CN101039292A - 在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的方法及装置 - Google Patents

Abstract

一种在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的方法及装置，在OFDM数据符号处各子载波经信道补偿、载波残余频偏补偿等处理后，提取出导频子载波，并与已知导频取共轭后相乘，算出各导频子载波的旋转角度再除以导频子载波序号，把得到的结果求平均。然后用这个平均值乘以各子载波序号，再把算出的值作为模为1的复数的角度，并转换成直角坐标的复数形式。最后把这个复数取共轭，乘以各数据子载波即能完成采样时钟偏差补偿。当算出的导频子载波的角度的平均值大于一定值时，通过调整OFDM符号有用部分时间窗起始位置，可纠正更大范围采样频偏。省去了一般采样频率偏差纠正的方法所需要的昂贵的高精度压控晶振，节省了成本，具有很高的实用价值。

Description

在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的方法及装置

技术领域

本发明属于数字通信领域，特别是涉及OFDM通信系统领域。

背景技术

OFDM技术的应用已有近40年的历史，刚开始主要用于军用的无线高频通信系统。但是，最初一个OFDM系统的结构非常复杂，从而限制了其进一步推广。直到70年代，人们提出了采用离散傅立叶变换来实现多个载波的调制，简化了系统结构，使得OFDM技术更趋于实用化。八十年代，人们研究如何将OFDM技术应用于高速MODEM。进入九十年代以来，OFDM技术的研究深入到无线调频信道上的宽带数据传输。目前OFDM技术已经被广泛应用于广播式的音频和视频领域和民用通信系统中，主要的应用包括：非对称的数字用户环路(ADSL)、ETSI标准的数字音频广播(DAB)、数字视频广播(DVB)、高清晰度电视(HDTV)、无线局域网(WLAN)、宽带无线接入(WiMAX)等。

OFDM技术具有抗衰落能力强、频谱利用率高、抗码间干扰(ISI)能力强等优点。但它也有对频偏和相位噪声比较敏感，峰均比(PAPR)高等缺点。

正如OFDM系统存在载波频偏一样，由于收发端采样时钟晶振频率不可能做到完全一致，OFDM系统还存在采样频率偏差，它会使解调出的数据子载波相位产生旋转，必须对其进行校正。

本发明主要针对OFDM系统存在采样时钟偏差问题提出了一种解决方案，可以在比较大的范围内纠正采样频率偏差所造成的接收数据子载波相位旋转。

在OFDM发射机中的数模转换器和接收机中的模数转换器的采样时钟频率不可能完全一致，即收发端存在采样频率偏差。

采样频率偏差有两个影响：因稍有偏差的采样时刻造成的ICI(inter-carrierinterference)干扰和引起子载波旋转的符号定时点的缓慢变化。第一种影响将导致子载波的正交性受到损伤，并且除非通过反馈控制机制使收发端采样时钟频率一致，否则没有办法对这种偏差估计和补偿，因为每个采样点的数值具有不确定性。对于第二种影响，由于CP(CyclicPrefix)的存在，只要符号定时起始点的缓慢变化在CP范围内，则它所引起的子载波相位旋转也是线性的，这可以通过一定的方法估计出。第一种影响近似地与子载波的数目的平方和采样频率偏差大小的平方成正比。在采样时钟频率偏差比较小，如在几十个ppm范围内，且子载波数目不是特别多的情况下，第一种影响通常可忽略不计。

定义采样误差为 $t_{\mathrm{\Δ}}=\frac{T^{\′}-T}{T},$ 其中T和T′分别是发射机和接收机的采样周期。如果忽略前述的第一种影响。则接收信号在经离散傅立叶变换之后，对接收子载波R_l，k可表示为

$R_{l,k}=e^{j2\mathrm{\πk}{t}_{\mathrm{\Δ}}l\frac{T_s}{T_u}}{X}_{l,k}\sin c\left(\mathrm{\πk}{t}_{\mathrm{\Δ}}\right)H_{l,k}+W(l,k)...\left(1\right)$

