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CN101057472A - 用于在移动通信系统中布置导频音调的方法和设备 - Google Patents

用于在移动通信系统中布置导频音调的方法和设备 Download PDF

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CN101057472A CNA2005800386260A CN200580038626A CN101057472A CN 101057472 A CN101057472 A CN 101057472A CN A2005800386260 A CNA2005800386260 A CN A2005800386260A CN 200580038626 A CN200580038626 A CN 200580038626A CN 101057472 A CN101057472 A CN 101057472A
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Abstract

提供了用于在高速分组数据(HRPD)系统中布置音调以隔离基站(BS)之间的信号的设备和方法。从较高层接收分组数据，并对所接收到的分组数据进行信道编码和调制。将保护音调插入到经过调制的分组数据的码元中。使用基于预设的导频音调偏移的导频音调布置，而插入导频音调。对已施加了导频音调布置的分组数据码元进行扩频，使得用于传送不同的广播内容的BS彼此区分。在对扩频的分组数据码元执行逆傅里叶变换之后，插入循环前缀(CP)，并传送所述码元。

Description

用于在移动通信系统中布置导频音调的方法和设备
技术领域
本发明一般涉及用于在用于提供无线分组的移动通信系统中提供广播服务的方法和设备。更具体地，本发明涉及用于在使用正交频分多路复用(OFDM)传送方案的广播系统中布置(arrange)导频音调(pilot tone)的方法和设备。
背景技术
已为了固定接收和低速移动接收的目的，而开发了用于广播和多播服务(BCMCS)的传统的无线传送方案。近来，已开发了能够在高速移动环境中使用小型终端来接收BCMCS的技术。已开发了诸如数字多媒体广播(DMB)和手持数字视频广播(DVB-H)的广播技术，以使用小型便携式终端来接收视频级广播。此外，已进行了用于将现有的单向广播服务发展为双向广播服务的研究。对于双向广播服务，已考虑了用于利用现有的有线/无线通信网络作为返回信道的方法。传统的方法在实现基本双向广播方面具有局限性，这是因为，在不同的传送模式中使用广播和通信。
在用于提供无线分组的移动通信系统中支持的服务是用于在特定传送器和特定接收器之间交换信息的通信服务。在广播服务中，不同的接收器通过不同的信道接收信息。然而，因为在无线移动通信系统中、信道之间的隔离度较低，所以，由于干扰而限制了性能。为增大信道之间的隔离度，传统的移动通信系统使用诸如码分多路访问(CDMA)、时分多路访问(TDMA)、以及频分多路访问(FDMA)的多路访问方案、以及蜂窝概念。然而，因为这些方案不能在本质上抑制干扰，所以，干扰仍是限制性能的因素。
另一方面，与通信服务不同的BCMCS服务使用用于将信息从一个传送器单向地(unilaterally)传送到多个接收器的方案。因为接收同样的信息的用户共享同样的信道，所以，不出现用户之间的干扰。在移动广播服务的情况下，在高速移动环境中出现的、由于多路径衰减现象而造成的干扰是能够降低接收性能的重要因素。为克服此问题，诸如地面数字视频广播(DVB-T)、DVB-H、以及数字音频广播(DAB)的很多广播系统使用OFDM传送方案。
广播系统中的OFDM传送方案的优点在于，可避免由于多路径衰减而造成的自干扰。具体地，因为在广播服务中，不同的基站(BS)通过单频网络(SFN)传送同样的广播信号，所以，可通过OFDM传送方案而从不同的BS接收信号，而不会有干扰。因而，当将OFDM传送方案应用于广播服务时，可实现无干扰的环境，从而可使传送效率最大化。
