CN1007029B - 同步电动机的速度控制装置 - Google Patents

Abstract

一个同步电动机的速度控制装置，具有一个与电动机转子固定连接的分相器，该分相器产生一个与电动机旋转磁场角位置相对应的调相信号；一个将调相信号转换为电动机转速信号的电路；一个根据转速信号来产生比参考信号超前相位角的相位补偿电路；一个将调相信号与转速指令信号相乘的乘法器；一个利用相位补偿电路的输出对乘法器的输出进行同步整流的同步整流器以及一个电流控制回路电路，用来接收同步整流器的输出并产生一个具有与相位补偿电路中相位超前角相等的相位滞后角信号。

Description

本发明是关于在电枢中通以交流电流的电动机的速度控制装置，更具体地说，是关于具有旋转磁场的同步电动机的变速控制装置。

旋转磁场式同步电动机具有一个可称之为定子的电枢和称之为转子的磁极。流入电动机定子绕组的多相交流电流产生旋转磁场，该旋转磁场通过作用于转子上的磁引力使其同步旋转。在介绍常规的同步电动机的速度控制装置以前，先说明一下直流电动机和同步电动机所产生的力矩的关系，将有助于容易地理解本发明。

图1A为一直流电动机在转轴方向的截面图。其中FM是磁极，AM是一个电枢，AW是电枢绕组，DCV是直流电源。图1B说明了图1A所示的在直流电动机中产生的有关电枢电流（Ia）、磁场或磁通量（φ）和力矩（T）的弗来明左手定则。如图1A、1B所示，一个整流器RC接通或断开电枢电流Ia以使它总保持在与磁通φ垂直方向上流动。在此情况下，产生的力矩T如下所示：

T＝K·φ·Ia    （1）

这里K为常量。

等式（1）表示当磁通φ的值为常量时，力矩T与电枢电流Ia成比例。

图2表示沿同步电动机转轴方向的截面图，该同步电动机具有旋转磁场磁极PM，其中“SW”表示定子绕组而“Is”表示流过定子绕组“SW”的电流矢量。为了将式（1）运用于图2所示的具有旋转磁场磁极的同步电动机，有必要将磁极PM的磁通φ以磁通矢量φs表示。进一步地，定子绕组SW的电枢电流Ia用电流矢量Is表示，相应地，同步电动机所产生的力矩T由式（2）表示：

T＝K·φs·Is    COS    γ    （2）

图3表示图2所示的同步电动机的等值电路。在图中Ra表示定子（电枢）绕组的电阻，Xs表示在定子绕组上的感应磁通和漏磁通的等效电感，V是电压源，γ是电枢电流

s与电枢电流在定子绕组上的感应电动势

_o的相位差。

因此，当相位差γ为零，即电动势

_o与电枢电流

s同相时，式（2）变成下式：

T＝K·φs·Is    （3）

式（3）表示同步电动机有可能用与直流电动机相同的产生力矩的方式来驱动。

换句话说，式（3）表明为了有效地驱动同步电动机，有必要控制流过定子绕组的电枢电流Is以便使旋转磁场的磁通φs总是与电流Is成直角。

此外，电枢电流Is可称为同步电动机角速度ω初滞后角的函数，它包括一个由定子绕组的电阻Ra和电感La组成的时间常数Ta。相应地，当同步电动机转速升高时，就产生了电枢电流Is的相位滞后。

在同步电动机的驱动装置中采用一个电流控制回路来减小相位滞后是一种传统的方法。

图4为一电动机驱动装置的控制框图。图中，GV表示该装置中电流放大器的放大系数，Gi表示该装置中的电流反馈增益。

在图4中，装置的传递函数G（s）如下所示：

$\mathrm{G\; (\; S\; )\; =\; I\; /\; V\; =}\frac{\mathrm{G\; V\; (}\frac{1}{\mathrm{R\; \alpha }}·\frac{1}{\mathrm{1\; +\; ST\; \alpha }})}{\mathrm{1\; +\; G\; i\; ·\; G\; V\; (}\frac{1}{\mathrm{R\; \alpha }}+\frac{1}{\mathrm{1\; +\; ST\; \alpha }})}\mathrm{(\; 4\; )}$

这里S＝jw，

此外，开路增益G_o（S）表示如下：

G_o（S）＝Gi·GV/Ra（1+STa） （5）

当G_o（S）＞＞1时，传递函数变为下式：

G（S）＝1/Gi    （6）

式（6）表示当G_o（S）＞＞1时，传递函数与时间常数Ta和旋转角速度ω无关。这就是在同步电动机的驱动装置上采用电流控制回路的原因。

图5表示用于同步电动机驱动控制的常规式控制电路框图。

在该图中，标号2表示，一个两相分相器，它对于同步电动机6的转子7的转角θ产生一个调相信号。标号2a、2b是分相器2的初级绕组，分别为余弦绕组和正弦绕组，由参考信号发生器提供的正弦波信号Cos    Wot和Sin    Wot分别输入这两个绕组。标号2C是在分相器2转子上的次组绕组，该转子被固定在电动机6的转子7上，当初级绕组2a，2b和次级绕组2c间产生电动势时，次级绕组2c上就产生了信号

Sin（ωot+θ）。

标号8是一个乘法器，用来将输出信号Sin（ωot+θ）和速度指令装置10的输出信号V相乘。标号12表示波整形器，用来把一个输出信号Sin（ωot）整形为矩形脉冲系列。

