CN101060283A - 具有线性模式和开关模式的直流/直流变换器控制器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种直流/直流变换器的控制器，该控制器包括线性模式控制电路和开关模式控制电路。线性模式控制电路提供一个第一控制信号给直流/直流变换器的受控器件，受控器件响应该第一控制信号作为可变电阻工作，控制直流/直流变换器的输出电压。开关模式控制电路提供一个第二控制信号给直流/直流变换器的受控器件，受控器件响应该第二控制信号工作在开关模式工作，控制直流/直流变换器的输出电压。线性模式控制电路和开关模式控制电路其中之一根据使能信号工作。控制器还可包括保护电路。

Description

具有线性模式和开关模式的直流/直流变换器控制器

【技术领域】

本公开关于一种直流/直流变换器，尤其是关于用于直流/直流变换器控制器。

【背景技术】

各种电子设备，诸如便携式电脑、移动电话、个人数字助理以及其它便携或非便携式电子设备都可能用到一个或多个直流/直流变换器。直流/直流变换器通常将一个直流输入电压转换为校准的直流输出电压。在电子设备中，直流/直流变换器可用于多种负载，各种负载相对高低不一。高负载和低负载的区分根据具体应用、系统和/或用户要求有所不同。

各种直流/直流变换器中，有的适于低负载，有的适于高负载。线性模式稳压器即是一种适于给低负载供电的直流/直流变换器。线性模式稳压器可监控直流输出电压的变化并提供信号给一个晶体管，使输出电压保持在所需数值。线性模式稳压器中的一种为低压降稳压器(LDO)，能够给相对低的负载供电，压降小，输出噪音低。直流/直流变换器中的另一种为开关模式直流/直流变换器，通过开关直流/直流变换器中的一个或多个晶体管使输出电压保持在所需数值。此类开关模式直流/直流变换器可在高负载下提供校准的输出电压，效率相对较高。

对于在不同条件下可高可低的负载，传统方法是在低负载时使用一种类型的直流/直流变换器，如LDO，在高负载时使用另一个直流/直流变换器，如开关模式直流/直流变换器，根据条件不同在两个变换器之间切换。此种方法使用两个直流/直流变换器，所需的元件较多，相互之间切换也需要额外的引脚，成本高而且复杂。

因此，需要有一种直流/直流变换器，以解决现有技术中存在的问题。

【发明内容】

本发明的目的在于提供一种用于同时具有线性模式和开关模式的直流/直流变换器控制器。

本发明提供了一种用于直流/直流变换器的控制器。该控制器可包括线性模式电路、开关模式控制电路和保护电路。线性模式控制电路可提供一个第一控制信号给直流/直流变换器中的受控器件。受控器件响应第一控制信号，可作为一个可变电阻工作以控制直流/直流变换器的输出电压。开关模式控制电路可提供一个第二控制信号给直流/直流变换器中的受控器件。受控器件响应第二控制信号，作为开关工作，通过开关的闭合和断开来控制直流/直流变换器的输出电压。根据使能信号的状态，线性模式控制电路和开关模式控制电路中的一个处于工作状态并控制受控器件。可配置保护电路接收一个代表直流/直流变换器输出电压的信号，并将之与欠压阈值比较，如果代表直流/直流变换器输出电压的信号小于欠压阈值，则对输出给受控器件的第一或第二控制信号进行补偿。也可配置保护电路接收一个代表直流/直流变换器输出电压的信号，并将之与过压阈值比较，如果代表直流/直流变换器输出电压的信号大于过压阈值，则对输出给受控器件的第一或第二控制信号进行补偿。

本发明还提供了一种直流/直流变换器。该直流/直流变换器可包括一个受控器件和一个控制器来控制该器件。控制器可包括线性模式电路和开关模式电路。线性模式控制电路可提供第一控制信号给直流/直流变换器中的受控器件。受控器件响应第一控制信号，可作为可变电阻工作以控制直流/直流变换器的输出电压。开关模式控制电路可提供一个第二控制信号给直流/直流变换器中的受控器件。受控器件响应第二控制信号，作为开关工作，通过开关的闭合和断开来控制直流/直流变换器的输出电压。根据使能信号的状态，线性模式控制电路和开关模式控制电路中的一个处于工作状态并控制受控器件。可配置保护电路接收一个代表直流/直流变换器输出电压的信号，并将之与欠压阈值比较，如果代表直流/直流变换器输出电压的信号小于欠压阈值，则对输出给受控器件的第一或第二控制信号进行补偿。也可配置保护电路接收一个代表直流/直流变换器输出电压的信号，并将之与过压阈值比较，如果代表直流/直流变换器输出电压的信号大于过压阈值，则对输出给受控器件的第一或第二控制信号进行补偿。

