CN101106846A - 一种磁控管驱动电源及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种磁控管驱动电源及其控制方法，电源包括电源端、与电源端相连接的高压电路，对高压电路进行控制驱动的第一逻辑控制电路，还包括灯丝电路，其输入与所述电源端相连接，并包括对灯丝电路进行控制驱动的第二逻辑控制电路。其方法为：对于高压功率部分，采用变频控制，通过开关频率的调节对输入功率进行调节，通过电压前馈，保证输入电源电压变化时输出功率大致稳定；对于所述灯丝电路中，采用半桥电路或单管电路，半桥电路一个开关管开通时间固定，另一只开关管开通时间随反馈进行变化；单管电路开关管关断时间由主电路决定，开通时间由反馈进行控制。本发明采用灯丝电路和高压电路分开的方案，对磁控管有很强的适应能力。

Description

一种磁控管驱动电源及控制方法

技术领域

本发明涉及电源变换技术，尤其涉及一种给磁控管供电的高频开关电源及其控制方法。

背景技术

本发明涉及一种磁控管驱动电源，传统的磁控管驱动电源为工频变压器驱动，其功率是不能控制的，同时也浪费了大量资源。采用开关电源供电对微波功率的控制只能采用时间通断控制，实现功率调节。多年来利用高频开关电源对磁控管供电的方案有很多，如日本松下公司申请的专利号为CN98802817.4的磁控管驱动电源专利，如图1所示，该专利电源采用灯丝电路和高压电路集成一体化的的方案，即在磁控管的高压供电过程中，灯丝电源和高压电源均采用同一变压器供电，其控制采用定开通时间，变关断时间的方式控制功率。该方法虽然能够实现功率调节，但是存在如下问题：1、两个开关管应力不同，2、输出端二极管应力不同，特别是当灯丝电路接触不良，高压电路接触不良或开路时输出高压二极管存在过压击穿的危险；3、功率调节范围有限(实际中在50％～100％的范围调节)。4、最大的问题，因为高压电路和灯丝电路集成一体化，该电源要求磁控管灯丝电路感抗较小，以保证进行变频控制时灯丝电流的变化在允许的范围之内，使得松下的变频电源只能采用松下的高频磁控管(或专门优化了灯丝电路的磁控管)，这样就对开关电源的应用造成了障碍，阻碍了市场的发展。

发明内容

本发明的目的在于提供一种磁控管驱动电源及控制方法，从而实现磁控管输入功率调节，能够适用于不同厂家或类型的磁控管。

实现本发明的技术方案为：

一种磁控管驱动电源，包括电源端、与电源端相连接的高压电路，对高压电路进行控制驱动的第一逻辑控制电路，其特征在于：还包括灯丝电路，其输入与所述电源端相连接，并包括对灯丝电路进行控制驱动的第二逻辑控制电路。

本发明进一步包括：所述高压电路包括顺次连接的整流滤波电路和开关管支路，以及与所述开关管支路相并联的包含变压器原边的谐振支路，变压器的副边输出。

本发明进一步包括：所述的开关管支路包括顺次连接的第一开关管、第二开关管和电流采样电阻；变压器的原边和电容串联成谐振支路后与第二开关管相并联；或者所述的开关管支路包括由四个开关管构成的桥式连接电路，其中第六开关管、第九开关管串联成第一开关支路，第七开关管、第八开关管串联成第二开关支路；所述谐振支路连接于第七、八两开关管的连接点和第六、九两开关管的连接点之间。

本发明进一步包括：所述谐振支路包括顺次连接的变压器原边和谐振电容，所述谐振电容连接于所述变压器原边的高压端或者低压端或者同时连接在高压端和低压端；所述变压器包括至少一个原边和副边或者两个彼此串连的原边和彼此并联的副边。

本发明进一步包括：所述变压器副边输出电路包括：第四二极管的阴极和第三二极管的阳极相连接；第三二极管的阴极和第四二极管的阳极输出；第三电容和第四电容串联后连接于第三二极管和第四二极管的两端；变压器副边一端与两个二极管的连接点相连，另一端与两个电容的连接点相连；或者

所述变压器副边输出电路包括：电容与二极管的阳极顺次连接成串联支路后与变压器副边并联；二极管的阴极和阳极为两个输出端。

本发明进一步包括：所述的灯丝电路为半桥谐振电路，包括由第三开关管、第四开关管和电阻顺次连接成的开关管支路，变压器的原边和电容连接成谐振支路后与第四开关管相并联，变压器的副边输出。

本发明进一步包括：所述的灯丝电路为单管谐振电路，包括单个开关管(Q5)组成的开关管支路，变压器的原边(L5)和电容(C5)连接成谐振支路后与开关管(Q5)相连接，变压器的副边输出。

