CN101056133A - 正交频分复用系统的多天线发射分集方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线通信中的多天线发射分集方法，公开了一种正交频分复用系统的多天线发射分集方法及其装置，使得OFDM系统实现多天线发射分集，获得频率分集增益，编码速率为1，提高传输可靠性。本发明中，通过在正交频分复用调制之前将频域信号乘以不同的相位序列之后，再分路经由正交频分复用调制并在各个天线上分集发送，实现频率分集增益，获得高编码速率；其中相位序列可以随机确定也可以按照需求按特定的规律设计，有效避免频率打孔效应，提高信道传输可靠性；除此之外，相位序列还可以根据接收端的传输质量评价与反馈，实现自适应的调整，从而提高系统鲁棒性；相位序列的自由设置，大大提高多天线分集发射系统的灵活度。

Description

正交频分复用系统的多天线发射分集方法及其装置

技术领域

本发明涉及无线通信中的多天线发射分集方法，特别涉及正交频分复用系统的多天线发射分集方法和装置。

背景技术

随着无线移动通信的发展，用户对无线通信的速率和服务质量提出了越来越高的要求，移动通信技术也日新月异的飞速发展。每一代的发展都是技术的突破和观念的创新。第一代起源于20世纪80年代，主要采用模拟和频分多址(Frequency Division Multiple Access，简称“FDMA”)技术。第二代(2rd Generation，简称“2G”)起源于90年代初期，主要采用时分多址(Time Division Multiple Access，简称“TDMA”)和码分多址(Code DivisionMultiple Access，简称“CDMA”)技术。第三代移动通信系统(3G)可以提供更宽的频带，不仅传输话音，还能传输高速数据，从而提供快捷方便的无线应用。然而，第三代移动通信系统仍是基于地面标准不一的区域性通信系统，尽管其传输速率可高达2Mb/s，但仍无法满足多媒体通信的要求，因此，第四代移动通信系统(4G)的研究随之应运而生。

未来移动通信发展的需求主要体现在以下几个方面：网络覆盖的无缝化，即用户在任何时间、任何地点都能实现网络的接入；宽带化是未来通信发展的一个必然趋势，窄带的、低速的网络会逐渐被宽带网络所取代；融合趋势明显加快，包括：技术融合、网络融合、业务融合。数据速率越来越高，频谱带宽越来越宽，频段越来越高，覆盖距离越来越短；终端智能化越来越高，为各种新业务的提供创造了条件和实现手段。另外还从两个方向相向发展，在移动网增加数据业务，比如增强技术的出现使移动网的数据速率逐渐增加，在原来的移动网上叠加，覆盖可以连续；固定数据业务增加移动性，比如无线局域网(Wireless Local Area Network，简称“WLAN”)等技术的出现使数据速率提高，固网的覆盖范围逐渐扩大，移动性逐渐增加。

但是，由于无线频谱资源的缺乏，以及无线信道的多径和时变特性对无线传输信号的损害，严重限制了无线通信的进一步发展，这两个实际存在的问题已成为无线通信界研究的关键问题。对应的，作为4G及未来移动通信核心技术的多载波通信技术——正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，简称“OFDM”)，能够很好的克服无线信道的多径特性，并且比单载波频谱效率更高，从而成为当前研究的热点。此外，近年来出现的多输入多输出(Multi-Input Multi-Output，简称“MIMO”)技术因为能增加无线通信系统的谱效率和提高可靠性受到了很大的关注，并已经应用于实际的通信系统中。这两种技术相互结合将能解决当前无线通信发展的主要难题，并成为未来移动通信系统中的关键技术。下面的篇幅将依次介绍OFDM和MIMO的技术背景。

近些年来，以正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称“OFDM”)为代表的多载波传输技术受到了人们的广泛关注。多载波传输把数据流分解为若干个独立的子数据流，每个子数据流将具有低得多的比特速率。用这样低比特率形成的低速率多状态符号去调制相应的子载波，就构成了多个低速率符号并行发送的传输系统。

OFDM作为一种多载波数字调制技术，将数据经编码后在频域传输。不像常规的单载波技术，如调幅/调频，在某一时刻只用单一频率发送单一信号，OFDM在经过特别计算的正交频率上同时发送多路高速信号。OFDM又作为一种复用技术，将多路信号复用在不同正交子载波上。传统的频分复用技术将带宽分成几个子信道，中间用保护频带来降低干扰，它们同时发送数据。OFDM系统比传统的FDM系统要求的带宽要少得多。由于使用无干扰正交载波技术，单个载波间无需保护频带。这样使得可用频谱的使用效率更高。另外，OFDM技术可动态分配在子信道上的数据。为获得最大的数据吞吐量，多载波调制器可以智能地分配更多的数据到噪声小的子信道上。

