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CN101027864A - 多天线无线通信系统的符号定时检测方法 - Google Patents

多天线无线通信系统的符号定时检测方法 Download PDF

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CN101027864A
CN101027864A CNA2005800322894A CN200580032289A CN101027864A CN 101027864 A CN101027864 A CN 101027864A CN A2005800322894 A CNA2005800322894 A CN A2005800322894A CN 200580032289 A CN200580032289 A CN 200580032289A CN 101027864 A CN101027864 A CN 101027864A
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timing
antenna
symbol
communication system
radio communication
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CNA2005800322894A
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黎海涛
李继峰
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Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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Abstract

本发明为一种在多天线无线通信系统的符号定时检测方法，该方法在空分复用OFDM系统中能比以往大大降低计算量并能检测精确的符号定时，而且具有较低的实现复杂度。根据该方法，在符号定时阶段，发送端仅从第一根天线发射定时训练序列。接收端符号定时包括粗、精定时阶段：在粗定时阶段，计算每根天线端接收信号与其时延的自相关值，并把各根天线端的相关值输出合并，确定粗定时窗；在精定时阶段，利用接收符号实部与训练序列实部的符号作卷积运算，并把各根天线端的卷积输出合并，得到多个输出峰值，通过在粗定时窗内搜索最后一个卷积峰值，实现符号精定时。

Description

多天线无线通信系统的符号定时检测方法
技术领域
本发明涉及多天线无线通信系统的符号定时检测方法，特别是新一代高吞吐量无线局域网络，如采用多天线架构的无线局域网络的符号定时检测方法。
背景技术
随着无线局域网(WLAN)在通信应用中的迅猛发展，为满足向用户提供高质量服务的需求，需要开发具有更高吞吐量和网络容量的新一代WLAN。近来，IEEE标准委员会成立了802.11n工作组，即高吞量工作组(HTSG)，期望以802.11a/g标准为基础，制定下一代WLAN标准，其目标是物理层数据率达到250Mbps，实际吞吐量超过100Mbps。
目前的局域网标准802.11a基于正交频分复用(OFDM)。一种富有潜力的提高该标准数据传送率的技术方案在于：在发送和接收端采用多天线技术(MIMO)，MIMO与OFDM相结合的MIMO-OFDM使它同时具有MIMO高频谱效率、高数据率和OFDM抗频率选择性衰落的优点。
对采用随机接入协议的分组交换高速WLAN系统，分组到达时间的随机性和高速率特点要求接收到一个分组后能快速实现定时同步，而目前对MIMO-OFDM定时同步的研究报道较少。
非专利文献1提出的方法改进了单天线OFDM符号定时算法。先计算接收信号的复自相关值和功率，并利用最大归一化相关(MNC)准则确定粗定时位置；然后计算接收信号与训练序列的互相关值，以粗定时位置为中心取一定搜索半径搜索互相关能量最大的位置为精定时估计。
非专利文献2描述的定时方法也包括粗定时和精定时两步。与非专利文献1所述方法的不同之处在于，一是非专利文献2的训练序列采用了调制正交序列，二是在粗定时阶段没有采用MNC准则，而是计算接收信号的复自相关幅值与其功率的比值确定粗定时窗。