本发明还提供了一种直流/直流变换器的执行方法。该方法包括在第一时段提供一个第一控制信号给直流/直流变换器中的受控器件，第一控制信号由控制器的线性模式控制电路提供，受控器件响应第一控制信号作为可变电阻工作而控制直流/直流变换器的输出电压。该方案还可包括在第二时段提供一个第二控制信号给直流/直流变换器中的受控器件，第二时段与第一时段不重叠，第二控制信号由控制器的开关模式控制电路提供，受控器件响应第二控制信号，通过开关闭合和断开来控制直流/直流变换器的输出电压。该方案还可包括将代表直流/直流变换器输出电压的信号与过压阈值和欠压阈值比较，如果该信号大于过压阈值或小于欠压阈值，则对第一或第二控制信号进行补偿。

本发明还提供了一种设备。该设备包括的集成电路可在多种充电模式中进行选择来给充电电池充电。多种充电模式中可包括开关模式和线性模式。

【附图说明】

以下附图中，类似部分用类似数字表示，结合与附图相关的详细描述，本发明实施例之特性和优点显而易见。

图1为根据本发明的一个电子设备系统；

图2为图1中的直流/直流变换器的一个实施例的方框图；

图3为图2中包括控制器的直流/直流变换器的电路图；

图4为图3中控制器的脉宽调制信号的各种信号曲线图；

图5为图3中控制器的脉宽调制电路的驱动器实施例电路图；

图6为图3中控制器的过压/欠压保护电路实施例电路图；

图7为向图2或图3中的控制器提供使能信号的一个实施例；

图8为向图2或图3中的控制器提供使能信号的另一个实施例；

图9为图3中直流/直流变换器的模拟结果曲线图；

图10为图9中曲线从LDO模式向PWM模式切换时的放大图；

图11为图9中曲线从PWM模式向LDO模式切换时的放大图；

图12为图3中直流/直流变换器验证结果的曲线；

图13为图12中部分曲线从LDO模式向PWM模式切换时的放大图；

图14为图12中部分曲线从PWM模式向LDO模式切换时的放大图；

图15为根据本发明一实施例的直流/直流变换器的执行流程图；

图16为图2中直流/直流变换器的另一实施例的方框图；

图17为图16中脉宽调制电路的电路图。

以下详细描述将结合说明性的实施例进行，本领域技术人员将显然能理解多种备选物、修改和变体。

【具体实施方式】

图1为本发明的电子设备100的方框图，该设备包括一个电源102，一个直流/直流变换器104和一个负载106。该电子设备100可以是多种设备，例如笔记本电脑、移动电话、个人数据助理等等。电源102可以是各种电源，例如电池(锂电池)，来给直流/直流控制器104提供未经校准的直流电压(Vin)。直流/直流变换器可提供经过校准的输出电压(Vout)给负载106。此处简便起见只给出了一个直流/直流变换器104和一个负载106，实际上该电子设备100可以有多个直流/直流变换器和多个负载。

图2为图1中的直流/直流变换器104的详细方框图。直流/直流变换器104一般包括一个控制器201用于控制晶体管Q1的状态或同时控制其它晶体管来控制直流/直流变换器的输出电压Vout。晶体管Q1可能为各种晶体管。控制器201可包括线性模式控制电路202和开关模式控制电路204。此处“电路”可包括单个或多个组合的硬件电路、可编程电路、状态机电路和/或能存储由可编程电路执行的指令的固件。在不同的、互不重叠的时间段，根据212端的使能信号状态，线性模式控制电路202和开关模式控制电路204中的一个控制直流/直流变换器中的晶体管Q1的状态。

如果使能信号为0，开关模式控制电路204失效，不向晶体管Q1传输任何控制信号。线性模式控制电路202响应该使能信号，通过关闭开关SW来控制晶体管Q1的状态。当开关SW关闭，线性模式控制电路202提供第一控制信号hdr_ldo给晶体管Q1，响应该来自线性模式控制电路202的第一控制信号，晶体管Q1工作于线性区域并控制直流/直流变换器的输出电压。第一控制信号可为模拟电压信号。

如果使能信号为1，开关模式控制电路204工作并提供一个第二控制信号给晶体管Q1。非门209的输出为0，使得开关SW打开。这样，线性模式控制电路202无法控制晶体管Q1。响应来自开关模式控制电路204的第二控制信号，晶体管Q1通过ON和OFF的转换来控制直流/直流变换器的输出电压。可提供一个代表当前输出电压Vout的反馈信号给线性模式控制电路202和开关模式控制电路204，通过对比反馈信号和参考电压值，或同时考虑其它必要因素，由线性开关控制电路202和开关模式控制电路204发出第一和第二控制信号。

图3显示的是图2中直流/直流变换器104的一个实施例——直流/直流变换器104a。控制器201a可包括低压降电压稳压器(LDO)电路202a，作为线性模式电路202。控制器201a也可包括脉宽调制(PWM)电路204a，作为开关模式控制电路204。如图3所示，PWM电路204a可以作为电压控制模式异步PWM控制器工作。在其它实施例中，开关模式控制电路204可包括其它类型的控制器，包括电流控制模式控制器，同步控制器，或脉冲频率调制(PFM)控制器，但不限于此。晶体管Q1可以为p型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或PMOS管，根据使能信号(en)的状态的不同，使用其门电极来接收来自LDO电路202a的第一控制信号或来自PWM电路204a的第二控制信号。