OFDM将经过编码的待传输数据作为频域信息，将其调制为时域信号，并在信道上传输，而在接收端则进行逆过程解调。OFDM系统的调制和解调可以分别由逆离散傅立叶变换(Inverse Discrete Fourier Transform，简称“IDFT”)和离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform，简称“DFT”)来代替。通过N点IDFT运算，把频域数据符号变换为时域数据符号，经过载波调制之后，发送到信道中。在接收端，将接收信号进行相干解调，然后将基带信号进行N点DFT运算，即可获得发送的数据符号。在实际应用中，IDFT/DFT采用逆快速傅立叶变换(Inverse Fast Fourier Transform，简称“IFFT”)和快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，简称“FFT”)来实现。FFT技术的采用使得OFDM系统的复杂度大大降低，再加上高性能信息处理器件比如可编程逻辑器件(Programmable Logic Device，简称“PLD”)、数字信号处理器(Digital Signal Processor，简称“DSP”)、微处理器(MicroProcessor，简称“μP”)等的发展和应用，使得OFDM系统的实现更加容易，成为应用最广的一种多载波传输方案。

OFDM技术可以有效地对抗多径传播所造成的符号间干扰(Inter SymbolInterference，简称“ISI”)，其实现复杂度比采用均衡器的单载波系统小很多。另外，OFDM系统可以根据每个子载波的信噪比来优化分配每个子载波上传送的信息比特，从而大大提高系统传输信息的容量。与传统的单载波传输系统相比，OFDM的主要缺点在于：OFDM对于载波频率偏移和定时误差的敏感程度比单载波系统要高。由于衰落或定时误差引起的同载波前后相位偏移，及多普勒频移或频率同步误差引起的正交性破坏、载波间干扰，是OFDM急需解决的问题。因此OFDM同步技术就成了关键技术。OFDM通信系统的同步分为时间同步和频率同步。

OFDM系统的时域信号分段进行调制，并在每段信号的前面加上循环前缀(Cyclic Prefix，简称“CP”)，CP是指将一段时域信号的最后一小段复制到前面，使得多径时延在小于循环前缀的长度的前提下避免ISI的产生，但是时间偏移仍然会造成解调以后的OFDM频域信号产生相位偏移，所以系统仍需要进行时间同步。时间同步可以分为帧定时和符号定时。

图1示出了OFDM通信系统的各组成部分。其中，在发送端首先将数据进行编码，然后进行数字调制，这里的数字调制为普通的调制，比如正交幅度调制(Quarduture Amplitude Modulation，简称“QAM”)，此后将数据流分段进行串并转换，对每段数据做IFFT得到时域信息，接着进行并串转换，同时加上CP，然后通过发送模块发送到通信信道；在接收端则相反，首先通过接收模块接收信号，接着是去CP、串并转换、FFT、并串转换、数字解调、解码。

目前，OFDM主要应用于数字视频广播系统(Digital Audio Broadcasting，简称“DAB”)、陆地数字视频广播(Terrain Digital Video Broadcasting，简称“DVB-T”)、多信道多点分布服务(Multi-channel Multi-point DistributionService，简称“MMDS”)、无线局域网(Wireless Local Area Network，简称“WLAN”)服务、下一代陆地移动通信系统以及高比特率数字用户线中。在2003年发布的国际电气电子工程师协会(Institute of Electrical andElectronics Engineers，简称“IEEE”)的802.11a标准中采用了OFDM作为调制方式。在物理层采用OFDM的优势在于对窄带信道简化均等，高的系统吞吐量，和噪声抑制。

MIMO技术就是多输入多输出的多天线技术，即在通信系统的发送端和接收端分别安置多个天线。它和空分复用(Space Division Multiplex，简称“SDM”)一起是当前发展的前沿通信技术之一。理论上已经证明，采用多个发射天线能把无线信道分割成多个并行的窄带信道，具有提高信道比特传输率的潜能，且研究结果显示，信道容量随天线数量增加而线性增大。

MIMO技术的关键应用之一就是分集，它可以获得空间分集增益来改善系统的性能。与接收分集和智能天线相比，MIMO系统不但能够提供分集增益和阵行增益，而且可以采用空间复用的方式提高系统容量。其获得空间分集增益的具体实现方式之一就是在发送端对发送信号进行空时分组编码。由于无论发射机还是接收机的天线数都是有限的，因此增加分集增益和提高发射速率是一对矛盾。空时码(Space Time Code，简称“STC”)和空频码(SpaceFrequency Code，简称“SFC”)能较好地解决这一矛盾。

空时码利用了多天线系统所能提供的空间分集，其性能取决于系统的天线数和信号在空间和时间上的编码，最有代表性的如空时分组码和空时网格码。这些码的设计都假设了非多径信道条件，属于窄带码，最大可获得的分集增益等于发射天线数和接收天线数的乘积。在宽带多径信道条件下，空时码的性能不是最佳的，因为它只利用了空间分集，而未能利用多径提供的信道频率分集。在研究了多径环境下，基于OFDM的多天线系统的编码问题，提出了空频码的概念，这些码潜在能实现的分集增益是发射天线数、接收天线数和信道冲击响应长度(信道多径数)的乘积。

