CN101212436B - 高通滤波器的频响特性的补偿装置及方法及零中频接收机 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高通滤波器的频响特性的补偿装置及方法及零中频接收机，其中，该高通滤波器的频响特性的补偿装置包括：A/D转换模块，分别与对应的高通滤波器连接，用于将高通滤波器滤除直流偏移后的信号转换为数字信号后输出；数字补偿滤波器，用于接收A/D转换模块的输出信号进行数字信号处理；所述数字补偿滤波器与高通滤波器相结合形成的等效高通滤波器的3dB截止频率低于所述高通滤波器的3dB截止频率。利用本发明可以有效的减小系统对有用信号的影响。

Description

高通滤波器的频响特性的补偿装置及方法及零中频接收机

技术领域

本发明涉及零中频接收机，特别是零中频接收机中高通滤波器的频率响应特性的补偿装置及方法。

背景技术

在零中频接收机架构中，如图1所示，由于本振信号LO会泄露到混频器的射频信号输入端口，导致自混频现象，产生了直流偏移，而这种直流偏置将导致ADC饱和从而引起严重的信号失真，因此在后级处理时(ADC之前)必须抑制直流偏移，通常的做法是使用高通滤波器。

如图1所示，现有的采用高通滤波器进行直流偏移抑制的零中频接收机中包括：

低噪音放大器(Low Noise Amplifier，LNA)；

一对成正交关系的混频器，用于把接收信号下变频为一对在同相信号路径和正交信号路径上的要被解调的正交信号，其中，接收信号通过与本振信号LO混合实现下变频；

高通滤波器，用于将下变频后的信号滤除直流偏移；

低通滤波器和AGC，用于将滤除直流偏移后的下变频信号进行相应处理后分为I路和Q路输出。

然而，图1所示的包括用于抑制直流偏移的高通滤波器的零中频接收机中，高通滤波器在滤除直流偏移的同时滤除了一部分有用信号。

高通滤波器的3dB频点f_c与信号带宽f_d相比，比值越大对信号质量的恶化程度越大，在此信号质量可以用误差矢量幅度(EVM)衡量。也就是说，高通滤波器的频响特性严重影响了接收信号的EVM。

在实际系统中，高通滤波器3dB频点f_c越低，其阶越响应的稳定时间也越长，然而，由于高通滤波器的实现多采用模拟滤波器的方式，3dB频点f_c越低，实现成本越高，所以实际系统中，高通滤波器3dB频点f_c一般在10kHz左右。

同时，通过仿真和实际测试可以发现，对于码片速率1.28MHz QPSK调制的理想信号，当f_c＝8.7kHz，对EVM影响可以达到20％左右。

由于高通滤波器的频响已严重影响了信号的EVM，而EVM越大，输出信号的信噪比越小。在采用高阶调制方式，输出信噪比要求高的系统，如采用16QAM调制方式的HSDPA系统，会严重影响系统的吞吐率。

因此有必要对高通滤波器的频响进行补偿，减小其对有用信号的影响。

发明内容

本发明的目的在于提供一种高通滤波器的频响特性的补偿装置及方法，减小高通滤波器在执行滤除直流偏移时对有用信号的影响，保证系统的吞吐量。

为了实现上述目的，本发明提供了一种高通滤波器的频响特性的补偿装置，其中，包括：

A/D转换模块，分别与对应的高通滤波器连接，用于将高通滤波器滤除直流偏移后的信号转换为数字信号后输出；

数字补偿滤波器，用于接收A/D转换模块的输出信号进行数字信号处理；

所述数字补偿滤波器与高通滤波器相结合形成的等效高通滤波器的3dB截止频率低于所述高通滤波器的3dB截止频率。

上述的补偿装置，其中，还包括：

直流偏移消除模块，用于在数字域消除由数字补偿滤波器所带来的近零频直流偏移放大，并输出消除了近零频直流偏移放大的信号。

上述的补偿装置，其中，所述直流偏移消除模块具体包括：

原始采样数据序列获取模块，用于从数字补偿滤波器的输出信号采样获取一有限长的原始采样数据序列；

第二数据序列获取模块，用于将所述原始采样数据序列每隔第一数目的数据点求平均，并将该得到的平均值重新赋值给原始采样数据序列中对应的数据点，得到第二数据序列；

第三数据序列获取模块，用于将原始采样数据序列减去第二数据序列后得到的第三数据序列后输出。

为了更好的实现上述目的，本发明还提供了一种高通滤波器的频响特性的补偿方法，其中，包括：

A/D转换步骤，将高通滤波器的输出信号进行A/D转换后输出；

数字域补偿步骤，将A/D转换后的信号利用一数字补偿滤波器进行数字信号处理；所述数字补偿滤波器与所述高通滤波器相结合形成的等效高通滤波器的3dB截止频率小于所述高通滤波器的3dB截止频率。