如果使能信号为0，驱动316处于高阻状态，PWM电路204a不工作。LDO电路202a工作并通过关闭开关SW将其控制信号(hdr_ldo)提供给PMOS晶体管Q1的控制端。LDO电路202a提供的控制信号(hdr_ldo)可以为模拟电压信号，晶体管Q1响应此控制信号工作于线性区域，通过调节所导通电流的大小来调整输出电压Vout的大小。当晶体管Q1响应LDO电路202的控制信号工作于线性区域，直流/直流变换器的输出电压的纹波电压可以保持在一个极低的水平，控制器201a消耗的静态电流也很小。

LDO电路202a可包括放大器322来作为误差放大器。放大器322可在其反相输入端接收一个代表输出电压Vout的反馈信号。反馈信号的电压大小V1可以为Vout的缩小版，由电阻Rfb1和Rfb2组成的电压分压器作为反馈电阻网络来完成。放大器322还可在其非反相输入端通过参考端334接收一个参考电压信号。该参考电压信号可以有多种来源，如能带隙电路。

在直流操作中，放大器322对参考电压信号和电压值V1的差值进行误差放大，通过关闭的开关SW发出一个适当的输出控制信号(hdr_ldo)给晶体管Q1。晶体管Q1响应该控制信号，工作在线性区，同时通过调整输出电压Vout，尽可能使电压误差信号接近于零。

举例来说，如果终端336处的输出电压Vout超过了所需的电压值，相应的反馈电压值V1也会增大。此时，放大器322的两个输入端将会有电压差，该电压差使得放大器322输出一个控制信号(hdr_ldo)给晶体管Q1，晶体管Q1将降低电流以降低输出电压Vout。相反的，如果终端336处的输出电压Vout低于所需的电压值，相应的反馈电压值V1也会降低。该电压差使得放大器322输出一个控制信号(hdr_ldo)给晶体管Q1，晶体管Q1将增大电流以增大输出电压Vout。

当使能信号为1，PWM电路204a的驱动器316工作并将PWM控制信号(hdl)传输给PMOS晶体管Q1。而且，反相器209的输出将变为0，开关SW打开，阻止从LDO电路202a发出的控制信号(hdr_ldo)控制PMOS晶体管Q1。POMS晶体管Q1根据PWM控制信号(hdr)的占空比通过ON和OFF的循环转换来调整输出电压。因此当使能信号为1时，控制器201a的以PWM控制器的方式工作，而PMOS晶体管Q1作为开关工作，其开关频率由晶振314发出的斜坡信号决定，效率高于90％。

PWM电路204a包括一个误差放大器310、一个产生斜坡信号的晶振314、一个比较器312、一个补偿电容Cc和电阻Rc以及一个驱动器316。误差放大器310的反相输入端接收一个代表当前终端336处的输出电压的反馈信号，非反相输入端接收一个来自终端334的参考电压信号，根据二者差值输出一个比较信号。比较器312的非反相输入端接收该比较信号，反相输入端接收一个来自晶振314的斜坡信号，根据二者的交叉点决定占空比并输出PWM信号342(pwm_in)。

控制器201a还可以包括一个过压/欠压保护电路326，用来保护直流/直流变换器以防止过压或者欠压状态的产生。控制器201a还可以包括一个软启动电路332。

图4所示为输入到图3中比较器312的非反相输入端的比较信号402，以及输入到其反相输入端的斜坡信号404(来自于图3中的晶振314)。随着比较信号402值的升高和降低，比较信号402和斜坡信号的交叉点随之变化。由此比较器312输出的pwm_in信号342获得一个脉冲宽度，且占空比由交叉点的值决定。当比较信号降低，pwm_in信号342的占空比就会降低，而当比较信号升高，PWM信号的占空比就会提高。驱动器316接收pwm_in信号342，产生一个输出PWM信号(hdr)给PMOS晶体管Q1，该输出PWM信号(hdr)是pwm_in信号342的反转信号，如图4所示。

图5为图3中PWM电路204a的驱动器316的一实施例316a。驱动器316a可包括多个反相器502、506、508、510、514、516、518，一个NOR门504，一个NAND门512，以及晶体管Q2和Q3。Q2可以为PMOS管，Q3可以为n型MOSFET或NMOS管。

当使能信号为0，反相器502的输出为1。NOR门504的一个输入为1，其输出也为0。这样，反相器506的输出则为1，而反相器508的输出为0，从而反相器510的输入为1。本实施例中晶体管Q2是一个PMOS管，PMOS管响应反相器510的输出1从而状态变为OFF。同时，当使能信号为0时，NAND门512的输出为1，这样反相器514的输出则为0，反相器516的输出为1，而反相器518的输入为0。本实施例中晶体管Q3是一个NMOS管，使能信号为0时晶体管Q3的状态也是OFF，驱动器316a不工作。由于当使能信号为0时，提供hdr控制信号的一对晶体管：PMOS晶体管Q2和NMOS晶体管Q3都是OFF，没有输出信号hdr提供给驱动器316a的终端522。因此，当使能信号为0时，驱动器316a将失去作用。换句话说，当使能信号为0时，驱动器316a将呈高阻状态。

