p}}{L} \cdot Δ Q_{1}

然而假设：

Δ Q_{1} &cong; \frac{T_{p} \cdot ΔI}{2}

将会有：

ΔI = \frac{T_{p} \cdot (V_{in} - V_{out})}{L} - \frac{R_{p}}{L} \cdot \frac{T_{p} \cdot ΔI}{2}

最终，

EQ_5：

ΔI = \frac{T_{p} \cdot (V_{in} - V_{out})}{L \cdot (1 + \frac{T_{p} \cdot R_{p}}{2 \cdot L})} &cong; T_{p} \cdot (1 - \frac{T_{p} \cdot R_{p}}{2 \cdot L}) \cdot \frac{(V_{in} - V_{out})}{L}

重复对电感L1电流的第二个斜率(Ts期间)相同的推导，得到：

EQ_6：

ΔI = \frac{T_{s} \cdot V_{out}}{L \cdot (1 - \frac{T_{s} \cdot R_{s}}{2 \cdot L})} &cong; T_{s} \cdot (1 + \frac{T_{s} \cdot R_{s}}{2 \cdot L}) \cdot \frac{V_{out}}{L}

从EQ_5和EQ_6可以推导Tp和Ts之间的关系，具体为：

\frac{T_{s} \cdot V_{out}}{L \cdot (1 - \frac{T_{s} \cdot R_{s}}{2 \cdot L})} = \frac{T_{p} \cdot (V_{in} - V_{out})}{L \cdot (1 + \frac{T_{p} \cdot R_{p}}{2 \cdot L})} &DoubleRightArrow;

&DoubleRightArrow; T_{s} = T_{p} \cdot \frac{(V_{in} - V_{out})}{V_{out}} \cdot \frac{(1 - \frac{T_{s} \cdot R_{s}}{2 \cdot L})}{(1 + \frac{T_{p} \cdot R_{p}}{2 \cdot L})}

&cong; T_{p} \cdot \frac{(V_{in} - V_{out})}{V_{out}} \cdot [1 - \frac{1}{2 \cdot L} \cdot (T_{s} \cdot R_{s} + T_{p} \cdot R_{p})]

忽略二阶效应：

T_{s} &cong; T_{p} \cdot \frac{(V_{in} - V_{out})}{V_{out}}

因此有：

T_{s} &cong; T_{p} \cdot \frac{(V_{in} - V_{out})}{V_{out}} \cdot [1 - \frac{T_{p}}{2 \cdot L} \cdot (R_{p} + \frac{(V_{in} - V_{out})}{V_{out}} \cdot R_{s})]

传送到输出的总电荷可以由下式得到：

EQ_7：

ΔQ = C \cdot ΔV &cong; \frac{(T_{p} + T_{s}) \cdot ΔI}{2}

现在，假设R＝R_p≌R_s，并且Tp仅在小范围T_p(min)≤T_p≤T_p(max)内调节，或者

T_{pa} = \frac{T_{p (\min)} + T_{p (\max)}}{2}

由上面的公式可以得到：

EQ_8：

ΔI &cong; T_{p} \cdot (1 - k_{p}) \cdot \frac{(V_{in} - V_{out})}{L}

其中

k_{p} = \frac{T_{pa} \cdot R}{2 \cdot L}

，和

EQ_9：

T_{s} &cong; T_{p} \cdot \frac{(V_{in} - V_{out})}{V_{out}} \cdot [1 - k_{p} \cdot (\frac{V_{in}}{V_{out}})]

结合EQ_7，EQ_8和EQ_9可以得到：

T_{p} + T_{s} &cong; T_{p} \cdot {1 + \frac{(V_{in} - V_{out})}{V_{out}} \cdot [1 - k_{p} \cdot (\frac{V_{in}}{V_{out}})]} =

{= T}_{p} \cdot (\frac{V_{in}}{V_{out}}) \cdot (1 - k_{p} \cdot \frac{V_{in} - V_{out}}{V_{out}})

{ΔQ = C \cdot ΔV &cong; \frac{1}{2} \cdot T}_{p} \cdot (\frac{V_{in}}{V_{out}}) \cdot (1 - k_{p} \cdot \frac{V_{in} - V_{out}}{V_{out}}) \cdot T_{p} \cdot (1 - k_{p}) \cdot \frac{(V_{in} - V_{out})}{L}