然而，在上述方法中，均采用了从多根天线同时发射用于定时的训练序列，粗定时阶段需按照一定准则计算得到粗定时位置，精定时估计阶段均采用以粗定时位置为中心，在一定搜索半径内搜索互相关幅度平方最大的位置为精定时位置，且精定估计时阶段利用了长的训练序列，因此存在实现复杂度较高的问题。
非专利文献1：Allert van zelst，Tim C.W.Schenk于2004年2月，IEEETrans.SP，vol.52，no.2，第483-493页《基于MIMO OFDM的无线LAN系统的实现》(Implementation of a MIMO OFDM-based Wireless LAN system，IEEE Trans.SP，vol.52，no.2，pp.483-493，Feb.2004)。
非专利文献2：A.N.Mody，G.L.Stuber于2001年11月IEEE GlobalComm.Conf.，vol.1，第509-513页《MIMO OFDM系统的同步》(Synchronization for MIMO OFDM systems.IEEE Global Comm.Conf.，vol.1，pp509-513，Nov.2001)。
发明内容
本发明的目的在于提供一种多天线无线通信系统的符号定时检测方法，该方法在空分复用OFDM系统中能比以往大大降低计算量并能检测精确的符号定时，而且具有较低的实现复杂度。
根据本发明的一个方面，提出了一种多天线无线通信系统的符号定时检测方法，所述方法包括以下步骤：在发送端，仅从一根天线发射定时训练序列；在接收端，由多个天线接收从所述发送端发送过来的所述定时训练序列；计算每根天线接收到的信号与接收到的所述信号的时延的复相关幅度值，并在将各根天线的所述复相关幅度值输出合并之后，将合并后的所述幅度与预定门限值进行比较，从而确定粗定时窗；以及将每根天线接收到的信号的符号序列与所述定时训练序列进行卷积运算，对每根天线的卷积输出结果进行合并，并在所述粗定时窗内搜索最后一个卷积峰值，从而检测符号的定时。
根据本发明的另一方面，提出了一种多天线无线通信系统的符号定时检测方法，所述方法包括以下步骤：在发送端，仅从一根天线发射定时训练序列；在接收端，由多个天线接收从所述发送端发送过来的信号；计算每根天线接收到的信号与接收到的所述信号的时延的复相关幅度值，并在将各根天线的复相关幅度值输出合并之后，将合并后的所述幅度与预定门限值进行比较，从而确定粗定时窗；以及将每根天线接收到的信号的符号序列的实部与所述定时训练序列的实部进行卷积运算，对每根天线的卷积输出结果进行合并，并在所述粗定时窗内搜索最后一个卷积峰值，从而检测符号的定时。
根据本发明方法，在空分复用OFDM系统中能比以往大大降低计算量并能检测精确的符号定时，而且具有较低的实现复杂度。
附图说明
图1A是根据本发明一个实施例的MIMO-OFDM系统发信机的结构框图；
图1B是根据本发明一个实施例的MIMO-OFDM系统收信机的结构框图；
图2是根据本发明一个实施例的多天线系统的训练序列格式；
图3是根据本发明一个实施例的IEEE 802.11a标准的训练序列；
图4A是根据本发明实施例的符号定时框图；
图4B是传统方法的符号定时框图；
图5A是根据本发明实施例的获取粗定时窗的流程图；
图5B是传统方法的获取粗定时位置的流程图；
图6A是根据本发明实施例的模拟结果；
图6B是根据本发明实施例的模拟结果；
图7A是根据本发明实施例的自相关幅度值；
图7B是根据本发明实施例的自相关幅度值；
图8A是根据本发明实施例的互相关处理的流程图；
图8B是传统方法的互相关处理的流程图；
图9A是根据本发明实施例的卷积输出幅度值；
图9B是根据本发明实施例的卷积输出幅度值；
图10A是根据本发明实施例的卷积幅度值；
图10B是根据本发明实施例的卷积幅度值；
图11A是根据本发明实施例的粗定时窗内搜索起始样本位置；
图11B是根据本发明实施例的粗定时窗内搜索起始样本位置；以及
图12是根据本发明实施例的符号定时算法。
具体实施方式
(实施例)
下面结合附图具体讨论本发明实施例。应该指出，所描述的实施例仅是为了说明的目的，而不是对本发明范围的限制。
本发明以如IEEE 802.11a等OFDM通信系统为基础，扩展到多天线系统架构下，即在发送端安装Nt根天线，在接收端安装Nr根天线。发送端的系统如图1A所示，串/并变换器101把输入比特流复用为Nt个符号子流。编码器102对输入比特流进行信道编码以抵抗噪声。交织器103对编码输出进行交织处理以降低比特流相关性。调制器104对交织器103的输出比特流调制为符号流。插入导频模块105完成在发送符号流中插入用于定时、信道估计的导频序列。IDFT处理器106对调制符号流作Nc点逆离散傅氏变换(IDFT)。CP附加模块107对IDFT处理后的符号流加入循环前缀(CP)。TX模块108把得到的OFDM基带符号经载波调制后发射。