当使能信号为1，hdr信号将会是pwm_in信号的反转信号，如图4所示。pwm_in信号可能是0或者1。当pwm_in信号为1同时使能信号为1时，NOR门504的输出为0，这样，反相器506的输出则为1，而反相器508的输出为0，从而反相器510的输出为1。PMOS管Q2响应反相器510的输出1从而状态变为OFF。同时，当pwm_in信号为1同时使能信号为1时，NAND门512的3个输入都为1，这时其输出为0。这就使得反相器518的输出为1，从而NMOS晶体管Q3的状态为ON。

当pwm_in信号为0同时使能信号为1时，NAND门512的输出为1，从而反相器518的输出为0，NMOS晶体管Q3响应反相器518的输出，其状态变为OFF。此时，NOR门504的3个输入都为0，这样NOR门504的输出为1，从而反相器510的输出为0。PMOS管Q2响应反相器510的输出从而状态变为ON。因此，当使能信号为1时，hdr信号将会是pwm_in信号的反转信号，如图4所示。当使能信号为0时，晶体管Q2和Q3关闭，驱动器316a不工作。

图6所示为图3中过压/欠压保护电路326。通常，如果没有检测到过压或欠压，图3中的“comp”和“hdl_ldo”信号将不会被补偿。当检测发现有欠压情况，comp将会被上拉而hdl_LDO信号将会被下拉，从而抬高输出电压Vout。当检测发现有过压情况，comp将会被下拉而hdl_LDO信号将会被上拉，从而压低输出电压Vout。

过压/欠压保护电路326a包括两个比较器602和604。欠压比较器602对代表当前输出电压的反馈信号(fb)和一个欠压阀值作比较。如果反馈信号高于欠压阀值，比较器602输出一个信号0；如果反馈信号等于或低于欠压阀值，比较器602输出一个信号1。同样的，过压比较器604对反馈信号和一个过压阀值作比较。如果反馈信号低于过压阀值，比较器604输出一个信号0；如果反馈信号等于或高于过压阀值，比较器604输出一个信号1。

在工作期间，当使能信号为1(此时PWM电路204a工作)同时反馈信号不小于欠压阀值也不大于过压阀值，比较器602和604的输出都为0。从而NAND门606的输出为1。PMOS管Q4响应该信号，状态变为OFF。这时反相器608的输出为1，从而NAND门610的输出为0。这样，NMOS管Q5的状态也变为OFF。因此，在这种情况下将没有任何补偿提供给comp信号。

同样，当使能信号为0(此时LDO电路202a工作)同时反馈信号不小于欠压阀值也不大于过压阀值，比较器602和604的输出都仍然为0。这样，NOR门612的两个输入都为0，从而其输出为1。PMOS管Q6响应该信号，状态为OFF。这时NOR门620的输出为0，NMOS管Q7响应该信号，状态也为OFF。因此，在这种情况下将没有任何补偿提供给hdr_LDO信号。

当使能信号为1(此时PWM电路204a工作)，同时反馈信号低于欠压阀值，比较器602的输出则为1。这时NAND门606的两个输入都为1，因而其输出为0。PMOS管Q4响应该信号，状态变为ON从而上拉comp信号至comph。通过将信号comp信号上拉至comph，pwm_in信号的占空比将会变大，这样就可以提高输出电压值和反馈电压值。

当使能信号为1(此时PWM电路204a工作)，同时反馈信号高与过压阀值，过压比较器604的输出则为1。从而反相器608的输出为0。NAND门610的输入一个为1一个为0，其输出为1。NMOS管Q5响应该信号，状态变为ON，从而下拉comp信号至compl。通过将信号comp信号下拉至compl，pwm_in信号的占空比将会变小，这样就可以降低输出电压值和反馈电压值。

当使能信号为0(此时LDO电路202a工作)，同时反馈信号高与过压阀值，过压比较器604的输出则为1。NOR门612的输入一个为1一个为0，其输出为0。PMOS管Q6响应该信号，状态变为ON，从而上拉hdr_ldo信号至hdr_ldoh，这样就可以降低输出电压值和反馈电压值。

使能信号为0(此时LDO电路202a工作)，同时反馈信号低于欠压阀值，欠压比较器602的输出则为1。由于D触发器616的输出QN也是1，NAND门618的两个输入都为1，其输出就为0。这样，NOR门620的两个输入都为0，其输出为1。NMOS管Q7响应该信号，状态变为ON，从而下拉hdr_ldo信号至hdr_ldol，这样就可以提高输出电压值。

过压/欠压保护电路326a同样可以实现控制器201的平滑变换，包括从线性模式切换到开关模式和从开关模式切换到线性模式。通常，在线性模式和开关模式的切换期间，反馈控制回路的反应速度足以将输出电压Vout维持在过压和欠压阀值之间。然而，如果切换过程中伴随的瞬时的大负载致使输出电压Vout高于过压阀值或者低于欠压阀值，控制器201将会利用过压/欠压保护电路326a强制comp或者hdr_ldo信号达到某一电压值并且工作在滞后工作模式。