高速分组数据(HRPD)系统的正向链路使用TDMA方案作为多路访问方案，并使用时分多路复用/码分多路复用(TDM/CDM)方案作为多路复用方案。
图1图解了通过传统的HRPD系统的正向链路传送数据的一个时隙(slot)的结构。
如图1所示，一个时隙具有半时隙结构重复的形式。NPilot码片(NPilot-chip)导频部分103和108分别被插入到一半时隙的中央。这些导频部分103和108用来估计(estimate)接收终端中的正向链路的信道。在导频部分103和108两侧传送包括逆向功率控制(RPC)信息、资源分配信息等的NMAC码片(NMAC-chip)媒体访问控制(MAC)信息部分102、104、107和109。在MAC信息部分的侧边传送NData码片(NData-chip)数据部分101、105、106和110。根据TDM方案而将导频部分、MAC部分和数据部分多路复用，从而在不同的时间传送它们。
另一方面，使用沃尔什码(Walsh codes)，根据CDM方案而对数据和MAC信息进行多路复用。在HRPD系统的正向链路中，将导频部分的小块大小设置为NPilot＝96码片，将MAC部分的小块大小设置为NMAC＝64码片，并将数据部分的小块大小设置为NData＝400码片。
图2图解了这样的时隙结构，其中，将OFDM块(下文中称为“OFDM码元”)插入到用于BCMCS的HRPD正向链路时隙的数据传送间隔(datatransmission interval)中。
将导频信号或MAC信号的位置和大小设置为与图1的HRPD时隙中的导频信号或MAC信号的位置和大小相同，从而可维持HRPD正向兼容性。也就是说，NPilot码片导频部分103和108分别被置于一半时隙的中央。NMAC码片MAC信息部分102、104、107和109被置于导频部分的两侧。因而，不支持基于OFDM的广播服务的传统的HRPD终端可通过导频而估计信道，并可接收MAC信号。OFDM码元121、122、123和124被插入到时隙的其余部分，也就是说，数据传送间隔101、105、106和110。这些OFDM码元是经过调制的BCMCS信息。
在传统的HRPD正向链路系统中，NData＝400码片。并且，OFDM码元的大小为NData＝400码片。在OFDM码元之前放置循环前缀(CP)，从而可避免在通过多路径延迟的、接收到的信号中出现的自干扰。也就是说，利用通过对BCMCS信息执行逆快速傅里叶变换(IFFT)而得到的OFDM数据126、和CP 125来配置一个OFDM码元。CP大小为NCP码片。通过从OFDM数据的尾部复制NCP码片信号、并将复制的信号置于OFDM数据之前，而得到CP。因而，OFDM数据大小为(NData-NCP)。这里，通过可允许的产生自干扰的时间延迟的级别来确定NCP。如果NCP较大，则解调具有较大延迟的接收信号，而没有干扰。然而，因为OFDM数据大小变小，所以，减小了能够传送的信息量。另一方面，如果NCP较小，则能够传送的信息量变大，但出现自干扰的可能性变高，从而降低接收质量。
因为在SFN中，从很多传送器传送同样的信号，但终端在不同的时间接收信号，所以，CP大小通常较大。在用于传送用于BCMCS的OFDM信号的HRPD正向链路系统中，NCP＝80是适合的。在此情况下，OFDM数据大小为320码片。这意味着，在IFFT之后，在OFDM数据间隔中传送320个经过调制的码元元素。可通过OFDM方案而确保总共320个音调(tone)。
然而，320个音调不能全部用于数据码元传送。位于所使用的频带的边缘的一些音调必须用作用于减小对带外信号的干扰的保护音调(guard tone)。因为在传统的HRPD正向链路中使用的导频部分103和108是通过传送器之间的代码差异(codes different)而展开并传送的，所以它们不适于用于在SFN中提供的BCMCS的信道估计的目的。因而，附加地需要用于OFDM信号的信道估计的专用导频。在一些音调中传送在传送器和接收器之间预设的信号，从而将所传送的信号用于信道估计。这些音调被称为专用导频音调。因为在用于SFN的OFDM方案中允许相对大的时间延迟，所以，频率选择衰减可能很严重。必须确保足够的导频音调，使得在严重的频率选择衰减中也能进行信道估计。表1中示出了很多类型的音调。随后，音调的总数为320，保护音调的数目为16，导频音调的数目为64，用于传送数据的音调的数目为240。