从衰落信道的相干时间和相干带宽来看，空时码要求在跨越几个OFDM字符的一个码块周期内信道衰落时间响应保持近似不变，即相干时间越大越好；而空频码要求跨越几个子载波的一个码块的信道衰落频率响应保持近似不变，即相干带宽越大越好。从约束条件上看，空时码在平坦衰落信道中具有较好性能，而空频码在快衰落信道中具有较好性能。但实际上，发射机是无法预知信道状态信息的，为此可以整合空时码和空频码的优势，采用空时频码(Space Time Frequency Code，简称“STFC”)方案，在空间域、时间域和频率域上联合考虑，从而实现了多天线衰落信道下的最大分集增益。

对于STFC、SFC和STC，又可以分为分组码(Block Code，简称“BC”)和网格码(Trellis Code，简称“TC”)。空时码主要针对平坦衰落信道，而在实际高速数据传输系统中信道特性通常为频率选择性衰落。OFDM技术能把频率选择性衰落信道划分为多个并行的相关的平坦衰落信道，因而各载波上呈现非频率选择性衰落。802.16将空时码与正交频分复用技术组合运用。

目前常用的空时编码多天线发射分集方法主要包括空时块编码(SpaceTime Block Code，简称“STBC”)和空时网格码(Space Time Trellis Code，简称“STTC”)。这两种编码都假设在整个编码完成的时间内，信道没有发生变化(即准静态信道)，通过在不同的天线上进行编码来获得空间分集增益和编码增益。STBC由于编码和译码方法简单，虽然不能获得编码增益但是仍然可以获得完全分集得到了广泛的应用。在OFDM这种多载波系统中，由于在每个子载波上信道可看成是平坦的，并且相邻的子载波的信道基本不变，STBC除了可以在空间和时间二维进行编码还可以在空间和频率二维进行编码，即空频块码(Space Frequency Block Code，简称“SFBC”)。

最早在1998年提出的一种两天线的发射分集方法，可通过二维正交编码矩阵表示，由于编码矩阵的正交性，在解码之后可获得2阶的分集，这里假设接收天线数为1。这种两天线发射分集的编码矩阵写为

$G=\left(\begin{array}{cc}{S}_1& {-S}_2^{*}\\ S_2& S_1^{*}\end{array}\right)$

这种两天线发射分集系统的发射机结构框图如图2所示。从信源输出的是0或1的信息比特，然后对信息比特进行调制，接着把调制后的调制符号送入空时分组编码模块按照编码矩阵来进行编码，把空时分组编码后的码矩阵中的符号从不同的发送天线和不同的时间上发送出去。在第一个符号时刻，S₁，S₂分别从第一，二个发送天线上发送出去，在第二个符号时刻-S₂ ^*，S₁ ^*分别从第一，二个发送天线上发送出去。进行一次空时分组编码需要的调制符号数记为K，发送一个空时分组码矩阵需要的时间记为P，则定义编码码率为η＝K/P，其中K，P是由空时分组编码矩阵来决定的，可见两天线发射分集方法中，K＝2、P＝2，则编码速率为η＝1。

随后又提出了正交空时块码的概念，并给出了对应不同发射天线数如2、3、4个情况下的空时块码的编码矩阵，而天线数为2时的空时块码就是上述编码方案。经过证明发现，速率为1的复正交空时块码只在发射天线数等于2时存在。当发射天线数大于2时对应的复正交空时块编码的编码速率都小于1。在三天线和四天线时，构造出的编码矩阵的码率存在着1/2和3/4两种，具体的编码矩阵G_m，n为分别如下，m为发射天线数、n为接收天线数：

$G_{3,1}={\left(\begin{array}{ccc}{S}_1& S_2& S_3\\ {-S}_2& S_1& {-S}_4\\ {-S}_3& S_4& S_1\\ {-S}_4& {-S}_3& S_2\\ S_1^{*}& S_2^{*}& S_3^{*}\\ {-S}_2^{*}& S_1^{*}& {-S}_4^{*}\\ {-S}_3^{*}& S_4^{*}& S_1^{*}\\ {-S}_4^{*}& {-S}_3^{*}& S_2^{*}\end{array}\right)}^T,G_{\mathrm{4,1}}={\left(\begin{array}{cccc}{S}_1& S_2& S_3& S_4\\ {-S}_2& S_1& {-S}_4& S_3\\ {-S}_3& S_4& S_1& {-S}_2\\ {-S}_4& {-S}_3& S_2& S_1\\ S_1^{*}& S_2^{*}& S_3^{*}& S_4^{*}\\ {-S}_2^{*}& S_1^{*}& {-S}_4^{*}& S_3^{*}\\ {-S}_3^{*}& S_4^{*}& S_1^{*}& {-S}_2^{*}\\ {-S}_4^{*}& {-S}_3^{*}& S_2^{*}& S_1^{*}\end{array}\right)}^T$