“滞后”这一概念也可以用来描述比较器的工作。一个理想的比较器在两个输入相等的情况下(例如Vinp和Vinm)会在ON和OFF之间循环切换。“滞后比较器”可以避免比较器在这种情况下的振荡。“滞后比较器”在两个输入相等的情况下，例如Vinp＝Vinm时，输出为0，而在Vinp＝Vinm+ΔV的情况下输出为1，这里的ΔV可以是Vinm的一小部分。

图6中的“滞后工作模式”和滞后比较器的工作类似。举例来说，当图3中直流/直流变换器104a的输出电压被图6所示的过压/欠压保护电路326a所控制，Vout可能不会达到理想的设置电压，有一个非零的峰峰值ΔV，ΔV的值由阀值确定：ΔV＝ov_th-uv_th。

因此，过压/欠压保护电路326a可以对代表直流/直流变换器输出电压的反馈电压和过压阀值作比较(例如通过图6所示的比较器604)，也可以对代表直流/直流变换器输出电压的信号和欠压阀值作比较(例如通过图6所示的比较器602)。当代表直流/直流变换器输出电压的信号大于过压阀值时，过压/欠压保护电路326a能够使输出电压达到所需的电压值。而当代表直流/直流变换器输出电压的信号小于欠压阀值时，过压/欠压保护电路326a也能够使输出电压达到所需的电压值。这就确保了在线性模式和PWM模式切换过程中，该输出电压保持在一个由过压阀值和欠压阀值定义的范围之内。

D触发器616有一个重置信号(resetn)输入。重置信号可以避免在软起动过程中，输出电压从大约0伏特启动并上升到校准输出电压过程中误报欠压状况。在软起动情况下，初始的低输出电压可能会触发NMOS管Q7变为ON。D触发器响应重置信号，QN管脚输出为0，这样NAND门618的输出为1，而NOR门620的输出为0，从而保持NMOS管Q7的状态为OFF。因此，过压/欠压保护电路326a能够在输出电压从大约0伏特启动并上升到期望/校准输出电压过程中识别软启动状态。过压/欠压保护电路326a还能够有效地使比较器602在软启动状态下停止工作，从而避免在软启动状态下误判欠压状况。

使能信号可以由多种来源提供。图7中示意了使能信号的一个可能的来源为微型控制器702。一旦用户按下了便携设备的电源按钮704，微型控制器702就会被打开。

图8为可根据各种负载情况提供使能信号的控制器201(201a)的一实施例。感应电阻802用于感应负载电流，其两端的压降和负载电流成比例。由于感应电阻802的阻值非常小，其两端的压降也非常小，这就需要感应放大器804来对其进行放大，产生一个能代表负载电流的电压值Vil。比较器806对Vil和一个参考电压ref1进行比较，视比较结果生成使能信号。如果Vil大于参考电压ref1，比较器806产生的使能信号为1；如果Vil小于参考电压ref1，比较器806产生的使能信号为0。换句话说，当负载是一个相对比较大的负载时，控制器控制PWM电路204a工作以维持高效率；当负载是一个相对比较小的负载时，控制器控制LDO电路202a工作来提供低噪声输出。

图9所示为图3中的直流/直流变换器104a的模拟结果。线条902表示使能信号(en)，线条904表示直流/直流变换器的负载电流(从1mA到100mA)，线条906表示直流/直流变换器的输出电压Vout，而线条908表示发送给PMOS管Q1控制端的门驱动信号。在t0和t1期间，使能信号902为0，此时控制器201a工作在LDO模式，LDO电路202a提供门驱动信号给PMOS管Q1。在此期间，负载电流904相对较小，保持在1mA。而输出电压906则一直保持在3.3V。在此期间LDO电路202a发送给PMOS管Q1的门驱动信号908也一直保持稳定。

t1时，使能信号由0变为1，指示晶体管由LDO模式切换到PWM模式，改由PWM电路204a代替LDO电路202a给PMOS管Q1提供门驱动信号。代表补偿电容Cc电压值的comp信号低于某一电压值(例如1V)，在此情况下，产生的pwm_in信号342的占空比为0。同样的，在t1和t2期间，产生的用于控制PMOS管Q1门的hdr信号(908)为1。而在t1和t2期间，随着负载电流904的增大，输出电压906也随之降低。

在t2时，一旦comp信号达到了阀值(例如1V)，pwm_in信号342的占空比开始增大，这样，在t2-t3期间内，驱动器316产生的hdr信号(908)产生振荡(可参见图10)。输出电压906开始增大并慢慢接近所需值3.3V。在此期间，由于PMOS管Q1的循环开关，输出电压有一定的纹波。

在t3时，使能信号由1变为0，指示控制器由PWM模式切换到LDO模式，改由LDO电路202a代替PWM电路204a给PMOS管Q1提供门驱动信号(hdr_ldo信号)。在t3-t4期间，随着负载电流904的下降，门驱动信号908也随之增大，以使输出电压906保持在校准的3.3V。