接收端的系统如图1B所示，RX模块201把接收到的OFDM载波信号下变频为基带符号。时频同步模块202完成符号定时、频率同步。移除CP模块203把OFDM符号的循环前缀删除。DFT模块204进行Nc点离散傅氏变换(DFT)。MIMO检测、信道估计、解调、解交织、译码模块205对DFT输出进行接收信号处理、信道估计、解调、解交织、译码后恢复信息比特流。
多天线系统中，训练序列(也称导频序列、前导)的设计是一个重要问题。为估计出从每根发射天线到接收天线的子信道，不同天线间的训练序列应设计为正交或时移正交，本发明采用时移正交方式，即若训练序列的持续时间为Tp，每根天线发送的训练序列在时间上相差Tp。因为系统训练序列的总长随发射天线数Nt线性增长，为降低复杂度，本发明提出用于定时的训练序列部分仅从第一根天线发射，如图2所示，天线1#的t1～t10为定时训练序列。
图3示出了采用IEEE 802.11a标准中规定的前导训练序列格式。前导训练序列格式由10个持续时间为0.8μs的短符号(t1～t10)和2个持续时间为3.2μs的长符号(T1～T2)组成。其中短符号(t1～t10)用于自动增益控制(AGC)、符号定时、粗频偏检测等；长符号(T1～T2)用于信道估计、精频率同步，持续时间为2×0.8μs的G12是长符号循环前缀。训练序列之后是数据符号流。短、长符号序列的总持续时间均为8μs，为2个OFDM符号周期(每个OFDM符号持续时间为4μs)。
在IEEE802.11a标准中，定义的一个IFFT周期内(64个载波，持续时间3.2μs)的频域短符号(长64)由下面的表达式(1)表示，
S - 32,31 = 13 / 6 * { 0,0,0,0,0,0,0,0,1 + j , 0,0,0 - 1 - j , 0,0,0,1 + j , 0,0,0 - 1 - j ,
0,0,0 , - 1 - j , 0,0,0,1 + j , 0,0,0,0,0,0,0 - 1 - j , 0,0,0 , - 1 - j ,
0,0,0,1 + j , 0,0,0,1 + j , 0,0,0,1 + j , 0,0,0,1 + j , 0,0,0,0,0,0,0 }
                                                ......(1)
它利用了64个子载波中的12个承载发送符号，常数
Figure A20058003228900085
用于归一化短序列，使平均发射功率为1。对式(1)采用64点IFFT处理后，频域短序列变换到时域。该时域短符号序列(64个载波承载)由表达式(2)中的序列重复四次得到，即16×4＝64。
rshort＝{0.046+j0.046，-0.132+j0.002，-0.013-j0.079，0.143-j0.013，
0.092，0.143-j0.013，-0.013-j0.079，-0.132+j0.002，
0.046+j0.046，0.002-j0.132，-0.079+j0.013，-0.013+j0.143，
0.092，-0.013+j0.143，-0.079-j0.013，0.002-j0.132}
                                                     ……(2)
这里，rshort为一个时域短符号，如t1，其长为16。把rshort序列重复10次即得到整个时域短符号序列t1～t10，其长为160，它具有周期性特点，周期为一个时域短符号序列长度16。
以此为基础，本发明提出以下算法。
在本发明提出的符号定时检测方法中，计算接收信号的自相关得到粗定时窗(步骤ST401)，同时，计算接收信号与训练序列的卷积得到输出峰值(步骤ST402)，最后在粗定时窗内搜索最后一个峰值得到符号定时位置(步骤ST403)，如图4A所示。在本发明的方法中，计算接收信号的自相关、接收信号与训练序列的卷积可并行处理。而非专利文献1提出的方法，如图4B所示，虽然均存在计算接收信号的自相关、接收信号与训练序列的互相关，但在具体处理上不同，下面对此进行详细分析。