$G_{\mathrm{3,2}}={\left(\begin{array}{ccc}{S}_1& {-S}_2& {-S}_3\\ S_2^{*}& S_1^{*}& 0\\ S_3^{*}& 0& S_1^{*}\\ 0& {-S}_3^{*}& S_2^{*}\end{array}\right)}^T,G_{\mathrm{4,2}}={\left(\begin{array}{cccc}{S}_1& S_2& S_3& 0\\ {-S}_2^{*}& S_1^{*}& 0& {-S}_3\\ {-S}_3^{*}& 0& S_1^{*}& S_2\\ 0& S_3^{*}& {-S}_2^{*}& S_1\end{array}\right)}^T$

上面四个矩阵右上角的T表示的是矩阵的转置，根据空时分组码的设计准则可知，这四个编码矩阵都满足正交性，且可以获得满空间分集增益，但是根据编码码率的定义可得到G_3，1，G_4，1的编码码率为1/2，G_3，2，C_4，2的编码码率为3/4。三、四天线下编码矩阵的发送形式与两天线是一样的，这里就不再赘述。对于三，四天线的正交空时分组编码矩阵还有其它的形式，但是它们的一个共同缺点就是编码码率达不到1。如果要保证编码速率为1，那么只能通过非正交的空时块码来实现，此时的译码算法复杂度较高。

可见，空时分组码的特点是它可以获得完全空间分集，即分集阶数等于发射天线和接收天线数的乘积，编码矩阵保持特殊的正交结构。完全分集增益可以提高系统的性能，编码矩阵的正交结构使接收端的译码简单，简化了接收机的复杂度，空时分组码由其自身特点在实际系统中得到了应用。但是根据空时分组码的构造原理，若进行空时分组编码的信号是复信号，则只有在发送天线数为2时编码码率为1，除此之外在其它发送天线数时编码码率都小于1，如在三个和四个发送天线时，存在的编码码率有1/2，3/4，目前和未来的移动通信系统的发送天线数将是2个或多于2个，这样对于多于两个发送天线数的系统采用空时分组编码将会由于编码码率低导致传输效率的降低。

总结上述方案可以看出，在实际应用中，发射天线往往较多，此时上述方案将存在以下问题：

当发射天线数大于2时，无法找到速率为1的编码方式，在保证相同传输速率的情况下，相当于信道编码的速率变高了，当信道编码速率本来就较高的情况下，会带来较大的性能损失；

当发射天线数大于2时，完成一次编码需要4个或8个时间周期，此时信道可能发生了变化，影响空时编码的正交性，使得性能下降；

当发射天线数大于2时，在OFDM系统中即使在空时频三维进行联合编码仍然需要占用较多的连续的时频资源，造成时频资源分配时的灵活性降低。

造成这种情况的一个主要原因在于，空时编码多天线发射分集方法在采用正交编码块码实现时，由于理论限制而无法达到高速率编码。

另外一种现有技术是基于多天线和OFDM技术且码率为1的发送分集方法，在不同天线上发送同样的OFDM符号，但是除了第一个发送天线外的其它发送天线的信号在经过IFFT后需要进行一个时域的循环移位，然后加上循环前缀从各自的发送天线上发送出去。这种方法称为循环延迟分集(Cyclic Shift Diversity，简称“CSD”)，基于多天线和OFDM的循环移位技术是通过不同天线上的OFDM符号在时域上的循环移位来获得频率分集增益，其具体的发射机结构图如图3所示。

系统中共有M个发送天线，经过IFFT处理后的OFDM符号分别复制在M个发送天线上，第一个天线不移位(延时为0)，第二至第M个天线上需要对OFDM符号依次进行不等长的循环移位，不同天线上移位的位数分别表示为δ_m，m＝1，2，…M，其中δ₁＝0。假设IFFT的长度是N，循环移位的位数应满足0≤δ_m≤N-1。经过循环移位后，按照OFDM的通信原理，每个天线上的OFDM符号需要加上循环前缀CP，再从不同的天线上同时发送出去，实现空分复用。其中CP的长度应大于信道的最大多径时延。

因为每个天线上发送的是同一个OFDM符号在时域上不同的循环移位，假设这个OFDM符号在时域上的信号为x(n)，(0≤n≤N-1)，在频域上每个载波对应的信号为X(k)，k＝0，…N-1，根据CP长度满足的条件，可知子载波的正交性是不会改变的。由FFT的性质可知，在时域上的循环移位等效于在频域上的符号加了一个相位旋转。则经过时域旋转后，频域得到的信号为：

          Z(k)＝X(k)e^-j2πkδ/N，k＝0，…N-1

式中的δ表示的是时域中循环移位的位数。根据上面的移位关系可以得到每个天线在频域上每个子载波上的信号为：

$Z_m\left(k\right)=X\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\πk}{\mathrm{\δ}}_m/N},k=0,\·\·\·N-1;m=1,\·\·\·M$

