CN101217262A - D类功率放大器及其输入信号调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及D类功率放大器，特别涉及一种D类功率放大器及其输入信号调制技术。本发明公开了一种在功率放大器的系统性能与稳定性之间取得良好平衡的D类功率放大器以及该D类功率放大器的输入信号调制方法。本发明的D类功率放大器，包括脉冲密度调制器、脉冲宽度调制器、脉冲成型电路、功放电路、低通滤波器，脉冲密度调制器、脉冲宽度调制器、脉冲成型电路、功放电路、低通滤波器顺次连接。本发明的D类功率放大器的输入信号调制方法为：对信号进行脉冲密度调制，再进行脉冲宽度调制，然后变换调制后的信号并输出到功放电路。本发明的技术方案用于音频信号的功率放大，能够有效提高THD+N、SNR指标，功率效率，降低功放电路开关频率。

Description

D类功率放大器及其输入信号调制方法

技术领域

本发明涉及D类功率放大器，特别涉及一种D类功率放大器及其输入信号调制技术。

背景技术

传统的功率放大器分为A类、B类和AB类几种。其中，A类功率放大器工作在功放管的线性区，虽然信号失真度比较小，但是静点工作电流较大，其功率效率通常只有20％左右；B类功率放大器采用一对功放管以推挽的形式对信号进行放大，具有较小的静点工作电流，但是在过零附近存在严重的交越失真现象，其功率效率通常也只有60％左右；AB类功率放大器是在B类功率放大器的基础上改进而成，信号失真度和静点工作电流都介于A、B类功率放大器之间，但是其功率效率也只有45％左右。随着娱乐消费电子产品的日益普及，对功率放大器，特别是音频放大器提出了新的要求。不仅要求功率放大器器件对原始信号具有较高的保真度，同时还要求功率放大器器件具有较高的功率效率和较小的体积(特别是便携式、电池供电的电子设备)。随着半导体技术的不断进步，新一代D类功率放大器的出现满足了市场的这种需求，其具有高达85～90％的功率效率和较小的体积，还具有较高的音频性能指标。D类功率放大器不同于传统的功率放大器，其功放管工作在开关状态，而不是线性放大区，因而具有较小的功率消耗，功率效率较高。目前，D类功率放大器典型的调制算法分为脉冲宽度调制(PWM)与脉冲密度调制(PDM)两类，脉冲密度调制以Sigma-Delta调制为多。这两类调制算法的理论基础是：面积相等而形状不同的窄脉冲加在低通滤波器上其效果基本相同，这里所谓效果基本相同指的是频率响应的低频段非常接近，高频段略有差异。

参见图1，由三角波发生器、比较器、功放电路、低通滤波器、扬声器顺次连接组成D类功率放大器的PWM调制方案，PWM调制方法是利用周期性的三角波或锯齿波与输入信号进行比较而产生PWM信号，每一个三角波周期输出一个PWM脉冲，输入信号幅度越大，输出的PWM脉冲宽度越大，如图2所示。其优点是调制方法简单、易于实现，且开关频率较低；其缺点是在音频带外有较大的调制载波及其谐波的频谱，这会造成较大的电磁干扰(EMI)问题。

参见图3，由SDM(Sigma-Delta Modulation)调制器、功放电路、低通滤波器、扬声器顺次连接组成D类功率放大器的PDM调制方案，SDM调制器包括噪声整形滤波器、量化器和延时反馈环路组成，量化器采用单电平量化器。SDM调制方法是由增量调制算法改进而来，调制出的脉冲串根据输入信号的变化快慢而疏密变化。当输入信号比较平坦时，输出脉冲串比较稀疏；而当输入信号急剧变化时，输出脉冲串比较稠密，如图4所示。为了保证调制系统的性能指标和稳定性，SDM调制方法的实现结构较为复杂，但是其输出脉冲信号频谱没有固定频率的调制载波，其EMI优势要优于PWM调制方法，且其调制输出信号的性能指标较高。PWM与SDM调制方法可以采用模拟或者纯数字的调制方法实现，采用模拟调制可以利用负反馈来达到较高的性能指标，但是其输入必须是模拟信号，这对大量的数字设备来说必须加入高精度的数模转换器件，增加了系统成本；采用纯数字调制方法可以满足现代数字化趋势的要求，提高信号源精度，直接对数字信号进行放大，减少系统成本，且可以增加许多模拟调制不易实现的附加功能。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，提供一种在功率放大器的系统性能与稳定性之间取得良好平衡的D类功率放大器以及该D类功率放大器的输入信号调制方法。