其中，l是OFDM符号标号，k是子载波系数，T_s和T_u分别是OFDM符号和其有用部分的持续时间，W_l，k是白噪声。通常t_Δ很小，故sinc(πkt_Δ)接近于1，可以忽略，这样采样频偏的影响近似为仅是由项

造成。

该项给出了不同的接收子载波所产生的旋转角度，该角度与k和l成正比，即越靠外的子载波旋转角度越大，一帧内越在后的OFDM符号旋转角度越大。由于t_Δ很小，当l足够大时，最外子载波相对于最内子载波的旋转角度将超过2π，以致于不能进行估计和补偿。

有两个方法可以解决这个问题：一是通过某些机制算出反馈量，不断对接收机采样频率进行跟踪调整，确保最外子载波相对于最内子载波的旋转角度小于2π。二是在l较小时，不断跟踪最外子载波相对于最内子载波的旋转角度，如果发现本符号的旋转角度即将超过2π，则在下个OFDM符号调整OFDM符号有用部分时间窗位置，使旋转角度变小。只要OFDM符号有用部分时间窗起始位置在CP之内，则这种方法是完全可行的。

已公开的采样频率偏差估计算法大多是把前一个数据符号导频子载波进行取共轭与后一个数据符号导频子载波相乘，计算其角度，得到本符号相对前一个符号导频子载波的旋转相位，从而得出当前的采样频偏，再反馈到采样时钟晶振，使采样时钟偏差降低，达到补偿的目的。显然，这种方法需要高精度压控晶振来实现采样时钟频率的调整，这无疑增加了系统成本。

发明内容

本发明的目的在于提供一种在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的方法及装置方法，通过估计出的采样频偏，直接对数据子载波进行反旋转处理，并通过在适当的时候改变OFDM符号有用部分时间窗位置来实现较大范围采样时钟偏差调整。该方法无需外接高精度压控晶振。

为达上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的方法，包括以下步骤：

1)计算出各导频子载波的旋转角度θ(k_p，n)；

2)计算当前OFDM符号的频率最低的正子载波的相位偏移量φ(n)；

3)根据由步骤2)算出的相位偏移量φ(n)，调整下一个OFDM符号有用数据窗的起始位置。

作为本发明的一种优选方式，在所述步骤2)或步骤3)之后还包括：

(1)计算每个子载波的相位偏移补偿因子e^-jkφ(n)；

(2)计算经过采样频偏补偿后的各子载波。

作为本发明的一种优选方式，所述步骤1)各导频子载波的旋转角度θ(k_p，n)的计算方法为：从信道和固定相位补偿器输出的当前OFDM符号的各子载波中，提取出导频子载波T(k_p，n)，并与导频发生器输出的导频序列取共轭后相乘，再求旋转角度。

作为本发明的又一优选方式，所述步骤2)的相位偏移量φ(n)的计算方法为：将计算出的各导频子载波的旋转角度θ(k_p，n)，除以导频序号k_p，再做累加运算，最后除以导频子载波的个数。

作为本发明的再一优选方式，所述步骤3)中调整方法为：

若 $\left|\mathrm{\&phi;}\left(n\right)\right|>\frac{2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{num}\_\mathrm{of}\_\mathrm{used}\_\mathrm{subcarriers}}\&times;\mathrm{coef},$ 其中coef取值范围为(0.5-1)，num_of_used_subcarriers为OFDM符号中用到的所有子载波个数，则若φ(n)为正，下一个OFDM符号有用数据窗起始位置后移一个采样点，若φ(n)为负，下一个OFDM符号有用数据窗起始位置前移一个采样点，若 $\left|\mathrm{\&phi;}\left(n\right)\right|<\frac{2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{num}\_\mathrm{of}\_\mathrm{used}\_\mathrm{subcarriers}}\&times;\mathrm{coef},$ 则不作调整。

作为本发明的再一优选方式，所述步骤(2)中经过采样频偏补偿后的各子载波的计算方法为：将每个子载波的相位偏移补偿因子e^-jkφ(n)与从信道和固定相位补偿器输出的各子载波T(k，n)对应相乘。