假设接收端的接收天线数为1，则接收端在频域的接收信号为：

$Y\left(k\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(k\right)Z_m\left(k\right)+N\left(k\right)=X\left(k\right)\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\πk}{\mathrm{\δ}}_m/N}+N\left(k\right),k=0,\·\·\·N-1$

其中Y(k)表示的是在第k个子载波上的接收信号，H_m(k)表示的在第k个子载波上第m个发送天线到接收天线之间频域信道响应。N(k)表示的是加性高斯白噪声。

从上式的结果中可以把上面的多天线系统等效为一个单天线系统，表示为：

           Y(k)＝H_e(k)X(k)+N(k)，k＝0，…N-1

则等效的信道可以表示为

$H_e\left(k\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\πk}{\mathrm{\δ}}_m}/N$

从最后的等效结果中可以看出不同天线在时域的循环移位，等效于在时域上引入了多径，在频域的表现就是频率选择性增强了，这样利用OFDM调制前的信道编码就可以获得频率分集增益，与单天线系统相比，在同样信道编码和交织下，这种循环移位方法可以获得更多的频率分集增益。

CSD相对于STBC的好处在于不论天线的个数是多少，它的编码速率始终为1。另外，对于不同的天线数CSD的实现简单，对应不同的天线数它的发射和接收算法都类似。而采用STBC时需要不同的编码矩阵和不同的译码算法。

但是，该方法存在一个致命的弱点，容易产生频率打孔效应，导致无线信道可靠性下降。注意到该分集信道是由多个子信道经过固定的相移后叠加形成的，由于子信道传输特性的不确定性或者随机性，一旦子信道传输特性本身之间满足一定关系，比如符合公约数关系，则会导致得到的分集信道上出现一些等间隔的频率盲点，在这些频率点上导致信号无法传输，称为频率打孔效应。显然频率打孔效应的出现将极大地降低信道传输性能，尤其是采用交织码等编码方式时，本身传输信号即有规律的交织在传输码流中，如果信号出现在频率盲点上，将造成严重后果。可见，该分集方法存在可靠性隐患，可能引起信道传输性能的恶化。

总结上述方案可以看出，每个天线上发送的OFDM符号在时域上的循环移位相等于在频域上的一个相位旋转，不同天线的频率响应乘以该旋转相位后再叠加，加强了OFDM子信道的频率选择性，通过信道编码就可以获得频率分集增益来改善系统性能，但是获得的频率分集增益小于空时分组码获得的分集增益。

在实际应用中，上述方案将存在以下问题：频率选择性完全由时延一个参数确定，不能对选择性进行灵活的控制；不恰当的时延取值会导致某些一定间隔的频率点响应为零，产生打孔效应，影响译码器的性能，降低传输可靠性。

造成这种情况的一个主要原因在于，CSD方法采用通过固定循环移位机制实现多天线分集，对OFDM不同子信道的附加固定相移，引起频率打孔效应，导致信道可靠性降低。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种正交频分复用系统的多天线发射方法及其装置，使得在正交频分复用系统中实现多天线发射分集，获得频率分集增益，编码速率为1，提高传输可靠性。

为解决上述技术问题，本发明的实施方式提供了一种正交频分复用系统的多天线发射分集方法，其中，正交频分复用系统至少包含2个发射天线，包含以下步骤，

发射端将待发射的频域信号分别乘以各发射天线所对应的相位序列；

频域信号经过相位序列相乘后，分别进行正交频分复用调制得到时域信号；

该时域信号附加循环前缀，并各自在对应的发射天线上同时发送。

本发明的实施方式还提供了一种正交频分复用系统的多天线发射分集装置，包含至少2个相位相乘模块、至少2个正交频分复用调制模块、至少2个循环前缀模块、和至少2个发射天线，其中，

相位相乘模块，用于将频域信号乘以一个发射天线所对应的相位序列；

正交频分复用调制模块，用于将来自相位相乘模块的频域信号进行正交频分复用调制，得到时域信号；

循环前缀模块，用于将来自正交频分复用调制模块的时域信号附加循环前缀，并在发射天线上发送。

通过比较可以发现，本发明的技术方案与现有技术的主要区别在于，通过在正交频分复用调制之前将频域信号乘以不同的相位序列之后，再分路经由正交频分复用调制并在各个天线上分集发送，实现频率分集增益，获得高编码速率；其中相位序列可以随机确定也可以按照需求按特定的规律设计，有效避免频率打孔效应，提高信道传输可靠性；除此之外，相位序列还可以根据接收端的传输质量评价与反馈，实现自适应的调整，从而提高系统鲁棒性；相位序列的自由设置，大大提高多天线分集发射系统的灵活度。