图10所示为图9中控制器201a从LDO模式切换到PWM模式期间(t2前后)的模拟结果的放大图；图11则为图9中控制器201a从PWM模式切换到LDO模式期间(t3前后)的模拟结果的放大图。

众所周知，LDO设计的一个大的挑战在于在宽范围的负载电流之下环路的稳定性。在低负载的情况下稳定的LDO有可能在高负载的情况下变得不稳定。这就要求对LDO进行补偿，成本和复杂性也因此而增加。例如，图3中电容C1的等效串联电阻(Resr)就可用于补偿。这就要求在电路中增加一个与电容C1精确匹配的等效串联电阻，势必影响输出电压Vout的瞬时效应。其它可行的补偿方案也会增加LDO的成本和复杂性。

表1所示为一个LDO分别在低负载(实例中为1mA)和高负载(实例中为100mA)情况下的交流分析。如表1所示，在低负载情况下，LDO有足够的78.5882度的相位裕度，而在高负载情况下，LDO的相位裕度为负。这个LDO需要一些补偿来在高负载情况下达到稳定。

有利的是，本发明图3所示的控制器201a仅在低负载情况下需要LDO电路202a工作，而在高负载情况下则切换到PWM电路204a工作。因此，LDO电路202a仅仅需要少量的花费和复杂性的增加来进行补偿就可以稳定的工作，而控制器201a则能够在一个宽范围的负载电流下保持稳定。

图12为图3中直流/直流变换器的验证结果曲线。曲线1为使能信号的电压(Ven)，曲线2为代表直流/直流变换器输出电压的反馈电压(Vfb)。曲线3为晶体管Q1的门驱动信号(Vhdr)，曲线4为直流/直流变换器的负载电流(Iload)。图13为图12中Ven，Vfb和Vhdr曲线在从PWM模式切换到LDO模式(使能信号从1变为0)期间的放大图。图14为图12中Ven，Vfb和Vhdr曲线在从LDO模式切换到PWM模式(使能信号从0变为1)期间的放大图。如图12-14所示，验证结果与图9-11的模拟结果吻合。

图15所示为根据本发明的一实施例的直流/直流变换器的执行方法1500。步骤1502包括在一个第一时间段给直流/直流变换器的受控器件提供一个第一控制信号，该第一控制信号由控制器的线性模式控制电路提供，受控器件响应该第一控制信号工作在线性区，控制直流/直流变换器的输出电压。步骤1504包括在一个第二时间段给直流/直流变换器的受控器件提供一个第二控制信号，该第二控制信号由开关模式控制电路提供，第二时间段与第一时间段不重叠，受控器件响应该第二控制信号工作在开关模式，控制直流/直流变换器的输出电压。步骤1506包括将代表直流/直流变换器输出电压的信号与过压阈值和欠压阈值相比较，步骤1508中，如果代表直流/直流变换器输出电压的信号大于过压阈值或小于欠压阈值，则补偿第一或第二控制信号。

图16为图3中直流/直流变换器104a的另一实施例104b。其中与图3中类似的组件采用类似标签，不再赘述。直流/直流变换器104b可包括一个与电感L1并联的开关SW2。当使能信号为0，反相器209输出为1，开关SW1和SW2都关闭。LDO电路202a提供模拟控制信号给受控器件604时，通过开关SW2可获得更好的瞬态效应。

受控器件1604可以为多种器件，只需能够从LDO电路202a接收模拟控制信号并以可变电阻形式工作，能够从PWM电路204b接收PWM控制信号并以开关形式工作在ON和OFF间循环切换就可。在一个实施例中，受控器件可以为晶体管，包括多种类型的晶体管如双极节型晶体管(BJT)，场效应晶体管(FET)(PMOS晶体管Q1即为MOSFET，为其中的一种)。

图17为图16中PWM电路204b的电路图。PWM电路可包括晶振314、误差放大器310、比较器312，以及图3中驱动器316的另一实施例316b。图17中，与图3中类似的组件采用类似标签，不在赘述。驱动器316b可包括第一反相器1704、NOR门1706、第二反相器1708、NAND门1710、第三反相器1712、以及驱动器316b的输出级上的晶体管Q8和Q9。晶体管Q8可以为PMOS晶体管，Q9可以为NMOS晶体管。驱动器316b的输出控制信号hdr可以从节点1724输出，该节点位于PMOS晶体管Q8和NMOS晶体管Q9的漏端子之间。

当使能信号为0，第一反相器1704的输出为1。由于NOR门1706的一个输入为1，故其输出为0。第二反相器1708的输出为1。由于此实施例中晶体管Q8为PMOS晶体管，响应反相器1708的输出1，晶体管为OFF。当使能信号为0且第二反相器1708给NAND门1710的输出为1，NAND门的输出为1。第三反相器1712的输出为0，NMOS晶体管Q9为OFF。这样，当使能信号为0，两个晶体管Q8和Q9都为OFF，驱动器316b不工作。也就是说，使能信号为0时驱动器316b为高阻状态。