上述的补偿方法，其中，还包括：

直流消除步骤，在数字域消除由数字补偿步骤所带来的近零频直流偏移放大。

上述的补偿方法，其中，所述直流消除步骤具体包括：

从数字补偿滤波器的输出信号采样获取一有限长的原始采样数据序列；

将所述原始采样数据序列每隔第一数目的数据点求平均，并将该得到的平均值重新赋值给原始采样数据序列中对应的数据点后得到第二数据序列；

将原始采样数据序列减去第二数据序列后得到的第三数据序列后输出。

为了更好的实现上述目的，本发明还提供了一种零中频接收机，包括低噪音放大器、一对成正交关系的混频器和高通滤波器，其中，还包括：

A/D转换模块，分别与对应的高通滤波器连接，用于将高通滤波器滤除直流偏移后的信号转换为数字信号后输出；

数字补偿滤波器，用于接收A/D转换模块的输出信号进行数字信号处理；

所述数字补偿滤波器与高通滤波器相结合形成的等效高通滤波器的3dB截止频率低于所述高通滤波器的3dB截止频率。

上述的零中频接收机，其中，还包括：

直流偏移消除模块，用于在数字域消除由数字补偿滤波器所带来的近零频直流偏移放大，并输出消除了近零频直流偏移放大的信号。

上述的零中频接收机，其中，所述直流偏移消除模块具体包括：

原始采样数据序列获取模块，用于从数字补偿滤波器的输出信号采样获取一有限长的原始采样数据序列；

第二数据序列获取模块，用于将所述原始采样数据序列每隔第一数目的数据点求平均，并将该得到的平均值重新赋值给原始采样数据序列中对应的数据点，得到第二数据序列；

第三数据序列获取模块，用于将原始采样数据序列减去第二数据序列后得到的第三数据序列后输出。

本发明的高通滤波器的频响特性的补偿装置、补偿方法及零中频接收机通过在数字域设置一数字补偿滤波器，降低等效高通滤波器的3dB截止频率，因此有效的减小了对有用信号的影响，同时通过利用一直流偏移消除模块来消除由于数字补偿滤波器引入的近零频直流偏移放大，因此进一步减小了对有用信号的影响。

附图说明

图1为现有带高通滤波器的零中频接收机的简要结构示意图；

图2为本发明的高通滤波器的频响特性的补偿装置的结构示意图；

图3为本发明的高通滤波器的频响特性的补偿方法的流程图。

具体实施方式

本发明的高通滤波器的频响特性的补偿装置及方法，以及对应的零中频接收机中，通过设置该补偿装置，使之与原有的高通滤波器结合形成一等价的高通滤波器，该等价高通滤波器的3dB截止频率低于高通滤波器的3dB截止频率，因此减少信号处理时对有用信号的影响。

本发明的高通滤波器的频响特性的补偿装置如图2所示，具体包括：

两个A/D转换模块，分别与对应的高通滤波器连接，用于将高通滤波器滤除直流偏移的信号转换为数字信号后输出；

数字补偿滤波器，用于与高通滤波器相结合形成一等效的高通滤波器，该等效的高通滤波器的3dB截止频率低于高通滤波器的3dB截止频率。

前面提到，现有的高通滤波器为模拟滤波器，如果要在现有基础上降低3dB截止频率，会造成成本急剧提升的不良后果，因此本发明的补偿装置中，首先通过两个A/D转换模块将高通滤波器的信号转换为数字信号后，利用数字化的补偿滤波器来进行处理。