本发明的技术方案通过在正交频分复用调制之前乘上不同相位序列实现频域多天线发射分集，在任意多个天线下实现编码速率为1的分集增益，提高无线信道传输性能，通过直接乘以相位实现对最终的信道响应更灵活的控制，提高系统灵活性，此外通过根据需求设置相位序列，可以是时变或非时变、随机或有序、自适应调整模式等等，能避免频率打孔效应，从而改善系统译码器的性能，提高无线通信可靠性。

此外，通过在频域将一个或多个数据流乘以不同的相位序列后在天线上发送，可以同时获得频率分集增益和空间复用增益。

在进一步的改进中，将相位序列设置为每隔L个子载波变化一次，可以保证分集增益的同时使得相位相同的L个子载波上信道相关带宽不被改变，从而提高干扰估计的性能。

附图说明

图1是OFDM通信系统结构示意图；

图2是空时分组发射分集发射机系统结构示意图；

图3是循环移位分集的发射机系统结构示意图；

图4是根据本发明第一实施方式的分集发射装置示意图；

图5是根据另一种形式的本发明第一实施方式的分集发射装置示意图；

图6是根据本发明第四实施方式的分集发射装置示意图；

图7是根据本发明第五实施方式的分集发射装置示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述。

本发明提出了一种适用于OFDM系统的多天线发射分集方法，能够获得频率分集增益，保证编码速率为1并且实现简单，同时能够提供比CSD更好的灵活性和性能，最关键的是能够通过摒弃CSD本身的缺陷，采用灵活的相位相乘方式，可以有效降低频域打孔效应，从而提高信道传输可靠性。

在以下的实施方式中，正交频分复用调制以IFFT变换实现，当然IFFT变换只是正交频分复用调制的一种具体实现方式，本发明并不排除其它实现正交频分复用调制的方式。

为了实现完全灵活定制的相位相乘，本发明选择在IFFT之前对频域信号分路，各自进行相位序列的相乘，之后各自通过IFFT和加循环前缀在天线上同时分集发射。此外，相位序列的选择或设计是决定分集性能的关键因素，可以是系统随机生成或者按照固定规律生成，可以是随着时间变化或者静态配置，可以是根据反馈进行自适应的调节等等。基本创新点在于：在IFFT之前设置相位序列相乘，使得这些完全自由灵活的配置成为可能，也提供了改善或优化分集信道的基础。

从前述CSD的原理可以看出，CSD可以等效为在天线上对频域每个子载波上的数据乘上了不同的相位。重写CSD信号表示式如下

$Z_m\left(k\right)=X\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\πk}{\mathrm{\δ}}_m/N},k=0,\·\·\·N-1;m=1,\·\·\·M$

显然可以看出，这个相位与循环时延和子载波的编号成线性关系，即其中N为IFFT的长度，k＝1，2，…N代表子载波的编号。τ_m为第m个发射天线上的循环时延。这种等效特性也即本发明的关键点，即替换在时域通过循环时延的形式实现，而在频域通过加相移的方法来实现。

本发明的第一实施方式给出实现发明目的基本特征，如前所述基本发明点在于IFFT之前乘以相位序列，这一构造的正交频分复用系统的多天线发射分集装置如图4所示。

图中示出，该装置的基本构造，包括信源出发到信道编码模块，到调制模块，根据前述OFDM系统的原理可知，信道编码模块用于将待发送信息进行编码并传给调制模块，而调制模块用于将来自信道编码模块的编码信号进行星座映射调制，得到频域信号。

此外，调制模块出来的单路信号被分路为对应各个天线的信号，每一路信号依次经过：相位相乘模块、IFFT模块、加循环前缀模块、发射天线。其中，相位相乘模块用于将来自调制模块调制后的频域信号乘以该发射天线所对应的相位序列；IFFT模块用于将来自相位相乘模块的频域信号进行IFFT，得到时域信号；循环前缀模块用于将来自IFFT模块的时域信号附加循环前缀，并最终在各自的发射天线发送，这就实现频域分集发射。

从图4中可以看出要发送的数据经过信道编码和调制之后复制成M份映射到M个天线上去，在每个天线上将调制后的符号与一个相位序列C相乘， $C_m=(e^{j{\mathrm{\θ}}_{m,0}},e^{j{\mathrm{\θ}}_{m,1}},\·\·\·,e^{j{\mathrm{\θ}}_{m,T}}),$ 然后再作IFFT并加上循环前缀后在天线上发射。

此时，天线m所发送的频域信号可表示为：

$Z_m\left(k\right)=X\left(k\right)e^{j{\mathrm{\θ}}_{m,k}},k=0,\·\·\·,N-1;m=1,\·\·\·,M$

假设接收端的天线数为1，那么接收天线在频域接收到的信道可表示为：

$Y\left(k\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(k\right)Z_m\left(k\right)+N\left(k\right)=X\left(k\right)\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(k\right)e^{j{\mathrm{\θ}}_{m,k}}+N\left(k\right),k=0,\·\·\·N-1$