= \frac{1}{2 \cdot L} \cdot T_{p}^{2} \cdot (\frac{V_{in}}{V_{out}}) \cdot (V_{in} - V_{out}) \cdot (1 - k_{p} \cdot \frac{V_{in} - V_{out}}{V_{out}}) \cdot (1 - k_{p})

&cong; \frac{1}{2 \cdot L} \cdot T_{p}^{2} \cdot (\frac{V_{in}}{V_{out}}) \cdot (V_{in} - V_{out}) \cdot (1 - k_{p} \cdot \frac{V_{in}}{V_{out}})

使用与上面相同的名称惯例，Tp和Ts可以求解为：

EQ_10：

T_{p} &cong; (1 + \frac{k_{p}}{2} \cdot \frac{V_{in}}{V_{tar}}) \cdot \sqrt{2 \cdot L \cdot C} \cdot \sqrt{\frac{V_{tar}}{V_{in} - V_{tar}}} \cdot \sqrt{\frac{V_{dbh} - V_{dbl}}{V_{in}}}

EQ_11：

T_{s} &cong; T_{p} \cdot \frac{V_{in} - V_{tar}}{V_{tar}} \cdot (1 - k_{p} \cdot \frac{V_{in}}{V_{tar}}) - {GB}_{1} - {GB}_{2}

，其中

EQ_12：

k_{p} = \frac{R}{4 \cdot L} \cdot (T_{p (\min)} + T_{p (\max)})

等式EQ_10、EQ_11和EQ_12表示PFM方法_3实施例，基本上是方法_2，再对寄生效应作精细调整。然而方法_3使用设计者估计的静止部件数值。

模型参数的精确值不能预先知道，从而导致显著变化，尤其是L和C的值。它们每个都可以变化多达20％，可能会造成与假定值有40％的联合变化。

方法_3更为精确的实施例比较输出电压的实际变化Δ_Vactual，Vo变化的量作为一个脉冲的结果，与应用到控制FET114的传导控制信号的配置脉冲宽度有关，每L和C的有效值为：

ΔQ = C \cdot Δ V_{actual} &cong; \frac{1}{2 \cdot L} \cdot T_{p}^{2} \cdot (\frac{V_{in}}{V_{out}}) \cdot (V_{in} - V_{out}) \cdot (1 - k_{p} \cdot \frac{V_{in}}{V_{out}})

因此：

\sqrt{2 \cdot L \cdot C} &cong; T_{p} \cdot \sqrt{\frac{V_{in} - V_{tar}}{Δ V_{actual}} \cdot (\frac{V_{in}}{V_{tar}} - k_{p})}

由此可以认识到不需要确定L和C的具体值，只需要乘积LC。可以通过在使用每个脉冲之后测量Vo并更新模型(EQ_10)估计参数

。在其他实施例中，EQ_10用继动平均(rolling average)技术慢慢地适应，或者每隔一段时间或以其它方案做周期性调整。这个方法调整实际部件数值，包含运行过程中的温度效应和部件老化造成的更长期的变化。

在另一个实施例中，PFM控制方法由非同步升压转换器使用，如图8所示。控制器800经由线路810为FETQ3提供传导控制信号，因此可以让电流在Tp长的时间内流进电感L2。此后终止传导控制信号，电感L2的电流在Ts长的时间内流经二极管D1。

用本发明的方法(PFM)计算电流脉冲的宽度(Tp+Ts)，可以用以下方法中的任意一个实现：a)使用存储的预先计算的一组脉冲的PFM控制，由此基于输入变量进行选择；b)使用目前的输入变量和预先存储的系统模型参数，初始化基于每次修正动作的Tp和Ts时长计算的PFM控制；c)使用目前的输入变量和系统模型参数估计，初始化基于每次修正动作的Tp和Ts计算的PFM控制，其计算为系统响应的函数。给出了第一个实施例；本领域的技术人员会理解类似于之前讨论的方法_2和方法_3的其它实施例。