当使能信号为1，hdr信号可以为pwm_in的反转信号，如图4所示。pwm_in信号可能为0也可能为1。当pwm_in为0且使能信号为1，NAND门1710的输出为1，第三反相器1712的输出为0。NMOS晶体管Q9为OFF。NOR门1706的三个输入皆为0，故其输出为1，故第二反相器1708的输出为0。PMOS晶体管Q8为ON。

当pwm_in信号为1且使能信号为1，NOR门1706的输出为0。第二反相器1708的输出为1，PMOS晶体管Q8响应该输出信号状态为OFF。当pwm_in信号为1且使能信号为1，NAND门1710的三个输入都为1，故输出为0。第三反相器1712的输出为1，故NMOS晶体管Q9为ON。这样，当使能信号为1，hdr信号可以为pwm_in的反转信号，如图4所示。当使能信号为0，由于晶体管Q8和Q9都为OFF，驱动器316b不工作。

有利的是，可以使用一个控制器操作线性模式电路和开关模式电路。传统方法需要两个直流/直流变换器和两个控制器才能完成的操作现在只需一个控制器和一个直流/直流变换器即可完成，成本得以降低。控制器在线性模式和开关模式之间切换，两者各得其所。举例来说，如果线性模式电路包括LDO电路，控制器即可在低负载时以LDO模式运行，噪音得以减小。开关模式电路可包括PWM电路，控制器在高负载时以PWM模式运行，给直流/直流变换器的受控器件提供PWM信号。高负载时效率得以提高。另外，LDO电路仅用于低负载时，无需昂贵而复杂的补偿方案。而将LDO电路用于高负载时，这些补偿方案无可避免。

本文之用词和表达皆为描述性而非限制性，故并不排斥本文所描述特性的等同物(或部分等同物)，在权利要求书所界定的范围内可以有各种修改。也可能存在其他修改、变化和替换。因此，权利要求书旨在涵盖所有等同物。

Claims (22)

1.一种直流/直流变换器的控制器，其特征在于，包括：

线性模式控制电路，所述线性模式控制电路发送一个第一控制信号给所述直流/直流变换器的受控器件，所述受控器件响应该第一控制信号作为可变电阻工作，以控制所述直流/直流变换器的输出电压；

开关模式控制电路，所述开关模式控制电路发送一个第二控制信号给所述直流/直流变换器的受控器件，所述受控器件响应该第二控制信号，通过转换开关状态控制所述直流/直流变换器的输出电压，根据使能信号状态，上述线性模式控制电路和开关模式控制电路中的一个控制所述受控器件；以及

保护电路，用于接收代表所述直流/直流变换器输出电压的信号并将其与欠压阈值对比，如果该信号小于欠压阈值，保护电路还可补偿提供给受控器件的第一或第二控制信号，该保护电路还可将上述信号与过压阈值对比，如果该信号大于过压阈值，保护电路补偿提供给受控器件的第一或第二控制信号。

2.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述开关模式控制电路包括脉宽调制(PWM)电路，所述第二控制信号包括一个脉宽调制输出信号，如果PWM电路工作，所述受控器件根据PWM输出信号的占空比在打开和关闭之间切换，其中如果所述代表直流/直流变换器输出电压的信号小于欠压阈值，保护电路通过提高占空比来补偿PWM输出信号，如果该信号大于过压阈值则通过减小占空比来补偿。

3.如权利要求2所述的控制器，其特征在于，所述PWM电路包括一个驱动器来提供所述PWM输出信号，当所述使能信号处于一种状态时，该驱动器响应使能信号提供PWM输出信号，当使能信号处于另一状态时，不提供第二控制信号。

4.如权利要求3所述的控制器，其特征在于，所述驱动器包括：

一个第一反相器，用于接收使能信号并生成一个输出信号；

一个NOR门，接收第一反相器的输出并从所述PWM电路的一个比较器接收PWM输入信号；

一个第二反相器，接收上述NOR门的输出信号并提供第一控制信号；

一个第一晶体管，接收第一控制信号；

一个NAND门，从所述第二反相器接收第一控制信号，接收使能信号和PWM输入信号；

一个第三反相器，接收上述NAND门的输出并生成第二控制信号；以及

一个第二晶体管，接收上述第二控制信号。

5.如权利要求4所述的控制器，其特征在于，当所述使能信号为0时，响应该使能信号，其第一和第二晶体管都为OFF。

6.如权利要求4所述的控制器，其特征在于，所述第一和第二晶体管根据输入PWM信号的值，有一个为ON，使得所述驱动器提供的PWM输出信号为所述PWM输入信号的反转信号。

7.一种直流/直流变换器，其特征在于，包括：

一个受控器件；

一个控制器用于控制上述受控器件，该控制器包括：

线性模式控制电路，该电路提供一个第一控制信号给所述直流/直流变换器的受控器件，受控器件响应该第一控制信号作为可变电阻工作以控制所述直流/直流变换器的输出电压；

开关模式控制电路，该电路提供一个第二控制信号给所述直流/直流变换器的受控器件，受控器件响应该第二控制信号作为开关工作在ON和OFF之间循环切换以控制所述直流/直流变换器的输出电压，根据使能信号状态，所述线性模式控制电路和开关模式控制电路中的一个控制受控设备；以及