此时，频域的等效信道可表示为：

$H_e\left(k\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(k\right)e^{j{\mathrm{\θ}}_{m,k}}$

从上式中可以看出，通过在各个天线上采用不同的相位序列，将多个天线上的信道进行随机叠加后，可以使得等效的信道频率选择性变强，从而增加频率分集增益。另外，发射端还可以将各个天线上在频域所乘的相位序列通过广播或其他方式通知接收端，接收端就可以对数据进行解调。

图4是第一实施方式的一种具体形式，也可以简化为如图5所示的形式，其实质是相同的。

本发明第二实施方式即给出上述装置的工作流程：首先，发射端将待发射的频域调制信号分别乘以各发射天线所对应的相位序列；然后，频域调制信号经过相位序列相乘后，分别进行IFFT变化得到时域信号；最后，该时域信号附加循环前缀，并各自在对应的发射天线上同时发送。同时，发射端还将相位序列信息通知接收端，以供接收端对接收到的信号进行解调。

本发明中的关键在于提供了一种完全自由定制相位序列的方式，因此信道传输效果、可靠性、性能等都依赖于相位序列的设计。对于不同的OFDM符号，各个天线在频域上所乘的相位序列可以是变化的，也可以是不变的。相位序列可以是某种伪随机序列，也具有一定的规律，当相位序列的每个元素取值为 $c_{m,k}=e^{-j\frac{2\mathrm{\πk}{\mathrm{\τ}}_m}{N}},$ 本发明就等效于CSD的效果。

而在本发明的第三实施方式中，给予上述的发射分集装置和基本流程，针对相位序列给出下面几种方案：

根据原理可知，发射天线对应的各个子信道的传输特性具有随机性，因此相位序列可以由系统随机产生，这样可以显著降低最终合成的信道出现频域打孔的概率，提高可靠性；

其次，真实信道往往是随时间变化的，因此随着时间变化，系统可以重新产生相位序列；

再次，还可以建立反馈机制，实现自适应调整，比如接收端根据接收解调信号评价并反馈信道传输性能信息，发射端根据该反馈信息自动调整相位序列，使得信道的性能趋向最佳，具体的调整方法可以有很多种；

此外，还可以融合空时编码到上述正交频分复用系统中，结合各自的优点。

本发明的第四实施方式对第一实施方式中的发射分集装置和基本流程应用到多个数据流的情况。

由MIMO的理论可知，当存在多个发射天线和多个接收天线时，可以在不同的天线上同时发送多个数据流，即空间复用。在这种情况下，可以对每个数据流使用第一实施方式中的方法。如图6所示，各个数据流在频域被复制为M路相同的数据，每个支路分别乘上不同的相位序列后，将不同数据流的相同支路相加后进行正交频分复用调制(IFFT变换)和加循环前缀操作后，分别在M个天线上发送。在本实施方式中，多个数据流是从不同的信源产生并经过不同信道编码和调制的数据流。

对于N个数据流的情况，信道编码模块和调制模块各有N个，每个信道编码模块和调制模块分别处理源自不同信源产生的数据流。

对应每个发射天线的相位相乘模块有N个，每个相位相乘模块将一路数据流生成的频域信号乘以相应发射天线所对应的相位序列，N个相位相乘模块所使用的相位序列互不相同。

对应每个发射天线分别还包含一个相加模块，用于将对应每个发射天线的N个相位相乘模块的输出结果相加后输出到正交频分复用调制模块。

通过引入空间复用，可以同时获得频率分集增益和空间复用增益。即同时发送多个数据流提高传输速率，对每个数据流又同时获得了频率分集增益，提高了传输的可靠性。

本发明的第五实施方式与第四实施方式基本相同，区别在于第四实施方式中的多个数据流是从不同的信源产生并经过不同信道编码和调制的数据流，而第五实施方式中的数据流由相同的信源产生经过相同的信道编码和调制后通过串并变换得到的数据流，如图7所示。

相对于第四实施方式，第五实施方式中信道编码模块和调制模块各只有一个，但增加了串并变换模块，用于将源自同一信源并经信道编码模块和调制模块处理的信号通过串并变换得到N个数据流。

第五实施方式通过引入空间复用的机制同时获得了频率分集增益和空间复用增益。

本发明的第六实施方式在前五个实施方式的基础上对相位序列进行了优化。即将相位序列设置为每隔L个子载波变化一次，保证分集增益的同时使得相位相同的L个子载波上信道相关带宽不被改变，提高干扰估计的性能。