              表1
音调的总数 NData-NCP＝320
保护音调的数目 NGTone＝16
导频音调的数目 NPTone＝64
数据音调的数目 NDTone＝240
图3图解了HRPD系统中的传统的音调布置方法。
参照图3，保护音调201被置于频带边缘。将与16个保护音调的一半相对应的8个音调置于频带的低频部分，而将其余8个保护音调置于频带的高频部分。因为不通过保护音调传送任何信号，所以，不给保护音调分配功率。数据音调203被置于保护频带之间。因为导频音调202用于信道估计的目的，所以，以相同的间隔、每5个音调放置一个导频音调202。在导频音调之后的4个保护音调被置于最低频部分，并且，随后，将下一个导频音调插入到保护音调之后。并且，在放置数据音调203的区域中，将4个数据音调203放置在所插入的导频音调202之后，并且，随后，将下一个导频音调202置于数据音调203之后。当根据此方法放置了音调时，将导频音调205置于与直流(DC)分量相对应的频率分量中。因为此导频音调是DC音调，所以，不给该导频音调分配功率、或与其它音调相比给该导频音调分配较低的功率。由此，以较低的功率传送了导频音调。
分配给导频音调202的功率量不同于分配给数据音调203的功率量。因为导频音调202和数据音调203之间的功率比率的优化解决方案根据信道状态而不同，所以，传送器和接收器必须预先定义比率值。
图4为图解HRPD系统中的传统的传送器的结构的方框图。
参照图4，该传送器包括：信道编码器301，用于对所接收到的分组数据进行信道编码；信道交织器302，用于对编码的分组数据进行交织；调制器303，用于对交织的分组数据进行调制；保护音调插入器304，用于插入保护音调；以及导频音调插入器305，用于插入导频音调。该传送器还包括四相移键控(QPSK)扩频器(spreader)306、逆快速傅里叶变换(IFFT)处理器307、循环前缀(CP)插入器309、以及兼容处理器310。
将从较高层生成的物理分组数据输入到信道编码器301，并对其进行信道编码。通过信道交织器302，对信道编码后的位流进行交织，从而可得到分集增益(diversity gain)。将交织的位流输入到调制器303，并将其转换为经过调制的信号。这里，将经过调制的信号置于数据音调203中。
随后，将从调制器303输出的信号输入到保护音调插入器304。保护音调插入器304将保护音调201置于频带的边界。导频音调插入器305以相同的间隔放置导频音调202。当将要传送的信号分配到所有音调时，执行QPSK扩频(spread)处理。通过此扩频处理，将要从BS传送的不同的BCMCS内容乘以不同的复伪噪声(PN)序列。这里，复PN序列是这样的复序列，其中利用PN码配置实分量和虚分量。
因为不期望的BS的信号以噪声的形式影响接收器，所以，接收器分离出来自不期望的BS的信道，并执行信道估计。在输入了BCMCS内容标识符(ID)之后，生成在QPSK扩频处理中相乘的复PN序列。
在经过了QPSK扩频处理之后，通过IFFT处理，将经过调制的信号置于期望的频率音调位置。在经过了用于插入CP以防止由于多路径衰减而造成的自干扰效应的处理之后，完成要传送的OFDM信号。随后，根据HRPD传送器的处理，插入导频部分103和108、以及MAC信息部分102、104、107和109。要最终传送的信号具有如图2所示的时隙结构。
然而，当根据传统方法而放置导频音调时，将其放置在DC分量中。在此情况下，存在这样的问题，即DC分量周围的信道估计是困难的。例如，如果不给DC位置的导频音调205分配功率，则其不匹配原始的目的，在原始的目的中，以相同的间隔、每5个音调放置一个导频音调。由此，与其它位置中的信道估计误差相比，DC分量周围的数据音调207和208中的信道估计误差相对较大。即使给DC位置的导频音调205分配较小的功率值时，也出现信道估计误差的问题。
发明内容