一种在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的装置，包括去CP及时间窗调整模块、采样频偏估计和补偿模块，其特征在于：所述采样频偏估计和补偿模块计算出采样频偏引起的子载波相位旋转后，对各载波进行补偿，并反馈信息到去CP和时间窗调整模块，所述去CP及时间窗调整模块去掉OFDM符号的CP部分，根据采样频偏估计和补偿模块给出的反馈信息调整符号的有用时间窗位置。

作为本发明装置的一种优选方式，所述采样频偏估计和补偿模块包括：

导频提取模块，接收频域各子载波并取出导频子载波；

导频序列发生器，生成与发送端一致的导频序列；

取共轭运算器，接收所述导频序列并对它取共轭；

第一乘法器，把导频提取模块提取出的导频序列与取共轭运算器输出的导频序列相乘；

求角度运算器，计算乘法器输出结果的角度；

除法器，将求角度运算器输出的各角度除以对应的导频序号；

求平均器，将除法器输出的各角度求平均；得到当前OFDM符号的频率最低的正子载波的相位偏移量φ(n)。

作为本发明装置的又一优选方式，所述采样频偏估计和补偿模块还包括：

计算各子载波相位补偿因子模块，利用求平均器输出的频率最低的正子载波的相位偏移量φ(n)，计算各子载波相位补偿因子e^-jkφ(n)；

第二乘法器，把计算各子载波相位补偿因子模块输出的各子载波相位补偿因子与信道和相位补偿模块输出的各载波对应相乘，完成采样频偏补偿。

在于所述去CP及时间窗调整模块包括：

作为本发明装置的再一优选方式，可配置系数寄存器模块，存储了可配置系数coef，其范围在(0.5-1)；

相位阈值计算器，根据输入的OFDM符号子载波数和可配置系数寄存器中的系数计算出作为基准的相位阈值；

绝对值器，对求平均器计算出的相位偏移量φ(n)取绝对值；

相位比较器，相位阈值计算器的基准相位阈值与绝对值器的结果进行比较；

CP长度调节器，根据相位比较器的输出，修正CP的长度；

时间窗调整器，根据CP长度调节器的输出去除CP，在时间域里调整下一个OFDM符号有用数据部分的起始位置。

本发明可以用来在OFDM系统中纠正收发端采样频率偏差引起的各子载波相位旋转。通过对数据子载波进行反旋转处理，并在适当的时候改变OFDM符号有用部分时间窗位置来实现较大范围采样时钟偏差调整。该方法无需外接昂贵的高精度压控晶振，节省了成本，且易于实现，有很高的实用价值。本发明可应用在信道估计基于帧头训练符进行的，并且在OFDM数据符号中插入了导频的系统中。事实上，大多数OFDM系统都具有这样的特征。本发明可直接应用在基于IEEE802.11、IEEE802.16等标准的OFDM通信系统中。

以下结合附图及实施例进一步说明本发明。

附图说明

图1为本发明OFDM系统接收机组成实施例；

图2为本发明采样频偏估计和补偿模块实施例；

图3为本发明去CP及时间窗调整模块实施例。

图4为一个OFDM系统存在5ppm采样频偏时，未进行采样频偏校正时子载波星座图；

图5为经过本发明实施例提供的方法和装置进行采样频偏校正后的子载波星座图。

具体实施方式

假设一个OFDM帧头有训练符REF2，可用来进行信道估计，其后跟着一串OFDM数据符号，且插入了导频。假定信道参数是基于训练符REF2估计出的。设T(k，n)为经信道和固定相位补偿后得到的第n个符号的第k个子载波，X(k，n)为发送出的第n个符号的第k个子载波，k_p为导频子载波序号。下面介绍实现本发明的具体步骤：

1)信道和固定相位补偿器输出的当前OFDM符号的各子载波中，提取出导频子载波T(k_p，n)，并与导频发生器输出的导频序列取共轭后相乘，再求角度，计算出各导频子载波的旋转角度θ(k_p，n)为