下面对本发明的高通滤波器的频响特性的补偿装置中的数字补偿滤波器的设计进行详细说明。

现有的高通滤波器的传递函数为已知的，在此假设为H_I(s)，其中该传递函数中包括与3dB截止频率相关的参数。

如传递函数 $H\left(s\right)=\frac{s^3}{{(s+a)}^3},$ 其3dB截止为 $\frac{a}{2\·\mathrm{\π}}\sqrt{\frac{1}{2^{\frac{1}{3}}-1}}.$

在此，为了使得增加数字补偿滤波器后的等效高通滤波器的3dB截止频率低于高通滤波器的3dB截止频率，则只需要等效高通滤波器的传递函数与高通滤波器的传递函数的结构相同，同时对应调整等效高通滤波器的传递函数中与3dB截止频率相关的参数即可设定等效高通滤波器的3dB截止频率。

在此，假设等效高通滤波器的传递函数为H_O(s)，数字补偿滤波器的传递函数为H(s)，由于H_O(s)＝H_I(s)H(s)，因此：

H(s)＝H_O(s)/H_I(s)

传递函数确定的情况下即可得到相应的数字补偿滤波器的构造，由于本部分为本领域普通技术人员不需创造性劳动即可实现，在此不再赘述。

然而本发明利用数字补偿滤波器降低了等效高通滤波器的3dB截止频率后，然而有可能使近零频的直流偏移再一次放大，因此，本发明的高通滤波器的频响特性的补偿装置中进一步还包括：

直流偏移消除模块，用于在数字域消除由数字补偿滤波器所带来的直流偏移，并输出消除了近零频直流偏移放大的信号。

下面对上述的直流偏移消除模块进行进一步详细的说明。

直流偏移消除模块具体包括：

原始采样数据序列获取模块，用于从数字补偿滤波器的输出信号采样获取一有限长的原始采样数据序列；

第二数据序列获取模块，用于将所述原始采样数据序列每隔第一数目的数据点求平均，并将该得到的平均值重新赋值给原始采样数据序列中对应的数据点，得到第二数据序列；

第三数据序列获取模块，用于将原始采样数据序列减去第二数据序列后得到的第三数据序列后输出。

直流偏移消除模块的详细工作过程如下所述：

首先从数字补偿滤波器的输出序列中采样得到一有限长的数据序列，在此命名为x(n)，其中0≤n≤N-1，为方便起见，假定N＝M·(d+1)，d为整数；

然后，对该取样的数据序列每M个数据点求一次平均，并将该得到的平均值重新赋值给对应的数据点，得到新的数据序列x_k(n)；

最后，将采样序列x(n)依次减去相应的x_k(n)得到新的数据序列y(n)后输出，该数据序列y(n)消除了直流偏移的影响。

上面仅仅提出了消除直流偏移的影响的实现方式，但并没有提供如何选择M来实现消除直流偏移，下面将对这部分进行详细描述。

有限长序列：x(n)，0≤n≤N-1，其DFT(二维傅里叶变换)变换为：

$X\left[k\right]=\left\{\begin{array}{c}\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)W_N^{\mathrm{kn}},0\≤k\≤N-1\\ 0,\mathrm{else}\end{array}---\left(1\right)\right.$

其中，W_N＝e^-j(2π/N)，在此，为了方便后续计算过程的描述，在此假定N/M＝d+1。

对该取样的数据序列每M个数据点求一次平均，并将该得到的平均值重新赋值给对应的数据点后得到的数据序列如下所示：

$x_e\left(n\right)=\frac{1}{M}\{\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)[u\left(n\right)-u(n-M)]+$

$\underset{i=M}{\overset{2M-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)[u(n-M)-u(n-2M)]+\·\·\·\underset{i=\mathrm{dM}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)[u(n-\mathrm{dM})-u(n-N)]\}$

将上述数据序列进行傅里叶变换后可以得到：

$X_e\left[k\right]=\frac{1}{N}\frac{1}{M}[\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{W}_N^{\mathrm{kn}}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)+\underset{n=M}{\overset{2M-1}{\mathrm{\Σ}}}{W}_N^{\mathrm{kn}}\underset{i=M}{\overset{2M-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)+\·\·\·\underset{n=\mathrm{dM}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{W}_N^{\mathrm{kn}}\underset{i=\mathrm{dM}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)]$