因此，本发明的目的在于：提供一种方法和系统，其在基于正交频分多路复用(OFDM)传送方案的高速分组数据(HRPD)通信系统中，以相同的间隔插入导频音调、而不将导频音调置于直流(DC)频率。
本发明的另一目的在于，提供一种方法和系统，其通过根据预定偏移值布置导频音调、以隔离用于传送不同的广播和多播服务(BCMCS)内容的基站(BS)之间的信号，而解决直流(DC)分量周围的信道估计误差的问题。
可通过用于在用于广播服务的高速分组数据(HRPD)系统中布置音调以隔离基站(BS)之间的信号的方法，而实现本发明的以上和其它示例目的，该方法包括：从较高层接收分组数据，并对所接收到的分组数据进行信道编码和调制；将保护音调插入到经过调制的分组数据的码元中；使用基于预设的导频音调偏移的导频音调布置，而插入导频音调；对已施加了导频音调布置的分组数据码元进行扩频，使得用于传送不同的广播内容的BS彼此区分；以及在执行逆傅里叶变换之后，传送扩频的分组数据码元。
还可通过用于在用于广播服务的高速分组数据(HRPD)系统中布置音调以隔离基站(BS)之间的信号的设备，而实现本发明的以上和其它示例目的，该设备包括：接收处理器，用于从较高层接收分组数据，并对所接收到的分组数据进行信道编码和调制；保护音调插入器，用于将保护音调插入到经过调制的分组数据的码元中；导频音调插入器，用于使用基于预设的导频音调偏移的导频音调布置，而插入导频音调；以及传送处理器，用于对已施加了导频音调布置的分组数据码元进行扩频，使得用于传送不同的广播内容的BS彼此区分，在对扩频的分组数据码元执行逆傅里叶变换之后，插入循环前缀(CP)，并传送所述码元。
附图说明
从下面参照附图的详细描述中，本发明的以上和其它目的、以及优点将会被更清楚地理解，在附图中，相同的附图标记将被理解为表示相同的部分、组件和结构，其中：
图1图解了传统的高速分组数据(HRPD)系统中的正向链路的时隙结构；
图2图解了这样的时隙结构，其中，将正交频分多路复用(OFDM)码元插入到用于广播和多播服务(BCMCS)的HRPD正向链路时隙的数据传送间隔中；
图3图解了HRPD系统中的传统的音调布置方法；
图4为图解HRPD系统中的传统的传送器的结构的方框图；
图5为图解根据本发明的实施例的用于广播服务的HRPD系统中的传送器的结构的方框图；
图6为图解根据本发明的另一个实施例的用于广播服务的HRPD系统中的传送器的结构的方框图；
图7为图解根据本发明的实施例的用于提供广播服务的HRPD系统中的传送器的操作的流程图；
图8图解了根据本发明的实施例的反映导频音调偏移的音调布置；以及
图9图解了根据本发明的实施例的用于布置导频音调的方法的例子。
具体实施方式
下面，将参照附图详细地描述本发明的特定示例实施例。在下面的描述中，为了清楚和简明起见，将省略本领域的技术人员公知的、被合并于此的功能和配置的详细描述。
在本发明的实施例中，广播和多播服务(BCMCS)技术与高速分组数据(HRPD)系统相兼容，并且，被应用于正交频分多路复用(OFDM)传送系统。可将BCMCS技术应用于基于OFDM的其它广播系统。
当用于传送不同的BCMCS内容的基站(BS)将导频音调布置在相同的位置中时，在信道估计中反映了不期望的BS的导频音调。为解决此问题，BS使用四相移键控(QPSK)扩频处理。因为如果导频音调位置在用于传送不同的BCMCS内容的BS之间不重叠、则在导频音调位置中作为干扰的不期望的BS的信号可被置于数据音调中，所以，接收器可精确地执行信道估计。基于逐个BCMCS内容而使用不同的导频音调偏移的技术有助于有效地在用于传送不同的BCMCS内容的BS之间隔离信号。将参照上述技术来描述根据本发明的示例实施例的音调布置方法。首先，将参照附图来描述根据本发明的示例实施例的用于布置音调的传送器的结构。
图5为图解根据本发明的示例实施例的用于广播服务的高速分组数据(HRPD)系统中的传送器的结构的方框图；