本发明解决所述技术问题采用的技术方案是，D类功率放大器，其特征在于，包括脉冲密度调制器、脉冲宽度调制器、脉冲成型电路、功放电路、低通滤波器，所述脉冲密度调制器、脉冲宽度调制器、脉冲成型电路、功放电路、低通滤波器顺次连接；

进一步的，本发明的D类功率放大器还包括数据重取样电路，所述脉冲密度调制器通过数据重取样电路与脉冲宽度调制器连接；

进一步的，所述数据重取样电路由数据预处理单元和取样单元顺次连接组成；

进一步的，所述脉冲密度调制器的量化器为多电平量化器；

进一步的，所述功放电路为BTL功放电路。

D类功率放大器的输入信号调制方法，其特征在于，包括下列步骤：

a、对输入信号进行脉冲密度调制，得到密度调制信号；

b、对所述密度调制信号进行脉冲宽度调制，得到混合调制信号；

c、对所述混合调制信号进行电平变换并输入到功放电路；

进一步的，所述步骤b还包括，对所述密度调制信号进行数据重取样；

进一步的，所述步骤c包括下列步骤：

c1、对所述混合调制信号进行脉冲拼接，将相邻的两个奇偶脉冲合并为一个脉冲；

c2、将拼接后的脉冲信号由三电平信号变换为两电平信号；

c3、将所述两电平信号以差分方式并行输入到功放电路；

进一步的，所述步骤c2中，电平“+1”和“-1”分别编码为2个相异的电平符号；电平“0”编码为2个相同的电平符号，“00”或者“11”，且所述“00”和“11”在编码中交替出现。

本发明的有益效果是，不仅有效提高THD+N、SNR指标，降低了开关频率、提高功率效率；而且可以将调制载波推至高频处，降低对输出滤波器的要求，有效地抑制电池干扰问题。

以下结合具体实施方式和附图，对本发明作进一步说明。

附图说明

图1是现有技术的PWM调制方案的框图。

图2是现有技术的PWM调制的波形图。

图3是现有技术的SDM调制方案的框图。

图4是现有技术的SDM调制的波形图。

图5是本发明的D类功率放大器的框图。

图6是本发明的输入信号调制的波形图。

图7是本发明的SDM调制器的结构框图。

图8是本发明的SDM调制器的实现拓扑结构图。

图9是本发明的数据重取样的结构框图。

图10是本发明的数据重取样电路的实现原理图。

图11是本发明PWM调制单元的实现原理图。

图12是本发明的脉冲成型的结构框图。

图13本发明的脉冲成型电路的实现原理图。

图14是本发明的BTL电路结构示意图。

具体实施方式

如图5所示，本发明的D类功率放大器由SDM调制器、数据重取样电路、PWM调制器、脉冲成型电路、功放电路，低通滤波器顺次连接构成。输入信号首先进入SDM调制器进行多电平调制，调制后的信号经数据重取样电路后进入PWM调制器进行三电平调制，调制波形图如图6所示，最后经脉冲成型电路，将三电平信号变换为适合BTL(Bridge Tied Load)功放电路的差分的两电平脉冲信号。

如图7所示，SDM调制器主要由噪声整形滤波器、多电平量化器和延时反馈环路组成，延时反馈环路将调制器输出的电平值反馈回噪声整形电路。SDM调制器的主要功能是将输入的原始信号调制为多电平的输出信号，以及通过噪声整形功能将量化噪声推向高频处，从而提高音频信号的信噪比。调制器输入信号的传递函数是一个低通系统；而噪声传递函数则是一个高通系统，在低频段(音频带内)阻止噪声通过。输入信号的过取样倍数越大，高通滤波器的截至频率越高，阻带(音频带)衰减越大，这样可以在进入调制器前通过提高过取样率来达到较好的噪声整形效果。噪声整形滤波器由多个积分单元构成，每个积分单元都有独立的增益调节系数和反馈通路，通过调节增益系数不仅可以使调制器处于稳定状态，而且可以提高调制器的THD+N(Total Hormonic Distortion+Noise，总谐波失真+噪声)、SNR(Signal to Noise Ratio，信噪比)等性能指标。多电平量化器负责对积分后的数据进行多级量化，输出多电平的值。多电平量化器的电平级数同过取样率倍数一样，与调制器的性能指标紧密相关。量化器电平数和过取样率倍数的增加将提高系统性能(THD+N与SNR)，但是也同样会提高功放管的开关频率和调制时钟频率，这意味着开关管的功率效率将会下降，且调制时钟频率过高，系统功耗过大。一个合适的过取样率倍数和量化电平数的组合将能满足开关频率和调制时钟频率的要求。