$=\frac{1}{N}\frac{1}{M}[\frac{1-W_N^{\mathrm{kM}}}{1-W_N^k}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)+W_N^{\mathrm{kM}}\frac{1-W_N^{\mathrm{kM}}}{1-W_N^k}\underset{i=M}{\overset{2M-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)+\·\·\·W_N^{\mathrm{kdM}}\frac{1-W_N^{\mathrm{kM}}}{1-W_N^k}\underset{i=\mathrm{dM}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)]$

$=\frac{1}{N}\frac{1}{M}\frac{1-W_N^{\mathrm{kM}}}{1-W_N^k}[\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)+W_N^{\mathrm{kM}}\underset{i=M}{\overset{2M-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)+\·\·\·W_N^{\mathrm{kdM}}\underset{i=\mathrm{dM}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)]$

前面已经提到，直流偏移消除模块最后，将采样序列x(n)依次减去相应的x_k(n)得到新的数据序列y(n)后输出，即：y(n)＝x(n)-x_e(n)，因此：

$Y\left[k\right]=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)W_N^{\mathrm{ki}}-\frac{1}{N}\frac{1}{M}\frac{1-W_N^{\mathrm{kM}}}{1-W_N^k}[\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)+W_N^{\mathrm{kM}}\underset{i=M}{\overset{2M-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)+\·\·\·W_N^{\mathrm{kdM}}\underset{i=\mathrm{dM}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)]$

$=X\left(k\right)-\frac{1}{N}\frac{1}{M}\frac{1-W_N^{\mathrm{kM}}}{1-W_N^k}\mathrm{ES}\left(k\right)$

其中： $\mathrm{ES}\left(k\right)=[\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)+W_N^{\mathrm{kM}}\underset{i=M}{\overset{2M-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)+\·\·\·W_N^{\mathrm{kdM}}\underset{i=\mathrm{dM}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)]$

当信号x(n)为随机信号时，则

$\frac{\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)}{M}=\frac{\underset{i=M}{\overset{2M-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)}{M}=\·\·\·=\frac{\underset{i=\mathrm{dM}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)}{M}=X\left(0\right)$

因此：

$Y\left[k\right]=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)W_N^{\mathrm{ki}}-\frac{1}{N}\frac{1}{M}\frac{1-W_N^{\mathrm{kM}}}{1-W_N^k}[\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)+W_N^{\mathrm{kM}}\underset{i=M}{\overset{2M-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)+\·\·\·W_N^{\mathrm{kdM}}\underset{i=\mathrm{dM}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(i\right)]$

$=X\left(k\right)-\frac{1}{N}\frac{1-W_N^{\mathrm{kM}}}{1-W_N^k}\left(0\right)*\frac{1-W_N^{\mathrm{kdM}}}{1-W_N^{\mathrm{kM}}}=X\left(k\right)-X\left(0\right)\frac{1}{N}\frac{1-W_N^{\mathrm{kdM}}}{1-W_N^k}$

其传递函数由M，N以及X(0)确定，在选择一定的N的情况下，根据直流偏移消除模块所需要消除直流偏移的程度即可确定该M的数值。

如图3所示，本发明的高通滤波器的频响特性的补偿方法包括如下步骤：

A/D转换步骤，将高通滤波器的输出信号进行A/D转换；

数字域补偿步骤，获取A/D转换后的信号，并利用一数字补偿滤波器进行信号处理；所述数字补偿滤波器与所述高通滤波器所形成的等效滤波器的3dB截止频率小于所述高通滤波器的3dB截止频率；