参照图5，该传送器包括：信道编码器301，用于对所接收到的分组数据进行信道编码；信道交织器302，用于对编码的分组数据进行交织；调制器303，用于对交织的分组数据进行调制；保护音调插入器304，用于插入保护音调；以及导频音调插入器305，用于插入导频音调。该传送器还包括四相移键控(QPSK)扩频器306、逆快速傅里叶变换(IFFT)处理器307、循环前缀(CP)插入器309、以及兼容处理器310。这里，可将连接到导频音调插入器305的导频音调偏移生成器320添加到该传送器。
将参照图5详细地描述具有上述示例结构的传送器的操作。
将从较高层生成的物理分组数据输入到信道编码器301，并对其进行信道编码。通过信道交织器302对信道编码的位流进行交织，从而可得到分集增益。将交织的位流输入到调制器303，并对其进行调制。这里，经过调制的信号被置于数据音调中。
随后，将从调制器303输出的信号输入到保护音调插入器304。保护音调插入器304将保护音调置于频带的边界。导频音调插入器305以相同的间隔放置导频音调。根据BCMCS内容标识符(ID)，导频音调偏移生成器320生成偏移并改变导频音调位置。也就是说，生成偏移值，使得BCMCS内容的OFDM码元具有不同的偏移值。
当将要传送的信号分配到所有音调时，执行QPSK扩频处理。通过此扩频处理，将从基站(BS)传送的不同的BCMCS内容乘以不同的复伪噪声(PN)序列。这里，复PN序列是这样的复序列，其中利用PN码配置实分量和虚分量。因为不期望的BS的信号以噪声的形式影响接收器，所以，接收器分离出来自不期望的BS的信道，并执行信道估计。在输入了BCMCS内容ID之后，生成在QPSK扩频处理中相乘的复PN序列。
在经过了QPSK扩频处理之后，通过IFFT处理将经过调制的信号置于期望的频率音调位置。在经过了用于插入CP以防止由于多路径衰减而造成的自干扰效应的处理之后，完成要传送的OFDM信号。随后，根据HRPD传送器的处理，插入导频部分和MAC部分等。要最终传送的信号具有时隙结构。
如上所述，导频音调偏移取决于BCMCS内容ID。也就是说，在BS传送相同的BCMCS内容时，BS使用相同的导频音调偏移，而在BS传送不同的BCMCS内容时，BS使用不同的导频音调偏移。这里，将BCMCS内容ID传送到QPSK扩频处理，使得用于传送不同的BCMCS内容的BS允许乘以不同的复PN序列。
图6为图解根据本发明的另一个实施例的用于广播服务的HRPD系统中的传送器的结构的方框图。
根据与上述实施例不同的本发明的另一个实施例，不给传送器提供专门的导频音调偏移生成器，而是输入预设的导频音调偏移。此外，本发明的另一个实施例与上述实施例的不同之处在于，诸如用于控制很多BS的基站控制器(BSC)的较高的节点设置导频音调偏移，并向每个BS通知所设置的导频音调偏移。因为根据本发明的另一个示例实施例的传送器结构类似于上述本发明的示例实施例的传送器结构，所以，为了简明起见，不在这里重复其描述。
下面，参照图7描述具有上述结构的传送器的示例操作。
图7为图解根据本发明的实施例的用于提供广播服务的HRPD系统中的传送器的示例操作的流程图。
在步骤701中，传送器对所接收到的分组数据进行信道编码以及交织，并对交织的分组数据进行调制。也就是说，将要传送的广播数据转换为经过调制的编码信号。
在步骤702中，传送器根据BCMCS内容ID而使用不同的导频音调布置。当BCMCS内容ID彼此不同时，图3的导频音调插入器305以相同的间隔插入导频音调，使得将导频音调置于不同的位置中。
随后，在步骤703中，传送器通过QPSK扩频器306，根据BCMCS内容ID，执行不同的QPSK扩频处理。随后，在步骤704中，传送器执行IFFT，将CP插入到IFFT码元中，并完成OFDM信号。随后，在步骤705中，传送器通过HRPD兼容处理器310执行后续处理，使得其与HRPD系统兼容。随后，在步骤706中，传送器发送完成的OFDM信号。
如上所述，将参照图8更详细地描述用于将导频音调偏移施加到要从传送器传送的时隙的OFDM码元的示例方法、以及音调布置。
图8图解了根据本发明的示例实施例的反映导频音调偏移的音调布置。
当如图8所示地传送射频(RF)信号时，用作直流(DC)音调的第0频率音调被置于RF信号的中央，并且，将第160至第319频率音调偏移并置于DC音调的左侧。也就是说，第160至第319频率音调被置于第0频率音调的左侧，而第1至第159频率音调被置于第0频率音调的右侧。参数Δ指示基于导频音调布置的偏移。