保护电路，用于接收一个代表所述直流/直流变换器输出电压的信号并将之与欠压阈值比较，如果该信号小于欠压阈值，保护电路还可补偿提供给受控器件的第一或第二控制信号，该保护电路还可将上述信号与过压阈值比较，如果该信号大于过压阈值，保护电路还可补偿提供给受控器件的第一或第二控制信号。

8.如权利要求7所述的直流/直流变换器，其特征在于，所述受控器件包括一个晶体管，该晶体管响应第一控制信号在线性区域工作，响应第二控制信号作为开关工作。

9.如权利要求8所述的直流/直流变换器，其特征在于，其中有一个电感连接至晶体管的一端，另有一个开关与该电感并联，当线性模式控制电路传输第一控制信号给该晶体管时，上述开关响应使能信号关闭。

10.如权利要求7所述的直流/直流变换器，其特征在于，所述开关模式控制电路包括脉宽调制(PWM)电路，所述第二控制信号包括PWM输出信号，当开关模式控制电路工作并控制受控器件时，受控器件根据PWM输出信号的占空比在ON和OFF之间切换，如果代表输出电压的信号小于欠压阈值，保护电路通过增大占空比来补偿PWM输出信号，如果代表输出电压的信号大于过压阈值，保护电路则通过减小占空比来补偿PWM输出信号。

11.如权利要求10所述的直流/直流变换器，其特征在于，所述PWM电路包括一个驱动器来提供PWM输出信号，当使能信号处于一种状态时，该驱动器提供PWM输出信号，当使能信号处于另一状态时，不提供所述第二控制信号。

12.如权利要求11所述的直流/直流变换器，其特征在于，所述驱动器包括：

一个第一反相器，接收所述使能信号并提供一个输出信号；

一个NOR门接收所述第一反相器的输出信号并从所述PWM电路的一个比较器接收一个PWM输入信号；

一个第二反相器，接收NOR门的输出信号并提供第一控制信号；

一个第一晶体管，接收第一控制信号；

一个NAND门，从第二反相器接收第一控制信号，接收使能信号，并接收PWM输入信号；

一个第三反相器，接收NAND门的输出并生成第二控制信号；以及

一个第二晶体管，接收所述第二控制信号。

13.如权利要求12所述的直流/直流变换器，其特征在于，当使能信号为0时，第一晶体管和第二晶体管都为OFF。

14.如权利要求12所述的直流/直流变换器，其特征在于，根据PWM输入信号的值，所述第一晶体管和第二晶体管有一个为ON，使得所述驱动器所提供的PWM输出信号为PWM输入信号的反转信号。

15.一种直流/直流变换器的执行方法，其特征在于，包括：

在第一时间段提供一个第一控制信号给直流/直流变换器的受控器件，所述第一控制信号由控制器的线性模式控制电路提供，受控器件响应第一控制信号，以可变电阻工作并控制该直流/直流变换器的输出电压；

在第二时间段低通一个第二控制信号给直流/直流变换器的受控器件，第二时间段与第一时间段不重叠，第二控制信号由控制器的开关模式控制电路提供，受控器件响应第二控制信号，在ON和OFF之间切换来控制所述直流/直流变换器的输出电压；

将代表所述直流/直流变换器输出电压的信号与过压阈值和欠压阈值比较；以及

如果上述代表直流/直流变换器输出电压的信号大于过压阈值或小于欠压阈值，则对第一或第二控制信号进行补偿。

16.如权利要求15所述的执行方法，其特征在于，所述补偿操作还包括在所述第一时间段和第二时间段之间的过渡期间将所述直流/直流变换器的电压拉到一个理想的值，使得输出电压保持在由过压阈值和欠压阈值定义的范围内。

17.如权利要求15所述的执行方法，其特征在于，所述开关模式控制电路包括脉宽调制(PWM)电路，所述第二控制信号包括PWM输出信号，其补偿操作包括：

如果代表输出电压的信号小于欠压阈值，则增大PWM输出信号的占空比；

如果代表输出电压的信号大于过压阈值，则减小PWM输出信号的占空比。

18.如权利要求15所述的执行方法，其特征在于，还包括：

将代表所述直流/直流变换器输出电流强度的反馈信号与阈值相比，如果该反馈信号小于该阈值，则选择线性模式控制电路提供第一控制信号给受控器件，如果该反馈信号大于或等于该阈值，则选择开关模式控制电路提供第二控制信号给受控器件。

19.一种设备，其特征在于，包括：

一种能够从多种充电模式中作出选择来给充电电池充电的集成电路。

20.如权利要求19所述的设备，其特征在于，所述多种充电模式包括开关模式和线性模式。

21.一种设备，其特征在于，包括如权利要求1所述的控制器。

22.一种设备，其特征在于，包括如权利要求7所述的直流/直流变换器。

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