本发明磁控管驱动电源的控制方法，其高压电路控制特征为变频控制，开关频率低时输出功率大，开关频率高时输出功率小；所述控制电路检测输入电流和输入电压，进行反馈调节，以控制输入电压在一定范围内变化时输出功率稳定，从而实现微波输出功率稳定。

一种磁控管驱动电源的控制方法，其特征在于：对于所述灯丝电路中的一个开关管开通时间固定，另一只开关管开通时间随反馈进行变化，通过给定的变化，在一个开关周期内增加开通时间能够实现磁控管启动时有较大的电流进行加热；在一个开关周期内通过缩短开关管开通时间，能够实现磁控管以较小的恒定电流正常工作。

一种磁控管单管灯丝驱动电源的控制方法，其特征在于：开关管关断时间由主电路参数决定，开通时间由反馈决定，通过给定的变化，在一个开关周期内增加开通时间实现磁控管有较大的电流进行加热，通过缩短开关管开通时间，保证磁控管以较小的恒定电流正常工作。

本发明采用灯丝电路和高压电路分开的方案，对磁控管有很强的适应能力，能够适应于不同厂家的磁控管，除了很强的适应性外，通过适当的逻辑和控制，分开方案相比原方案有很多好处，如能够实现灯丝电流过小保护，高压输出过压保护等，特别是能够防止开机时的过压，提高可靠性。

附图说明

图1为现有技术中松下一体化电源方案原理图。

图2为本发明高压电路原理图；

图3为LLC电路的控制特性；

图4为高压部分LLC原理图；

图5为开关频率大于谐振频率时开关管VCE波形；

图6为开关频率小于谐振频率时磁控管阴极电流波形；

图7为高压部分控制原理框图；

图8为输入电流波形；

图9为输出二极管单管倍压电路原理图；

图10为谐振电容接电路正极电路图；

图11为谐振电容分别接电路正极和负极的电路图；

图12为半桥谐振采用两个变压器的电路图；

图13为高压部分采用全桥谐振方式电路图；

图14为高压部分采用全桥谐振方式的又一实施例电路图；

图15为灯丝电路采用的半桥谐振电路图；

图16为灯丝电路采用单管谐振电路图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步阐述：

本发明的基本思路是：磁控管驱动电源，包括灯丝电路和高压电路，分别采用独立的电源；其中高压电路采用LLC谐振变换器，具体可以采用全桥谐振或者半桥谐振；还可以通过改变变压器的连接方式来增加高压功率。灯丝电路可以采用半桥谐振或单管谐振的方式，半桥谐振通过调节开关频率实现对电流的调节，单管方案通过调节开通时间对灯丝电流进行控制，具体见实施方案。

如图2所示，本发明电路分为灯丝电路，逻辑控制电路，高压电路三部分。其中逻辑控制电路主要确保灯丝电流小，实现高压过压，开关管过流，散热器过温等保护功能，这里不再赘叙，重点阐述高压电路和灯丝电路的工作原理。如图所示，高压电路采用LLC谐振变换器，其主电路特征为输入的交流或直流经整流桥101整流后，经电感L1和电容C1滤波后输出，该滤波电路的特征是其中的电容C1不采用大的电解电容进行平波处理，因此和普通的变换器有较大的差别，如果为交流输入，滤波后的电压为整流后的脉动波。滤波后的电压供给半桥谐振变换器，为缩小变换器的体积，谐振电感可以集成在变压器中，利用变压器漏感作为谐振电感，同时变压器原边有气隙，因此激磁电感较小，该谐振变换器是一个LLC变换器。具体电路包括顺次连接的第一开关管Q1、第二开关管Q2，电流采样电阻R，变压器的原边L2和电容C2串联成谐振支路后与第二开关管Q2相并联。

变压器副边电路如下：第四二极管D4的阴极和第三二极管D3的阳极相连接；第三二极管D3的阴极接磁控管的阳极；第四二极管D4的阳极接磁控管的阴极(灯丝端)；第三电容C3和第四电容C4串联后连接于第三二极管D3和第四二极管D4的两端。变压器副边一端与两个二极管的连接点相连，另一端与两个电容的连接点相连。

如图2和图3所示，高压电路采用变频控制。当开关频率高时输出功率小，当开关频率低时输出功率大，在开关频率范围内开关管能够实现零电压开通，当开关频率低于谐振频率时，输出二极管能够实现零电流关断。LLC变换器有良好的性能，能够实现原边开关管在全范围内零电压开通，副边二极管在开关频率小于谐振频率时零电流关断，这样能够提高变换器的效率，同时提高EMI性能。

逻辑控制电路采样原边电流进行反馈控制，并采样输入电压，进行输入的恒功率控制，控制电路根据运算结果，控制半桥谐振的开关管的开关频率，从而实现输入功率的控制，调节微波输出功率。由于输入端滤波电路不采用大的电解电容滤波，并采用适当的控制，因此电路能够实现较高的功率因数输入，同时提高电路可靠性，降低成本。