当如附图标记250所指示的、Δ＝0时，导频音调布置与传统的导频音调布置相同。当在RF级中重新布置如附图标记250所指示的音调布置时，可得到如图3所示的布置。从图3可以得出，基于传统的导频音调布置的导频音调202被置于5的倍数的频率音调上。
图8的附图标记251、252、253和254分别指示Δ＝1、Δ＝2、Δ＝3、以及Δ＝4。
导频音调202被置于除以5之后的余数为Δ的频率音调中。如图8所示，当Δ为非0值时，数据音调203而非导频音调202被置于DC音调。如果不给DC音调分配功率、且在DC音调中不传送信号，则其不仅意味着，在传统方法中不传送一个导频音调，也意味着，在施加非0偏移的方法中不传送一个数据音调。也就是说，在传统的方法中，传送全部的240个数据音调，并传送与减小了1的导频音调的数目相对应的63个导频音调。当施加非0偏移值时，传送全部的64个导频音调，并传送与减小了1的数据音调的数目相对应的239个数据音调。
当施加非0偏移值时，一个示例优点在于，与传统方法的信道估计准确度相比，提高了信道估计准确度。因为在传统方法中将导频音调置于DC音调中，所以，降低了DC音调周围的信道估计的准确度。根据本发明的示例实施例，因为防止将导频音调置于DC音调中，所以，可避免降低DC音调周围的信道估计的准确度的现象。
当施加非0偏移值时，可用偏移值的数目为4，即，Δ＝1、Δ＝2、Δ＝3、以及Δ＝4。传送器控制偏移值，使得可区分用于传送不同的BCMCS内容的BS之间的信号。根据本发明的另一个示例实施例，可使用偏移值来区分BS之间的信号。
再次参照图8，附图标记251和252指示Δ＝1和Δ＝2时的音调布置。可从图8中得出，如由附图标记251所指示的用于导频音调202的频率分量被用于如由附图标记252所指示的数据音调203。相反，如由附图标记252所指示的用于导频音调202的频率分量被用于如由附图标记251所指示的数据音调203。当终端估计与使用Δ＝1的音调布置的BS相关联的信道状态时，仅有来自使用Δ＝2的音调布置的BS的数据音调203作为干扰。
另一方面，分配给导频音调202的功率比分配给数据音调203的功率高，以增大信道估计准确度。因为在传统方法中、所有导频音调202的位置相同，所以，由于导频音调202之间的冲突，而在信道估计处理中出现来自用于传送不同的BCMCS内容的BS的干扰。
然而，当如上所述地将布置设置为不同时，在信道估计中，在导频音调202和数据音调203之间出现冲突，并且导频音调202作为干扰。因为数据音调203具有比导频音调202低的功率，所以，降低了信道估计处理中的干扰量，从而增大了信道估计准确度。
将参照附图更详细地描述用于分配导频音调偏移的示例方法。
图9图解了根据本发明的实施例的用于布置导频音调的方法的例子。
参照图9，时隙中的导频和MAC部分406和407对应于：如图1所示的，为了与传统的HRPD正向链路兼容而要传送的导频部分103和108、以及MAC部分102、104、107和109之和。在该时隙的其余部分中传送OFDM码元。在一个时隙中传送4个OFDM码元。
例如，假定在同一时隙中一些BS传送BCMCS内容A，一些BS传送BCMCS内容B，而其余BS传送内容C。在此情况下，用于传送内容A的BS将Δ＝1施加到第一OFDM码元411，将Δ＝2施加到第二OFDM码元421，将Δ＝1施加到第三OFDM码元431，并将Δ＝3施加到第四OFDM码元441。用于传送内容B的BS将Δ＝2施加到第一OFDM码元412，将Δ＝1施加到第二OFDM码元422，将Δ＝4施加到第三OFDM码元432，并将Δ＝2施加到第四OFDM码元442。用于传送内容C的BS将Δ＝4施加到第一OFDM码元413，将Δ＝3施加到第二OFDM码元423，将Δ＝2施加到第三OFDM码元433，并将Δ＝1施加到第四OFDM码元443。
参照如图9所示的第一OFDM码元，用于传送内容A的BS使用Δ＝1，用于传送内容B的BS使用Δ＝2，而用于传送内容C的BS使用Δ＝4。用于传送不同的内容的BS将导频音调202布置在不同的位置中。当要传送的内容不同时，为其余OFDM码元设置不同的导频音调偏移，从而可防止导频音调之间的冲突。