SDM调制器的实现如图8所示，噪声整形滤波器为五阶分布反馈及前馈串联积分单元，在每个积分单元前边设置两个增益调节系数a1、a2、a3、a4、a5和b1、b2、b3、b4、b5，且单独可调。积分器为一个对输入信号进行延时相加的闭环反馈单元。多电平量化器采用128级量化电平，即从-64级到+64级均匀量化。SDM调制器输入信号的归一化幅值为-1～+1之间，采用64倍过取样率倍数(取样率为48KHz)，输出信号的值为-1～+1之间的离散量化值，通过调整a1、a2、a3、a4、a5和b1、b2、b3、b4、b5的系数值可以调整输出信号幅值的大小，并保证调制器的稳定性。反馈和前馈都采用分布反(前)馈串联结构，多电平量化器的输出数据经增益单元后同时反馈回五个积分单元。本发明的SDM调制器采用五阶分布反馈及前馈串联积分结构实现，128级电平调制输出，易于系统稳定和实现，同时也保证了SDM调制器能达到较高的性能指标。

如图9所示，数据重取样电路由数据与处理单元和取样单元顺次连接组成，其主要功能是对SDM调制器输出的多电平数据流进行重取样，以降低数据流的传输速率。由于SDM调制器输出的任何一个数据对最终信号的重建都有贡献，不能直接对SDM调制器输出的数据进行抽取，否则信号会严重失真。在本发明中，数据重取样电路首先对SDM调制器输出的数据进行预处理，以保证数据重取样前后信号信息基本保持一致，然后再对数据进行取样。数据预处理单元可以采取数字滤波(如平均滤波)、脉冲编码等方法保证重取样前后的数据信息对于信号重建的等效性；取样单元对数据流进行抽取，完成数字下的取样，从而降低功放电路的开关频率。数据重取样电路的实现参见图10，由SDM调制器输出的信号为-1～+1之间的量化值，进入数据重取样电路后，相邻的两个数据经平均滤波后抽取输出。每个数据只进行一次计算，即将输入数据队列每两个分成一组，每组进行均值运算后取其平均值输出。图10中，对输入队列的数据Din0～Din7每两个分成一组，每组进行均值运算后得到中间数据Dmid0～Dmid3，再分别对Dmid0～Dmid3取平均值后得到输出队列的数据Dout0～Dout3。数据重取样电路的输出数据量(单位时间内)是其输入数据量的一半，即输入数据速率为输出数据速率的两倍。在本发明的D类功率放大器中，若不使用数据重取样电路可以提高系统性能，但是会增加一倍的开关频率。

PWM调制器的主要功能是根据并行输入的多电平数据值输出三电平(-1、0、+1)的高速数据流，“-1”或“+1”的连续个数表示此时的脉冲宽度(对应于输入信号的瞬时电平值)。其中，“-1”表示输入信号处于负值区间，“+1”表示输入信号处于正值区间，而“0”则表示负载上无电流流过，它出现在每一个数据周期(PWM调制前的数据周期)内。在一个数据周期内，“+1”或者“-1”的多少表示此时信号幅度的大小，“+1”或者“-1”的个数越多，信号幅值越大。PWM调制器的实现参见图11，输入PWM调制器的数据为-1～+1之间的量化值(如图11中所示的输入电平值Lev10～Lev17)，在进行脉宽转变前将其乘以128得到一个整数值，这个整数值就是每个数据周期内脉冲的宽度(如图11中所示的输出脉冲宽度值Pwid0～Pwid7)，128就是一个数据周期内“+1”和“0”(或者“-1”和“0”)的个数。按照输入数据速率将这个整数值输出。