在粗定时阶段，在每根接收天线端计算接收符号与其时延的自相关，把每根天线的自相关输出幅度合并后，与给定门限值比较获得粗定时窗。注意到由于信道环境的变化，门限值应根据信道条件自适应调整。
由于自相关输出幅度值出现一个相对平坦区而不是单独的峰值，故不能正确判定开始样本，特别是在低SNR情况下。但通过门限比较，可以得到一个粗定时窗，即相对平坦区。
本实施例的得到粗定时流程如图5A所示。先计算接收信号的自相关(步骤ST501)，并利用多天线接收系统的空间分集特点把每根天线的自相关输出按下面的表达式(3)合并(步骤ST502)：
Λ ( n ) = Σ k = 0 N Σ q = 1 N r r q ( k + n ) r q * ( k + n + L ) · · · · · · ( 3 )
Λ定义为接收序列与其时延L个样本的复相关，rq(n)为第q根天线接收到的第n个样本，N为FFT点数(即OFDM子载波数)。把Λ的幅度与一定门限值比较获得粗定时窗(步骤ST503)。由于信道环境的变化，门限值应根据信道条件自适应调整。非专利文献1的方法是先计算接收信号与其时延自相关和接收信号自相关、接收信号功率后，利用最大归一化(MNC)准则确定粗定时位置，如图5B所示。
粗定时模拟结果如图6A～7B所示。不另说明，在模拟中，所有信道实现次数均为100；对每个OFDM子载波采样一个样本；系统参数与IEEE802.11a标准一致，如IFFT、FFT点数为64，CP长16；时延L为16。图6A和图6B表示在平坦衰落信道、未加噪声时的自相关幅度值，图6A为2个发送、2个接收天线系统的输出，图6B为4个发送、4个接收天线的输出结果。图7A和图7B表示在平坦衰落信道和低信噪比环境(每天线接收信噪比为0dB)的自相关幅度值，图7A为2个发送、2个接收天线系统的输出，图7B为4个发送、4个接收天线系统的输出。
从图6A～7B中可以看出，曲线先上升到一定值，然后在N个样本持续时间内保持相对平坦，最后下降到一定值。未加噪声时(图6A和图6B)比含噪时(图7A和图7B)的平台区更平坦。我们的目的是检测从第一个接收样本开始的第(N+CP+1)个样本位置，对应本实施例中即为第(64+16+1)＝81个样本。由于这些相关输出幅度值出现一个平台而不是单独的峰值，故不能正确判定该样本，特别是在低SNR情况下。但通过门限比较(图6A的门限可设为1.45，图6B的门限可设为3.25)，可以得到一个相对平坦区，即粗定时窗。
以此为基础，提出下面算法实现精定时。
本发明利用短序列的周期性特点，把每根天线接收信号与一个短符号作卷积运算，并把每根天线的卷积结果合并。优选地，为降低实现复杂度，仅取短序列实部的符号与接收信号的实部作卷积运算。得到多个卷积输出峰值。最后，结合已得到的粗定时窗，在此窗内搜索最后一个卷积输出峰值，可以正确判定符号定时位置。
本实施例的卷积处理的流程图如图8A所示。利用时域短符号序列的周期性特点，把每根天线接收序列与一个短符号(长16)作卷积运算，同样，利用空间分集特点，如表达式(4)所示把每根天线的卷积结果合并：
C ( n ) = Σ k = 0 N Σ q = 1 N r Re [ r q ( k + n ) ] ⊗ Re [ r short ] · · · · · · ( 4 )
上式中，将“”定义为卷积。
为降低系统复杂度，仅取rshort实部的符号与rq(n)作卷积运算，但本发明并不局限于此，也可以采用复数rshort与rq(n)作卷积运算。图8B为传统方法的互相关处理流程图，它是取接收符号与整个训练序列作相关运算，相对图8A的方法，计算复杂度较高。
图9A和图9B表示在平坦衰落信道和未加噪声时的卷积幅度值，其中图9A为2个发送、2个接收天线系统的输出，与9B为4个发送、4个接收天线的输出。图10A和图10B表示在平坦衰落信道和低信噪比环境(每天线接收信噪比为0dB)的卷积输出幅值(均归一化)，图10A为2个发送、2个接收天线系统的输出，图10B为4个发送、4个接收天线的输出，可观察到以短符号长为周期出现卷积输出峰值。比较图9A、9B和图10A、10B，可知增加噪声之后，峰值输出发生较大畸变，仅利用互相关难以判定定时位置，需联合自相关结果。同时，比较图10A和10B，可以看出，利用多接收天线分集可降低噪声影响。
最后，结合已获得的粗定时窗，在此窗内搜索最后一个卷积输出峰值，即可正确判定第(N+CP+1)样本点，如图11A和图11B。其中图11A为平坦衰落、每个天线接收信噪比为10dB，在4个发送、4个接收天线条件下系统符号定时的结果，其粗同步门限设为3.4。图11B为平坦衰落、每个天线接收信噪比为0dB，在4个发送、4个接收天线条件下系统符号定时的结果，其粗同步门限设为3.3。由图可见，无论在一般信道环境，还是在低信噪比条件下，本发明提出方法均能正确检测符号定时。