如从上面的描述中显而易见的，根据本发明的示例实现，在用于传送不同的内容的基站(BS)之间，将导频音调布置在不同位置中，由此，防止了导频音调之间的冲突并使传送效率最大化。
尽管已为了说明的目的而公开了本发明的特定示例实施例，但本领域的技术人员将理解，在不偏离由所附权利要求定义的本发明的范围及其等价物的全部范围的条件下，有可能进行各种修改、添加和替换。

Claims (18)

1、一种用于在用于广播服务的高速分组数据系统中布置音调的方法，该方法包括以下步骤：
从较高层接收分组数据，并对所接收到的分组数据进行调制；
将保护音调插入到经过调制的分组数据中；
基于导频音调偏移而插入导频音调；
传送包括所插入的导频音调的分组数据。
2、如权利要求1所述的方法，还包括：
根据广播服务内容而确定导频音调偏移；以及
从导频音调偏移生成器生成导频音调偏移。
3、如权利要求1所述的方法，其中，设置导频音调偏移，并且，将导频音调偏移信息传送到接收器。
4、如权利要求1所述的方法，其中，根据广播服务内容而有所不同地施加导频音调偏移。
5、如权利要求1所述的方法，其中，插入导频音调的步骤包括：在一个时隙的OFDM块之间施加不同的导频音调偏移。
6、如权利要求1所述的方法，其中，插入导频音调的步骤包括：施加导频音调偏移，其中，不将导频音调置于直流(DC)频率中，并以相同的间隔放置导频音调。
7、如权利要求6所述的方法，还包括当传送射频(RF)信号时：
将用作第0频率音调的DC音调置于射频(RF)信号的中央；
将第160至第319频率音调移到DC音调的左侧；以及
将第160至第319频率音调置于DC音调的左侧。
8、一种用于在用于广播服务的高速分组数据系统中布置音调的设备，该设备包括：
接收处理器，用于从较高层接收分组数据，并对所接收到的分组数据进行调制；
保护音调插入器，用于将保护音调插入到经过调制的分组数据中；
导频音调插入器，用于基于导频音调偏移而插入导频音调；以及
传送处理器，用于传送包括所插入的导频音调的分组数据。
9、如权利要求8所述的设备，还包括：
导频音调偏移生成器，用于根据广播服务内容，设置并生成用于已被插入了保护音调和导频音调的分组数据的导频音调偏移。
10、如权利要求8所述的设备，其中，设置导频音调偏移，并将导频音调偏移信息传送到接收器。
11、如权利要求8所述的设备，其中，根据广播服务内容而有所不同地施加导频音调偏移。
12、如权利要求8所述的设备，其中，导频音调插入器在一个时隙的OFDM块之间施加不同的导频音调偏移。
13、如权利要求8所述的设备，其中，导频音调插入器施加导频音调偏移，其中，不将导频音调置于直流(DC)频率中，并以相同的间隔放置导频音调。
14、如权利要求13所述的设备，其中，当传送射频(RF)信号时，将用作第0频率音调的DC音调置于射频(RF)信号的中央，将第160至第319频率音调移到DC音调的左侧，并将第160至第319频率音调置于DC音调的左侧。
15、一种用于在用于广播服务的高速分组数据系统中传送基站(BS)的分组数据的方法，该方法包括以下步骤：
从较高层接收分组数据，并对所接收到的分组数据进行调制；
生成用于信道估计的导频音调；
根据广播服务内容而有所不同地布置导频音调；以及
传送包括所布置的导频音调的分组数据。
16、如权利要求15所述的方法，其中，布置导频音调的步骤包括：在一个时隙的OFDM块之间施加不同的导频音调偏移。
17、一种用于在用于广播服务的高速分组数据系统中传送基站(BS)的分组数据的设备，该设备包括：
接收处理器，用于从较高层接收分组数据，并对所接收到的分组数据进行调制；
导频音调生成器，用于生成用于信道估计的导频音调；
导频音调插入器，用于根据广播服务内容而有所不同地布置导频音调；以及
传送处理器，用于传送包括所布置的导频音调的分组数据。
18、如权利要求17所述的设备，其中，导频音调插入器在一个时隙的OFDM块之间施加不同的导频音调偏移。
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