                      θ(k_p，n)＝∠(T(k_p，n)X^*(k_p，n))；

2)计算出的各导频子载波的旋转角度θ(k_p，n)，除以导频序号k_p，再做累加运算，最后除以导频子载波的个数，得到当前OFDM符号的频率最低的正子载波的相位偏移量φ(n)为

$\mathrm{\&phi;}\left(n\right)=(\underset{k_p}{\mathrm{\&Sigma;}}\mathrm{\&theta;}(k_p,n)/k_p)/\mathrm{num}\_\mathrm{of}\_\mathrm{pilots},$

其中num_of_pilots为当前OFDM符号内导频的个数。

3)各子载波序号乘以频率最低的正子载波的相位偏移量φ(n)，并算出每个子载波的相位偏移补偿因子e^-jkφ(n)。

4)每个子载波的相位偏移补偿因子e^-jkφ(n)与从信道和固定相位补偿器输出的各子载波T(k，n)对应相乘，即可得到经过采样频偏补偿后的各子载波为

                         Y(n，k)＝T(n，k)e^-jkφ(n)；

5)根据由步骤2)算出的当前OFDM符号的频率最低的正子载波的相位偏移量φ(n)，调整下一个OFDM符号有用数据窗的起始位置，方法如下：

若 $\left|\mathrm{\&phi;}\left(n\right)\right|>\frac{2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{num}\_\mathrm{of}\_\mathrm{used}\_\mathrm{subcarriers}}\&times;\mathrm{coef},$ 其中coef可取(0.5-1)，num_of_used_subcarriers是OFDM符号中用到的所有子载波个数(包括导频)，

则若φ(n)为正，下一个OFDM符号有用数据窗起始位置后移一个采样点；

若φ(n)为负，下一个OFDM符号有用数据窗起始位置前移一个采样点；

若 $\left|\mathrm{\&phi;}\left(n\right)\right|<\frac{2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{num}\_\mathrm{of}\_\mathrm{used}\_\mathrm{subcarriers}}\&times;\mathrm{coef},$ 则不作调整。

需要注意的是采用这种方法纠正采样频偏，定时同步算出的帧起始位置必须至少提前一个采样点。若要纠正更大的采样频偏，则需要提前更多的采样点，即必须要保证OFDM有用数据窗起始位置在CP之内。具体情况应视OFDM系统的帧持续时间及收发端采样时钟频率偏差的大小而定。

一种在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的装置，为能更好的理解本发明在OFDM通信系统中所起的作用，图1给出了本发明OFDM系统接收机组成实施例，它包括：

A/D模块100，将从射频接收电路解调出的模拟基带信号变换成数字信号，以便能用数字信号处理的方法对接收到的基带信号进行处理。

定时同步模块110，利用训练符REF1良好的互相关特性把接收到的数字基带信号与训练符REF1进行互相关运算，通过捕获相关峰来确定帧起始位置。

频率同步模块120，利用训练符REF1和训练符REF2的周期性进行自相关运算，算出频率偏差，补偿本地和远端载波频率偏差。由于存在噪音，故不可能准确估计出载波频偏，经过频率补偿后还存在残余载波频偏，它对信号的影响随着时间的推移而增加。这样每个OFDM符号近似存在一个由残余载波频偏引起的相位偏差。

去CP及时间窗调整模块130，用于去掉OFDM符号的CP(循环前缀)部分，并根据采样频偏估计和补偿模块190给出的反馈信息在必要时改变符号的有用时间窗位置。它属于本发明的一部分，后面将详细描述。