假设Vin在电压的限定范围V_in(min)≤V_in≤V_in(max)内。看图8，由电荷守恒定律可以推导以下关系：

ΔQ = \frac{1}{2} \cdot T_{s} \cdot ΔI = C \cdot ΔV

然而，考虑到电感L2中的电流从0开始并回到0，因此有：

\frac{V_{1} \cdot T_{p}}{L} = \frac{V_{2} \cdot T_{s}}{L} &DoubleRightArrow; V_{1} \cdot T_{p} = V_{2} \cdot T_{s}

其中V1是Tp期间横跨电感L2两端的电压，V2是在Ts期间横跨电感 L2两端的电压。

电感L2的峰值电流(ΔI)为：

ΔI = \frac{V_{2} \cdot T_{s}}{L} = \frac{V_{1} \cdot T_{p}}{L}

因此，使用之前获得的关系：

C \cdot ΔV = \frac{1}{2} \cdot T_{s} \cdot ΔI = \frac{1}{2} \cdot \frac{V_{1} \cdot T_{p}}{V_{2}} \cdot \frac{V_{1} \cdot T_{p}}{L}

现在

ΔV = \frac{{T_{p}}^{2}}{2 \cdot L \cdot C} \cdot \frac{{V_{1}}^{2}}{V_{2}}

，或者

T_{p} = \frac{1}{V_{1}} \cdot \sqrt{2 \cdot L \cdot C \cdot ΔV \cdot V_{2}}

对于图8的实现，有：

ΔV＝V_abh-V_dbl

V₁＝V_in，和

V₂＝V_out+V_D-V_in＝V_tar+V_D-V_in，其中V_D是横跨二极管808两端的压降。因此，非同步实现的唯一控制参数Tp可以计算为：

T_{p} = \frac{\sqrt{2 \cdot L \cdot C (V_{abh} - V_{dbl})}}{V_{in}} \cdot \sqrt{V_{tar} + V_{D} - V_{in}}

在本发明的另一个实施例中，PFM控制用于调整多个晶体管降压/升压电源变换器，如图9所示，可用于产生比输入电压Vin高或低的输出电压Vo。

使用PFM控制方法计算的时间，控制器900通过闭合开关Q4和Q6在电感L3中注入电流脉冲一段Tp的时长；此后打开开关，让线圈电流在Ts时长内流经MOSFETQ5和Q7。MOSFETQ5和Q7可以用二极管替换。

再看图9，由电荷守恒定律获得以下关系：

ΔQ = \frac{1}{2} \cdot (T_{p} + T_{s}) \cdot ΔI = C \cdot ΔV

Δ Q_{1} = \frac{1}{2} \cdot T_{p} \cdot ΔI = C \cdot Δ V_{1}

然而，考虑到电感L3中电流从0开始并回到0，因此有：

ΔI = \frac{1}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{T_{p}} V_{1} \cdot dt = \frac{1}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{T_{s}} V_{2} \cdot dt

假设输入输出电压在Tp和Ts内不会显著变化，从而有：

V₁＝V_in-R_p·I

v₂＝V_out+R_s·I

其中R_p是Tp期间电流路径中的寄生阻抗，R_s是Ts期间电流路径中的寄生阻抗。

求解积分得到：

ΔI = \frac{1}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{T_{p}} V_{1} \cdot dt

= \frac{1}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{T_{p}} (V_{in} - R_{p} \cdot I) \cdot dt

= \frac{T_{p} \cdot V_{in}}{L} - \frac{R_{p}}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{T_{p}} I \cdot dt

= \frac{T_{p} \cdot V_{in}}{L} - \frac{R_{p}}{L} \cdot Δ Q_{1}

然而假设

Δ Q_{1} &cong; \frac{T_{p} \cdot ΔI}{2}

，会发现

ΔI = \frac{T_{p} \cdot V_{in}}{L} - \frac{R_{p}}{L} \cdot \frac{T_{p} \cdot ΔI}{2}

最终有

EQ_13：

ΔI = \frac{T_{p} \cdot V_{in}}{L \cdot (1 + \frac{T_{p} \cdot R_{p}}{2 \cdot L})} &cong; T_{p} \cdot (1 - \frac{T_{p} \cdot R_{p}}{2 \cdot L}) \cdot \frac{V_{in}}{L}

在Ts时段，重复对电感L3的斜率相同的推导，可以有：

EQ_14：

ΔI = \frac{T_{s} \cdot V_{out}}{L \cdot (1 - \frac{T_{s} \cdot R_{s}}{2 \cdot L})} &cong; t_{s} \cdot (1 + \frac{T_{s} \cdot R_{s}}{2 \cdot L}) \cdot \frac{V_{out}}{L}