高压电路部分等效原理图如图4所示。为减小变换器的体积和实现原副边的隔离，该电路中变压器采用分槽绕制的方法，因此原副边存在较大漏感，该漏感作为电路的谐振电感参与电路工作，同时变压器原边有气隙，因此原边集磁电感较小，因此该变压器实现了集成漏感和激磁电感的功能。半桥谐振变换器的谐振电感可以采用变压器漏感L2实现，同时变压器原边气隙造成的较小的激磁电感L3，也参与电路的工作。

图5是开关频率高于谐振频率时开关管两端电压和驱动波形，其中Vds为开关管D，S两端波形，Vgs为驱动波形，从图可见当在Vgs驱动电压变高时，开关管两端电压Vds已经变低，此时开关管为零电压开关。图6是开关频率低于谐振频率时磁控管阴极电流波形，从图可见，副边二极管可以实现零电流关断，同样的此时原边开关管可以实现零电压开通。

图7是高压部分逻辑控制电路原理框图，检测原边电流和输入电压值，进行调节运算后，根据输出结果调节开关频率，经隔离驱动后，驱动半桥谐振上下桥臂互补开通，通过开关频率的变化，可以控制输出功率的大小，适当的设置控制参数，可以使得输入电流波形近似正弦，从而输入功率因数较高，实际中功率因数可以大于0.96。图8是实测的输入电流波形。

变压器副边输出也可以采用单管倍压整流方式，如图9所示。副边的电路连接如下：电容C5与二极管D5的阳极顺次连接成串联支路后与变压器副边并联；磁控管的阳极与二极管D5的阴极相连接，磁控管的阴极与二极管D5的阳极相连接。因为电容C5的储能作用，使得磁控管两端电压得到倍增。

高压电路原边的半桥谐振电路的谐振电容也有多种连接方式，因此电路可以有多种变形。比如图10中谐振电容C201接于变压器原边的高压端；图11中的谐振电容分为两个C202和C203，分接于变压器原边的高压段和低压端。

变压器输入端谐振电容的连接方式和变压器输出端倍压整流电路可以组合起来，形成新的电路，这里不再说明。

为增加输出功率，高压电路可以采用两个变压器原边串联副边并联的方式，图12是其电路原理图。这样在不增加磁控管两端电压的情况下，输出功率可以增加一倍。

为得到更大的功率，高压部分可以采用全桥谐振的方式，图13是其电路原理图。在此基础上变压器也可以采用两个变压器原边串联副边并联的方式，图14是其电路原理图。

灯丝电路可以采用半桥谐振或单管谐振方案，其实现及工作原理阐述如下：

灯丝电路采用半桥谐振电路及控制原理如图15，主电路为：输入的交流或直流经整流桥整流后，经电感L4和电容C4滤波后输出。滤波后的电压供给半桥谐振变换器，为缩小变换器的体积，谐振电感可以集成在变压器中，利用变压器漏感作为谐振电感。具体电路包括顺次连接的第三开关管Q3、第四开关管Q4，电阻R2，变压器的原边L5和电容C5串联成谐振支路后与第四开关管Q4相并联。

变压器副边输出接磁控管灯丝。

控制电路可以采用IR2153或L6569或其它相似的控制芯片，这些芯片集成了驱动和PWM产生功能。为实现电流控制，电路中包含电流反馈回路，电流反馈的结果控制电容C5放电时的电阻值，从而使得一个开关管开通时间固定，另一只开关管开通时间随反馈变化。该电路及控制能够控制灯丝电流恒定，通过给定的变化，即通过给定开机时较大的电流给定值，正常工作后较小的电流给定值，可以实现在开机时以较大的电流加热灯丝，正常工作时以恒定的较小的电流工作，从而保证能够快速启机及工作的可靠性。比如在一个开关周期内，由于开关管Q3，Q4互补开通，控制开关管Q4的开通时间固定，对Q3开通时间进行调整，即在开机时开关管Q3开通的时间较长变压器原边连入主电路的时间较长，从而馈送的能量较多，使得输出功率变大，输出端能以大电流加热灯丝。一段时间后，开关管Q3的开通时间变短，变压器原边连入主电路的时间较短，从而馈送的能量较少，保证灯丝在恒定的相对较小的电流上稳定工作。