FFT模块140，用于将时域离散信号变换到频域，完成OFDM解调。

信道参数估计模块170，基于训练符REF2用一定的算法估计出各子载波的信道参数。

信道和相位补偿模块160，利用信道参数估计模块170算出的信道参数与残余载波频偏和相位估计模块150算出的相位偏差对信道和相位进行补偿。

载波残余频偏和相位估计模块150，利用数据符号的导频和导频子载波信道处的信道参数算出载波残余频偏和相位偏差。

采样频偏估计和补偿模块180，采用本发明提出的算法算出采样频偏引起的子载波相位旋转，对各载波进行补偿，并反馈信息到去CP和时间窗调整模块130。后面将详细描述。

Demapping(解映射)及解码模块190，对子载波进行解映射和解码处理，恢复出远端发送的数据流。

图2是采样频偏估计和补偿模块内部框图，它画出了本发明方法实施例中描述的步骤1)到步骤5)的实现。包括：

导频提取模块300，接收信道和相位补偿模块160输出的频域各子载波；用于从OFDM数据符号取出导频子载波。(对应于步骤1)中提到的导频提取)

导频序列发生器310，按照一定的规则生成与发送端一致的导频序列。通常导频序列由一组伪随机序列产生。(对应于步骤1)中提到的导频序列生成)

取共轭运算器320，将导频序列发生器310输出的导频序列取共轭。(对应于步骤1)中提到的取共轭运算)

乘法器330把导频提取模块300提取出的导频序列与取共轭运算器320输出的导频序列相乘。(对应于步骤1)中提到的乘法运算)

求角度运算器340，计算乘法器330输出结果的角度。通常硬件实现时用Cordic(数字坐标转换)算法模块实现。(对应于步骤1)中提到的求角度运算)

除法器350，将求角度运算器340输出的各角度除以对应的导频序号。实际上这个除法运算可用乘法实现，即乘以导频序号的倒数。(对应于步骤2)中提到的除以导频序号运算)

求平均器360，将除法器350输出的各角度求平均，即先累加，再除以导频的个数，即得到当前OFDM符号的频率最低的正子载波的相位偏移量φ(n)。(对应于步骤2)中提到的累加运算和除以导频子载波的个数运算)

计算各子载波相位补偿因子模块370，利用求平均器360输出的频率最低的正子载波的相位偏移量φ(n)，计算各子载波相位补偿因子e^-jkφ(n)。在硬件实现时，需要将e^-jkφ(n)转换成直角坐标的复数形式，这通常用Cordic算法模块实现。

乘法器380，把计算各子载波相位补偿因子模块370输出的各子载波相位补偿因子与信道和相位补偿模块160输出的各载波对应相乘，就完成了采样频偏补偿。

图3是去CP及时间窗调整模块内部框图，它画出了本发明技术方案中描述的步骤5)的实现。

可配置系数寄存器模块400，存储coef，其范围在(0.5-1)；

相位阈值计算器410，根据输入的OFDM符号子载波数和可配置系数寄存器400中的系数计算出作为基准的相位阈值；

绝对值器420，反馈相位偏移量φ(n)，经过得到反馈相位的绝对值；

相位比较器440，对输入的基准相位阈值与反馈相位的绝对值做比较；

CP长度调节器450，根据相位比较器440的输出以及符号检测器430的输出，修正CP的长度，修正方法具体见步骤5)；

时间窗调整器460，根据CP长度调节器450的输出去除CP，在时间域里调整下一个OFDM符号有用数据部分的起始位置。

图4给出了一个OFDM系统存在5ppm采样频偏时，未进行采样频偏校正时子载波星座图及。图5为经过本发明实施例提供的方法和装置进行采样频偏校正后的子载波星座图，从两图的对比可以看出，本发明实施例提供的采样频偏校正方法及装置是非常有效的。

Claims (10)

1、一种在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的方法，其特征在于包括以下步骤：

1)计算出各导频子载波的旋转角度θ(k_p，n)；

2)计算当前OFDM符号的频率最低的正子载波的相位偏移量φ(n)；

3)根据由步骤2)算出的相位偏移量φ(n)，调整下一个OFDM符号有用数据窗的起始位置。

2、根据权利要求1所述的一种在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的方法，其特征在于：

在所述步骤2)或步骤3)之后还包括：

(1)计算每个子载波的相位偏移补偿因子e^-jkφ(n)；

(2)计算经过采样频偏补偿后的各子载波。

3、根据权利要求1或2所述的一种在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的方法，其特征在于：所述步骤1)各导频子载波的旋转角度θ(k_p，n)的计算方法为：从信道和固定相位补偿器输出的当前OFDM符号的各子载波中，提取出导频子载波T(k_p，n)，并与导频发生器输出的导频序列取共轭后相乘，再求旋转角度。