由EQ_13和EQ_14可以得到Tp和Ts的关系为：

\frac{T_{s} \cdot V_{out}}{L \cdot (1 - \frac{T_{s} \cdot R_{s}}{2 \cdot L})} = \frac{T_{p} \cdot V_{in}}{L \cdot (1 + \frac{T_{p} \cdot R_{p}}{2 \cdot L})} &DoubleRightArrow;

&DoubleRightArrow; T_{s} = T_{p} \cdot \frac{V_{in}}{V_{out}} \cdot \frac{(1 - \frac{T_{s} \cdot R_{s}}{2 \cdot L})}{(1 + \frac{T_{p} \cdot R_{p}}{2 \cdot L})}

&cong; T_{p} \cdot \frac{V_{in}}{V_{out}} \cdot [1 - \frac{1}{2 \cdot L} \cdot (T_{s} \cdot R_{s} + T_{p} \cdot R_{p})]

忽略二阶效应：

T_{s} &cong; T_{p} \cdot \frac{V_{in}}{V_{out}}

因此

T_{s} &cong; T_{p} \cdot \frac{V_{in}}{V_{out}} \cdot [1 - \frac{T_{p}}{2 \cdot L} \cdot (R_{p} + \frac{V_{in}}{V_{out}} \cdot R_{s})]

传送到输出的总电荷为：

EQ_15：

ΔQ = C \cdot ΔV &cong; \frac{(T_{p} + T_{s}) \cdot ΔI}{2}

现在假设以下条件：

R＝R_p≌R_s

并且T_p(min)≤T_p≤T_p(max)仅在小范围内调整，给定

T_{pa} = \frac{T_{p (\min)} + T_{p (\max)}}{2}

，将会有：

EQ_16：

ΔI &cong; T_{p} \cdot (1 - k_{p}) \cdot \frac{V_{in}}{L}

其中

k_{p} = \frac{T_{pa} \cdot R}{2 \cdot L}

，和

EQ_17：

T_{s} &cong; T_{p} \cdot \frac{V_{in}}{V_{out}} \cdot [1 - k_{p} \cdot (1 + \frac{V_{in}}{V_{out}})]

结合EQ_15、EQ_16和EQ_17可以得到：

T_{p} + T_{s} &cong; T_{p} \cdot {1 + \frac{V_{in}}{V_{out}} \cdot [1 - k_{p} \cdot (1 + \frac{V_{in}}{V_{out}})]}

{= T}_{p} \cdot [1 + \frac{V_{in}}{V_{out}} - k_{p} \cdot \frac{V_{in}}{V_{out}} \cdot (1 + \frac{V_{in}}{V_{out}})]

{= T}_{p} \cdot (1 + \frac{V_{in}}{V_{out}}) \cdot (1 - k_{p} \cdot \frac{V_{in}}{V_{out}})

ΔQ = C \cdot ΔV &cong; \frac{1}{2} \cdot T_{p} \cdot (1 + \frac{V_{in}}{V_{out}}) \cdot (1 - k_{p} \cdot \frac{V_{in}}{V_{out}}) \cdot T_{p} \cdot (1 - k_{p}) \cdot \frac{V_{in}}{L}

= \frac{1}{2} \cdot T_{p}^{2} \cdot \frac{V_{in}}{L} \cdot (1 + \frac{V_{in}}{V_{out}}) \cdot [1 - k_{p} \cdot (1 + \frac{V_{in}}{V_{out}})]

使用方法1中以上所用的相同名称惯例，图9电路的解为：

T_{p} &cong; [1 + \frac{k_{p}}{2} \cdot (1 + \frac{V_{in}}{V_{tar}})] \cdot \sqrt{2 \cdot L \cdot C} \cdot \sqrt{\frac{V_{tar}}{V_{in}}} \cdot \sqrt{\frac{V_{dbh} - V_{dbl}}{V_{in} + V_{tar}}}

k_{p} = \frac{R}{4 \cdot L} \cdot (T_{p (\min)} + T_{p (\max)})