灯丝单管谐振电路及控制原理如图16，控制电路检测电流并进行反馈控制，根据反馈结果确定导通时间，同时控制电路能够自动检测开关管两端电压及输入电压，保证电压谐振到谐振电感L2两端电压低于输入电压时开通开关管Q5，这样能够降低开通损耗，提高效率，通过适当的控制，可实现开关管两端电压为零时开通，从而实现零电压开通；同样的该电路及控制能够控制灯丝电流恒定。图中的反馈及控制电路进行反馈调节，确定开关管的开通时间；开关管的关断时间由主电路参数确定。通过适当的设置主电路参数和控制电路参数，能够保证磁控管启动时有较大的电流进行加热，正常工作后以较小的恒定电流保证磁控管可靠工作，从而保证能够快速启机及工作的可靠性。

如图15，16中的灯丝部分的输入整流滤波部分可以和主电路共用，这样可以简化电路结构，降低成本。

如上所述的电路和控制方法，可以应用于直流输入情况下，此时可以取消输入整流桥，或保留输入整流桥作为防止输入反相功能。

上述的磁控管驱动电源有很强的适应性，当不同厂家或不同批次的磁控管参数在一定范围偏差时，仍能够保证磁控管的正常工作。

Claims (10)

1.一种磁控管驱动电源，包括电源端、与电源端相连接的高压电路，对高压电路进行控制驱动的第一逻辑控制电路，其特征在于：还包括灯丝电路，其输入与所述电源端相连接，并包括对灯丝电路进行控制驱动的第二逻辑控制电路。

2.根据权利要求1所述的磁控管驱动电源，其特征在于：所述高压电路包括顺次连接的整流滤波电路和开关管支路，以及与所述开关管支路相并联的包含变压器原边的谐振支路，变压器的副边输出。

3.根据权利要求2所述的磁控管驱动电源，其特征在于：所述的开关管支路包括顺次连接的第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)和电流采样电阻(R)；变压器的原边(L2)和电容(C2)串联成谐振支路后与第二开关管(Q2)相并联；或者所述的开关管支路包括由四个开关管构成的桥式连接电路，其中第六开关管(Q6)、第九开关管(Q9)串联成第一开关支路，第七开关管(Q7)、第八开关管(Q8)串联成第二开关支路；所述谐振支路连接于第七、八两开关管(Q7、Q8)的连接点和第六、九两开关管(Q6、Q9)的连接点之间。

4.根据权利要求2所述的磁控管驱动电源，其特征在于：所述谐振支路包括顺次连接的变压器原边(L2)和谐振电容(C2)，所述谐振电容连接于所述变压器原边的高压端或者低压端或者同时连接在高压端和低压端；所述变压器包括至少一个原边和副边或者两个彼此串连的原边和彼此并联的副边。

5.根据2至4任一权利要求所述的磁控管驱动电源，其特征在于：所述变压器副边输出电路包括：第四二极管(D4)的阴极和第三二极管(D3)的阳极相连接；第三二极管(D3)的阴极和第四二极管(D4)的阳极输出；第三电容(C3)和第四电容(C4)串联后连接于第三二极管(D3)和第四二极管(D4)的两端；变压器副边一端与两个二极管的连接点相连，另一端与两个电容的连接点相连；或者

所述变压器副边输出电路包括：电容(C5)与二极管(D5)的阳极顺次连接成串联支路后与变压器副边并联；二极管(D5)的阴极和阳极为两个输出端。

6.根据权利要求1所述的磁控管驱动电源，其特征在于：所述的灯丝电路为半桥谐振电路，包括由第三开关管(Q3)、第四开关管(Q4)和电阻(R2)顺次连接成的开关管支路，变压器的原边(L5)和电容(C5)连接成谐振支路后与第四开关管(Q4)相并联，变压器的副边输出。

7.根据权利要求1所述的磁控管驱动电源，其特征在于：所述的灯丝电路为单管谐振电路，包括单个开关管(Q5)组成的开关管支路，变压器的原边(L5)和电容(C5)连接成谐振支路后与开关管(Q5)相连接，变压器的副边输出。

8.根据2至4任一权利要求所述磁控管驱动电源的控制方法，其高压电路控制特征为变频控制，开关频率低时输出功率大，开关频率高时输出功率小；所述控制电路检测输入电流和输入电压，进行反馈调节，以控制输入电压在一定范围内变化时输出功率稳定，从而实现微波输出功率稳定。

9.一种根据权利要求6所述磁控管驱动电源的控制方法，其特征在于：对于所述灯丝电路中的一个开关管开通时间固定，另一只开关管开通时间随反馈进行变化，通过给定的变化，在一个开关周期内增加开通时间能够实现磁控管启动时有较大的电流进行加热；在一个开关周期内通过缩短开关管开通时间，能够实现磁控管以较小的恒定电流正常工作。

10.一种根据权利要求7所述磁控管驱动电源的控制方法，其特征在于：开关管关断时间由主电路参数决定，开通时间由反馈决定，通过给定的变化，在一个开关周期内增加开通时间实现磁控管有较大的电流进行加热，通过缩短开关管开通时间，保证磁控管以较小的恒定电流正常工作。

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