直流消除步骤，在数字域消除由数字补偿步骤所带来的近零频直流偏移放大。

其中，该直流消除步骤具体包括：

获取一有限长的原始采样数据序列；

将所述原始采样数据序列每隔第一数目的数据点求平均，并将该得到的平均值重新赋值给原始采样数据序列中对应的数据点，得到第二数据序列；

将原始采样数据序列减去第二数据序列后得到的第三数据序列后输出。

本发明的零中频接收机包括：

接收天线；

低噪音放大器(Low Noise Amplifier，LNA)；

一对成正交关系的混频器，用于把接收信号下变频为一对在同相信号路径和正交信号路径上的要被解调的正交信号，其中，接收信号通过与本振信号LO混合实现下变频；

高通滤波器，用于将下变频后的信号滤除直流偏移；

低通滤波器和AGC，用于将滤除直流偏移后的下变频信号进行相应处理后分为I路和Q路输出；

其中，还包括连接于高频滤波器的如图2所示的补偿装置，该补偿装置具体包括：

两个A/D转换模块，分别与对应的高通滤波器连接，用于将高通滤波器滤除直流偏移的信号转换为数字信号后输出；

数字补偿滤波器，用于与高通滤波器相结合形成一等效的高通滤波器，该等效的高通滤波器的3dB截止频率低于高通滤波器的3dB截止频率。

同时，该零中频接收机还可包括直流偏移消除模块，由于已经在前面进行了详细的描述，在此不再赘述。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种高通滤波器的频响特性的补偿装置，其特征在于，包括：

A/D转换模块，分别与对应的高通滤波器连接，用于将高通滤波器滤除直流偏移后的信号转换为数字信号后输出；

数字补偿滤波器，用于接收A/D转换模块的输出信号进行数字信号处理；

所述数字补偿滤波器与高通滤波器相结合形成的等效高通滤波器的3dB截止频率低于所述高通滤波器的3dB截止频率；

直流偏移消除模块，用于在数字域消除由数字补偿滤波器所带来的近零频直流偏移放大，并输出消除了近零频直流偏移放大的信号。

2.根据权利要求1所述的补偿装置，其特征在于，所述直流偏移消除模块具体包括：

原始采样数据序列获取模块，用于从数字补偿滤波器的输出信号采样获取一有限长的原始采样数据序列；

第二数据序列获取模块，用于将所述原始采样数据序列每隔第一数目的数据点求平均，并将该得到的平均值重新赋值给原始采样数据序列中对应的数据点，得到第二数据序列；

第三数据序列获取模块，用于将原始采样数据序列减去第二数据序列后得到的第三数据序列后输出，该第三数据序列是消除了近零频直流偏移放大的信号。

3.一种高通滤波器的频响特性的补偿方法，其特征在于，包括：

A/D转换步骤，将高通滤波器的输出信号进行A/D转换后输出；

数字域补偿步骤，将A/D转换后的信号利用一数字补偿滤波器进行数字信号处理；所述数字补偿滤波器与所述高通滤波器相结合形成的等效高通滤波器的3dB截止频率小于所述高通滤波器的3dB截止频率；以及

直流消除步骤，在数字域消除由数字补偿步骤所带来的近零频直流偏移放大。

4.根据权利要求3所述的补偿方法，其特征在于，所述直流消除步骤具体包括：

从数字补偿滤波器的输出信号采样获取一有限长的原始采样数据序列；

将所述原始采样数据序列每隔第一数目的数据点求平均，并将该得到的平均值重新赋值给原始采样数据序列中对应的数据点后得到第二数据序列；

将原始采样数据序列减去第二数据序列后得到的第三数据序列后输出，该第三数据序列是消除了近零频直流偏移放大的信号。

5.一种零中频接收机，包括低噪音放大器、一对成正交关系的混频器和高通滤波器，其特征在于，还包括：

A/D转换模块，分别与对应的高通滤波器连接，用于将高通滤波器滤除直流偏移后的信号转换为数字信号后输出；

数字补偿滤波器，用于接收A/D转换模块的输出信号进行数字信号处理；

所述数字补偿滤波器与高通滤波器相结合形成的等效高通滤波器的3dB截止频率低于所述高通滤波器的3dB截止频率；

直流偏移消除模块，用于在数字域消除由数字补偿滤波器所带来的近零频直流偏移放大，并输出消除了近零频直流偏移放大的信号。

6.根据权利要求5所述的零中频接收机，其特征在于，所述直流偏移消除模块具体包括：

原始采样数据序列获取模块，用于从数字补偿滤波器的输出信号采样获取一有限长的原始采样数据序列；

第二数据序列获取模块，用于将所述原始采样数据序列每隔第一数目的数据点求平均，并将该得到的平均值重新赋值给原始采样数据序列中对应的数据点，得到第二数据序列；

第三数据序列获取模块，用于将原始采样数据序列减去第二数据序列后得到的第三数据序列后输出，该第三数据序列是消除了近零频直流偏移放大的信号。

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