从前五个实施方式的说明可以知道，本发明的技术方案等效于在频域上将每个子载波上的数据乘上一个相位，使得信号经过的等效信道变化更快，即信道的相关带宽变小，从而获得频率分集增益。当接收端采用了干扰消除接收机时，为了更准确的估计干扰的特性，需要将估计值在频域的L个子载波上进行平均，此时L的大小与相关带宽成正比。如果采用本发明的技术方案时，将每个子载波上的数据都乘上不同的相位，那么等效信道的波动较大。如果仍然将估计值在L个子载波上作平均将导致估计精度下降，此时只能将作平均的子载波个数L减少，这将同样导致估计精度降低。为了避免这种效应，我们让各天线上的相位序列变化周期设为L。即在相邻L个子载波上，所乘的相位是相同的，而每隔L个子载波相位就不同。这样能够保证在相位相同的L个子载波对估计值进行平均时精度不会下降，同时又能每隔L个子载波加快信道的变化，从而获得频率分集增益。

虽然通过参照本发明的某些优选实施方式，已经对本发明进行了图示和描述，但本领域的普通技术人员应该明白，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。

Claims (16)

1.一种正交频分复用系统的多天线发射分集方法，其中，所述正交频分复用系统至少包含2个发射天线，其特征在于，包含以下步骤，

发射端将待发射的频域信号分别乘以各发射天线所对应的相位序列；

所述频域信号经过相位序列相乘后，分别进行正交频分复用调制得到时域信号；

该时域信号附加循环前缀，并各自在对应的发射天线上同时发送。

2.根据权利要求1所述的正交频分复用系统的多天线发射分集方法，其特征在于，还包含以下步骤：

所述发射端将所述相位序列信息通知接收端；

所述接收端根据收到的所述相位序列信息对接收到的信号进行解调。

3.根据权利要求2所述的正交频分复用系统的多天线发射分集方法，其特征在于，所述相位序列是伪随机序列。

4.根据权利要求2所述的正交频分复用系统的多天线发射分集方法，其特征在于，还包含以下步骤：

所述发射端在不同的时间使用不同的相位序列与所述频域信号相乘。

5.根据权利要求2所述的正交频分复用系统的多天线发射分集方法，其特征在于，还包含以下步骤：

所述接收端根据接收解调信号评价并反馈信道传输性能信息，所述发射端根据该反馈信息调整所述相位序列。

6.根据权利要求1所述的正交频分复用系统的多天线发射分集方法，其特征在于，所述待发射的频域信号包含至少一路数据流，在进行所述正交频分复用调制得到时域信号之前，各路数据流分别乘以与各发射天线相对应的不同相位序列，再将所得信号中对应同一天线的各信号相加。

7.根据权利要求6所述的正交频分复用系统的多天线发射分集方法，其特征在于，所述各路数据流是从不同的信源产生并经过不同信道编码和调制的数据流；或者

所述各路数据流是由相同的信源产生经过相同的信道编码和调制后通过串并变换得到的数据流。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的正交频分复用系统的多天线发射分集方法，所述相位序列设置为每隔L个相邻子载波变化一次，其中L为与信道相关带宽成正比的整数。

9.一种正交频分复用系统的多天线发射分集装置，其特征在于，包含至少2个相位相乘模块、至少2个正交频分复用调制模块、至少2个循环前缀模块、和至少2个发射天线，其中，

所述相位相乘模块，用于将频域信号乘以一个发射天线所对应的相位序列；

所述正交频分复用调制模块，用于将来自所述相位相乘模块的频域信号进行正交频分复用调制，得到时域信号；

所述循环前缀模块，用于将来自所述正交频分复用调制模块的时域信号附加循环前缀，并在所述发射天线上发送。

10.根据权利要求9所述的正交频分复用系统的多天线发射分集装置，其特征在于，所述正交频分复用系统的发射端还用于将所述相位序列信息通知接收端，以供接收端对接收到的信号进行解调。

11.根据权利要求10所述的正交频分复用系统的多天线发射分集装置，其特征在于，所述相位序列是伪随机序列。

12.根据权利要求10所述的正交频分复用系统的多天线发射分集装置，其特征在于，随着时间变化，所述相位序列由系统重新产生。

13.根据权利要求9所述的正交频分复用系统的多天线发射分集装置，其特征在于，所述频域信号由N路数据流生成，其中N为正整数；

对应每个所述发射天线的相位相乘模块有N个，每个相位相乘模块将一路数据流生成的频域信号乘以相应发射天线所对应的相位序列，N个相位相乘模块所使用的所述相位序列互不相同。

对应每个所述发射天线分别还包含一个相加模块，用于将对应每个发射天线的N个相位相乘模块的输出结果相加后输出到所述正交频分复用调制模块。

14.根据权利要求13所述的正交频分复用系统的多天线发射分集装置，其特征在于，还包含N个信道编码模块和N个调制模块，每个信道编码模块和调制模块分别处理一路所述数据流。

15.根据权利要求13所述的正交频分复用系统的多天线发射分集装置，其特征在于，还包含串并变换模块，用于将源自同一信源的信号通过串并变换得到N个所述数据流。

16.根据权利要求9至15中任一项所述的正交频分复用系统的多天线发射分集装置，其特征在于，所述相位序列设置为每隔L个相邻子载波变化一次，其中L为与信道相关带宽成正比的整数。

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