PFM控制方法的另一个优点是可以使用在PFM控制中使用的信息来估计传送到功率变换器的电流。对于电池供电的设备，这可用于“电量计量(fuel gauging)”，如追踪一个或更多供电的电池中剩余有多少能量。

使用的方法是累积电压变化，保存每秒钟使用了多少脉冲的计数(PR)。每个脉冲的电荷量为：

ΔQ＝C·Δ_Vactual＝C·(_Vdbh-V_dbl)

因此负载电流的估计为：

I_load＝PR·ΔQ＝PR·C·(V_dbb-V_dbl)

对于图1的电路，计算的准确性取决于电容C2的容限。由于所有的项是相对固定的，可以仅通过计算脉冲数来追踪电流，从而追踪从电池中消除的能量。

Claims

1.一种用于调整功率变换器输出端子处的应用于负载的输出电压的方法，所述功率变换器包含连接在所述输出端子和接地参考之间的输出电容，所述方法包括：

检测所述输出电压的量值；

将所述输出电压的所述量值与第一预定电压值进行比较，如果所述输出电压的所述量值等于或小于所述第一预定电压值，确定使所述输出电压达到第二预定电压值所需要的传导控制信号的特性；并且

提供具有所述特性的传导控制信号给所述功率变换器；

其中所述功率变换器包含用于连接到电位源的输入端子，并进一步地，其中确定所述传导控制信号的特性的步骤包括：

检测所述输入端子处电压的量值；和

计算作为所述输入端子处的所述电压的所述量值的函数的所述传导控制信号的时间长度。

2.如权利要求1所述的方法，其中提供所述传导控制信号的步骤包括向所述功率变换器中的一个开关提供所述传导控制信号。

3.如权利要求2所述的方法，其中确定传导控制信号的特性的步骤包括在一转换周期内为应用而计算一个传导控制信号的时间长度。

4.如权利要求2所述的方法，其中确定传导控制信号的特性的步骤包括在一转换周期内为应用而计算多个传导控制信号的时间长度。

5.如权利要求2所述的方法，其中提供传导控制信号的步骤包含：

在存储器中存储对应于电压的量值的多个传导控制信号的特性；

和

检测所述输入端子处电压的量值，并基于所检测的电压的量值与所述存储器中存储的所述量值的比较，提供与所述输入端子处的所述检测的电压的量值对应的所述传导控制信号。

6.如权利要求1所述的方法，其中计算传导控制信号的时间长度的步骤包括：

将所述功率变换器中的一个或更多电路元件的参数存储到存储器中；和

计算作为所存储的电路参数的函数的所述传导控制信号的所述时间长度。

7.如权利要求1所述的方法，计算传导控制信号的时间长度的步骤包括：

将所述功率变换器中的电路元件的估计参数存储到存储器中；和

计算作为所存储的估计电路参数的函数的所述传导控制信号的所述时间长度。

8.如权利要求1所述的方法，其中所述功率变换器包含第一和第二开关，并进一步地，其中确定传导控制信号的特性的步骤包括：

确定待应用到所述第一和第二开关的、作为所述功率变换器输入电压值的函数的传导控制信号的时间长度。

9.如权利要求8所述的方法，其中确定所述传导控制信号的时间长度的步骤包括：

计算作为所述功率变换器中电路元件的存储的模型电路参数的函数的所述传导控制信号的所述时间长度。

10.如权利要求8所述的方法，其中确定所述传导控制信号的时间长度的步骤包括：

计算作为所述功率变换器中电路元件的估计电路参数的函数的所述传导控制信号的所述时间长度。

11.如权利要求1所述的方法，其中计算作为所述输入端子处的所述电压的所述量值的函数的传导控制信号的时间长度的步骤包括：

为即将进行的输出电压调整，在所述传导控制信号的所述时间长度的所述计算中，使用之前输出电压调整的运行结果。

12.如权利要求11所述的方法，进一步包括：

存储多个输出电压调整的运行结果；和

为即将进行的输出电压调整，计算作为所述多个输出电压调整的所述运行结果的函数的所述传导控制信号的所述时间长度。

13.如权利要求11所述的方法，进一步包含：

由之前输出电压调整的所述运行结果，确定用于计算所述传导控制信号的时间长度的计算算法中的一项的量值。

14.如权利要求13所述的方法，其中所述项是所述功率变换器中的电路的电感特性和电容特性的函数。