如图12所示，脉冲成型电路由脉冲拼接单元和脉冲编码单元顺次连接组成，其主要功能是减少开关频率和输出差分信号。多电平调制输出的脉冲开关频率较高，对系统的功率效率极为不利，为此需要一些技术处理来消除这种不利因素。脉冲拼接和差分信号输出都可以有效地降低输出脉冲的开关频率。脉冲拼接单元将相邻两个数据周期的“+1”或者“-1”队列拼接在一起，从而合并为一个较宽的脉冲，减少一半的开关翻转率而基本不降低调制器的性能。脉冲编码单元完成从三电平信号“-1”“0”“+1”到两电平信号的转换，即将“-1”“0”“+1”编码为“10”、“00”、“01”或者“10”、“11”、“01”，其中“-1”对应于“10”；“+1”对应于“01”；“0”对应于“00”或者“11”，为了避免较小脉冲宽度的出现，在对“0”编码时，“00”、“11”交替输出。在功放管工作期间，由于器件特性的原因，对输入信号的脉宽有一个最小的限制要求，而在多电平到脉冲的转换过程中，在过零附近会产生较小的窄脉冲。为了避免这种情况的出现，编码后的信号以差分方式按照两路差分信号并行输出时，表示电平“0”的“00”或者“11”在输出队列中交替出现，在将差分信号输入到BTL电路的某个半桥时，任何一路差分信号都可以消除较小的窄脉冲。同时，“00”“11”交替出现的编码方式，不仅可以避免两路差分信号同时翻转，还可以消除由于MOSFET管本身特性引起的信号脉宽变化所带来的负面影响。这样的输出方式不仅可以将开关频率降低到原来的四分之一，而且可以产生符合开关功率管特性要求的脉冲信号。脉冲成型电路的实现参见图13，输入数据为-128～+128之间的整数(图13中的脉宽值Pwid0～Pwid8)，输出数据为高速的“01”“00”“11”“10”数据流。在脉冲成型电路中数据的处理流程为：脉冲成型、脉冲拼接以及脉冲编码输出，最后输出差分的高速数据流。脉冲成型是根据每个输入数据将-128～+128之间的整数值转换成高速的“+1”“0”“-1”脉冲串，形成三电平调制脉冲信号；脉冲拼接将相邻的两个脉冲合并成一个脉冲，前一个脉冲高电平(“+1”“-1”都设定为高电平)部分放置到数据周期的末尾，后一个脉冲高电平部分放置到数据周期的开始；脉冲编码输出将“-1”“0”“+1”转换成“10”、“00”、“01”或者“10”、“11”、“01”输出，并以差分形式按照两路差分信号并行输出，两路差分信号对应输入BTL桥式功放电路的两端。如图13中将脉冲置换输出的“00”“01”“11”“01”“00”“10”“11”“10”“00”在差分A端和差分B端分别为“0”“0”“1”“0”“0”“1”“1”“1”“0”，“0”“1”“1”“1”“0”“0”“1”“0”“0”。

PWM调制器调制输出信号以差分方式在功率输出级放大输入，其功率输出级的电路如图14所示。两路差分信号A和B分别输入到BTL电路的两端，使A、B两个半桥轮流翻转，而不是同时翻转。加在负载上的电压最终形成三电平的形式，当两个半桥输出端同时为高电平或低电平时，负载上的压降为零，表示三电平的“0”电平；当A端为低电平，而B端为高电平时，在负载上形成正的压降，表示三电平的“+1”电平；当A端为高电平，而B端为低电平时，在负载上形成负的压降，表示三电平的“-1”电平。由于两个半桥不是同时进行翻转，其效果等效于BTL电路的开关频率降低了一半，因而调制器的载频为等效开关频率的两倍。不仅提高了功率效率，而且易于LC滤波器的实现。

以上所述仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉该技术的人在本发明揭露的技术范围以内，可以轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。

Claims (9)

1.D类功率放大器，其特征在于，包括脉冲密度调制器、脉冲宽度调制器、脉冲成型电路、功放电路、低通滤波器，所述脉冲密度调制器、脉冲宽度调制器、脉冲成型电路、功放电路、低通滤波器顺次连接。

2.如权利要求1所述的D类功率放大器，其特征在于，还包括数据重取样电路，所述脉冲密度调制器通过数据重取样电路与脉冲宽度调制器连接。

3.如权利要求2所述的D类功率放大器，其特征在于，所述数据重取样电路由数据预处理单元和取样单元顺次连接组成。

4.如权利要求1所述的D类功率放大器，其特征在于，所述脉冲密度调制器的量化器为多电平量化器。

5.如权利要求1所述的D类功率放大器，其特征在于，所述功放电路为BTL功放电路。

6.D类功率放大器的输入信号调制方法，其特征在于，包括下列步骤：

a、对输入信号进行脉冲密度调制，得到密度调制信号；

b、对所述密度调制信号进行脉冲宽度调制，得到混合调制信号；

c、对所述混合调制信号进行电平变换并输入到功放电路。

7.如权利要求6所述的D类功率放大器的输入信号调制方法，其特征在于，所述步骤b还包括，对所述密度调制信号进行数据重取样。

8.如权利要求6所述的D类功率放大器的输入信号调制方法，其特征在于，所述步骤c包括下列步骤：

c1、对所述混合调制信号进行脉冲拼接，将相邻的两个奇偶脉冲合并为一个脉冲；

c2、将拼接后的脉冲信号由三电平信号变换为两电平信号；

c3、将所述两电平信号以差分方式并行输入到功放电路。

9.如权利要求8所述的D类功率放大器的输入信号调制方法，其特征在于，所述步骤c2中，电平“+1”和“-1”分别编码为2个相异的电平符号；电平“0”编码为2个相同的电平符号，“00”或者“11”，且所述“00”和“11”在编码中交替出现。

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