概括起来，本发明所提出的符号定时算法如图12所示。为提高处理速度，本发明把自相关(图左)和卷积运算(图12右)并行处理。自相关处理时，若每根天线接收信号样本为rq，把rq与其时延L并取复共轭的信号相乘，得每根天线的自相关输出，将其合并、取绝对值后，与一定门限比较得到搜索窗(即粗定时窗)。卷积运算时，把频域短训练序列经IFFT变换到时域后，选取其中一个短符号，并取其实部的符号；同时取每根天线接收信号实部，对二者作卷积运算得到输出Cq，把各根天线卷积结果合并，得到输出峰值。最后，在粗定时窗内搜索最后一个峰值即可得到系统符号定时。
本发明具以下优点，即：1)系统仅从一根天线发射定时训练序列，降低了实现复杂度；2)在粗定时阶段，直接计算接收信号的时延自相关来确定粗定时窗，而传统方法是计算出时延自相关、功率后再按照一定度量准则计算出粗定时位置。与传统方法相比，本发明的方法省去了计算接收信号功率、度量准则等的计算量；3)在精定时阶段，本发明是计算接收信号与训练序列的卷积输出后，在粗定时窗内搜索最后一个峰值确定定时位置，而传统方法是以粗定时位置为中心，在一定搜索半径内搜索接收符号与训练序列的互相关幅度平方最大的位置为精定时位置的方法。由于搜索半径不确定，不同半径下得到的定时位置可能不同，导致定时误差；且在计算互相关时，从本发明利用802.11a标准的前导序列中短符号序列的周期性特点，仅取接收信号实部与一个长16的短符号序列实部的符号作卷积运算，而传统方法是取接收信号的实、虚部与整个参考序列(长＞16)的实、虚部作相关运算。与传统方法相比，本发明提出方法复杂度较低。4)利用多天线系统的空间分集特点，在粗、精定时阶段均把每根天线输出合并后再处理，降低了噪声影响。
尽管已经针对典型实施例示出和描述了本发明，本领域的技术人员应该理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种其他的改变、替换和添加。
工业实用性
本发明的多天线无线通信系统的符号定时检测方法，特别适合于新一代高吞吐量无线局域网络，如采用多天线架构的无线局域网络。

Claims (8)

1.一种多天线无线通信系统的符号定时检测方法，所述方法包括以下步骤：
在发送端，仅从一根天线发射定时训练序列；
在接收端，由多个天线接收从所述发送端发送过来的信号；
计算每根天线接收到的信号与接收到的所述信号的时延的复相关幅度值，并在将各根天线的所述复相关幅度值输出合并之后，将合并后的所述幅度与预定门限值进行比较，从而确定粗定时窗；以及
将每根天线接收到的信号的符号序列与所述定时训练序列进行卷积运算，对每根天线的卷积输出结果进行合并，并在所述粗定时窗内搜索最后一个卷积峰值，从而检测符号的定时。
2.根据权利要求1所述的多天线无线通信系统的符号定时检测方法，其特征在于所述定时训练序列为短符号序列。
3.根据权利要求1所述的多天线无线通信系统的符号定时检测方法，其特征在于根据信道条件，自适应地调整所述预定门限值。
4.根据权利要求1所述的多天线无线通信系统的符号定时检测方法，其特征在于所述多天线无线通信系统是采用空分复用方式的多天线正交频分复用系统。
5.一种多天线无线通信系统的符号定时检测方法，所述方法包括以下步骤：
在发送端，仅从一根天线发射定时训练序列；
在接收端，由多个天线接收从所述发送端发送过来的信号；
计算每根天线接收到的信号与接收到的所述信号的时延的复相关幅度值，并在将各根天线的复相关幅度值输出合并之后，将合并后的所述幅度与预定门限值进行比较，从而确定粗定时窗；以及
将每根天线接收到的信号的符号序列的实部与所述定时训练序列的实部进行卷积运算，对每根天线的卷积输出结果进行合并，并在所述粗定时窗内搜索最后一个卷积峰值，从而检测符号的定时。
6.根据权利要求5所述的多天线无线通信系统的符号定时检测方法，其特征在于所述定时训练序列为短符号序列。
7.根据权利要求5所述的多天线无线通信系统的符号定时检测方法，其特征在于根据信道条件，自适应地调整所述预定门限值。
8.根据权利要求5所述的多天线无线通信系统的符号定时检测方法，其特征在于所述多天线无线通信系统是采用空分复用方式的多天线正交频分复用系统。
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