4、根据权利要求1或2所述的一种在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的方法，其特征在于：所述步骤2)的相位偏移量φ(n)的计算方法为：将计算出的各导频子载波的旋转角度θ(k_p，n)，除以导频序号k_p，再做累加运算，最后除以导频子载波的个数。

5、根据权利要求1或2所述的一种在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的方法，其特征在于：所述步骤3)中调整方法为：

若 $\left|\mathrm{\&phi;}\left(n\right)\right|>\frac{2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{num}\_\mathrm{of}\_\mathrm{used}\_\mathrm{subcarriers}}\&times;\mathrm{coef},$ 其中coef取值范围为(0.5-1)，num_of_used_subcarriers为OFDM符号中用到的所有子载波个数，则若φ(n)为正，下一个OFDM符号有用数据窗起始位置后移一个采样点，若φ(n)为负，下一个OFDM符号有用数据窗起始位置前移一个采样点，若 $\left|\mathrm{\&phi;}\left(n\right)\right|<\frac{2\mathrm{\&pi;}}{\mathrm{num}\_\mathrm{of}\_\mathrm{used}\_\mathrm{subcarriers}}\&times;\mathrm{coef},$ 则不作调整。

6、根据权利要求2所述的一种在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的方法，其特征在于：所述步骤(2)中经过采样频偏补偿后的各子载波的计算方法为：将每个子载波的相位偏移补偿因子e^-jkφ(n)与从信道和固定相位补偿器输出的各子载波T(k，n)对应相乘。

7、一种在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的装置，包括去CP及时间窗调整模块、采样频偏估计和补偿模块，其特征在于：所述采样频偏估计和补偿模块计算出采样频偏引起的子载波相位旋转后，对各载波进行补偿，并反馈信息到去CP和时间窗调整模块，所述去CP及时间窗调整模块去掉OFDM符号的CP部分，根据采样频偏估计和补偿模块给出的反馈信息调整符号的有用时间窗位置。

8、根据权利要求7所述的一种在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的装置，其特征在于所述采样频偏估计和补偿模块包括：

导频提取模块，接收频域各子载波并取出导频子载波；

导频序列发生器，生成与发送端一致的导频序列；

取共轭运算器，接收所述导频序列并对它取共轭；

第一乘法器，把导频提取模块提取出的导频序列与取共轭运算器输出的导频序列相乘；

求角度运算器，计算乘法器输出结果的角度；

除法器，将求角度运算器输出的各角度除以对应的导频序号；

求平均器，将除法器输出的各角度求平均；得到当前OFDM符号的频率最低的正子载波的相位偏移量φ(n)。

9、根据权利要求8所述的一种在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的装置，其特征在于所述采样频偏估计和补偿模块还包括：

计算各子载波相位补偿因子模块，利用求平均器输出的频率最低的正子载波的相位偏移量φ(n)，计算各子载波相位补偿因子e^-jkφ(n)；

第二乘法器，把计算各子载波相位补偿因子模块输出的各子载波相位补偿因子与信道和相位补偿模块输出的各载波对应相乘，完成采样频偏补偿。

10、根据权利要求8或9所述的一种在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的装置，其特征在于所述去CP及时间窗调整模块包括：

可配置系数寄存器模块，存储了可配置系数coef，其范围在(0.5-1)；

相位阈值计算器，根据输入的OFDM符号子载波数和可配置系数寄存器中的系数计算出作为基准的相位阈值；

绝对值器，对求平均器计算出的相位偏移量φ(n)取绝对值；

相位比较器，相位阈值计算器的基准相位阈值与绝对值器的结果进行比较；

CP长度调节器，根据相位比较器的输出，修正CP的长度；

时间窗调整器，根据CP长度调节器的输出去除CP，在时间域里调整下一个OFDM符号有用数据部分的起始位置。

Images