标号14表示一个同步整流电路（或相位鉴别电路），其作用是用来自波整形器12的矩形波信号对乘法器8的输出信号V·Sin（ωot+θ）作同步整流。

标号16是一电流控制回器，用来产生一控制信号I^＊Sinθ，从而供给一个由半导体元件组成的已知功率驱动装置18。电流控制回路16接收信号V·Sinθ和由检测装置17产生的电流反馈信号Ifb，该检测装置检测流过电动机6的电枢绕组的实际电流。

图6A、6B是图5中同步整流器14的详细框图。图6A和6B分别表示数据型和模拟型同步整流器。

如图6A所示，数据型同步整流器14A具有一个波整形器22，其作用是把信号Sin(wot+θ)变为矩形波信号23；一个微分器24它在波整形器12的各输出矩形信号21上跳沿到来的同时，对其进行时间微分从而产生一脉冲信号Pr，如图6C所示；另一个微分器26，如图6C所示，它通过对波整形器22的输出信号23在其每一信号的上跳沿到来的同时进行微分而获得脉冲信号Pr′；以及一个触发电路28，它由脉冲Pr置“1”并由脉冲Pr′清零。同步整流器14A进一步包括一个“与”门32，当触发电路28置1时，允许从脉冲发生器30产生的时钟脉冲Dp通过。数字型同步整流器14A还包括一个计数器34，供计录通过“与”门32的时钟脉冲数；转换器36，它根据计数器34的值和速度指令信号V产生一个信号V·Sinθ。其中计数器34的值和参考信号Sin  wot与分相器2产生的调相信号Sin(wot+θ)的相位差θ相对应，该转换器36包括一个涉及到值θ并将其转换为Sinθ的参考存储盘36A，和一个数摸转换器36B。14A还有一个乘法器35，用来将速度指令信号V和信号Sinθ作乘法。

另一方面，图6B表示一个模拟式同步整流器14。在图中，标号38是波整形器，它的输出信号在反相器45中作逻辑非运算，然后送入模拟开关装置40中的开关44，波整形器的38的另一个输出信号被送到模拟装置40中的开关42上，开关42允许信号V.·Si（wot+θ）通过一个低通滤波器48来形成信号VSinθ。开关44允许模拟反相器41产生的VSin（wot+θ）通过一个低通滤波器48来形成信号VSinθ反相信号47通过低通滤波器48，该模拟反相器 包括一个运算放大器46，一个输入电阻46A和一个反馈电阻46B。图7A表示图5所示的电流控制回路16的电路图。在该图中，标号16A是放大系数为Gi的运算放大器，标号16B,16C和16D是电阻，标号16E为电容。

下面，对图5所示的电路框图的功能及工作进行解释。

在该图中，当在同步电动机6上的可旋转的转子7以角速度W旋转，并且其转角转到如图所示的角度θ时，分相器2的次级绕组2C产生一个调相信号Sin（wot+θ），乘法器8将速度指令值V和调相信号Sin（wot+θ）相乘，从而产生信号VSin（wot+θ）。同步整流器14用来自波整形器12的矩形波同步地对调整信号VSin（wot+θ）进行整流，产生与转子7角位移一致的信号VSinφ。

接着，信号VSinθ和电流反馈信号Ifb被送入电流控制回路装置16中，产生控制信号I＊Sinφ，并将它送入半导体型驱动装置18。在装置18中，信号I＊Sinφ被变为多相交流信号，将每相信号送到与电动机6的定子上的电枢绕组相对应的功率反相器。所以，每一电枢电流在电动机6中产生一旋转磁场。如上所述，由于每一电枢电流与转子旋转角φ一致并与电动机中磁场方向相同，所以，磁通φ的方向和每一电枢电流的相位差可保持直角π／2。

然而，当旋转速度很高及角速度ω值很大时，等式（5）不成立。图7B表示一个频率特性取决于“ω”值的传递函数G（jω）。

在该图中，由于旋转角速度ω值大，输出信号IaSin（θ－φ）含有一相位滞后角φ。在此情况下，φ被称为传递函数G（jω）的相位角：

                φ＝afg·G（jω）

图7C是一个总电路框图，它提出了一种消除图7B所示的相位滞后φ的基本技术概念。在图7C中，方框40提供了一个可能消除 相位滞后的方法即由电动机旋转速度V和常量K形成的φ与信号V    Sinθ共同起作用，从而使相位θ超前φ角。

此外，如图4和5所示，与在驱动装置18中的功率放大器相对应的方框GV通常包括一些延迟电路元件，由此，随旋转角速度ω变化的总相位滞后也增大同样的值。

因而，采用图5所示的同步电动机的常规速控装置在转子高速运行时，由于产生旋转磁场和电枢电流（Ia）的相位差，不可能获得理想的控制。

因此，本发明的第一个目的就是提供一个使旋转磁场的磁通φ和电枢电流Ia总是控制为互成直角的同步电动机的控制装置，利用它，即使在电动机的高转速区仍能获得理想的控制。

本发明的第二个目的是提供一个补偿装置，用来补偿在带有电流控制回路的电动机驱动装置内产生的电枢电流的相位滞后。

根据本发明，上述目的通过给同步电动机增加一速控装置即可实现。该速控装置包括一个检测装置用来产生一个与电动机转子相对应的旋转磁场的角位置有关的信号;一个为响应检测装置所发出的信号而设的操作装置（图5和图8中的标号3），用来产生电枢电流所要求的电枢电流指令信号;一个响应电枢指令信号的电流控制回路电路，用来产生电枢电流;一个响应电流控制回路电路信号的功率反相装置，用来使所需电枢电流在电动机电枢绕组中流动;以及一个响应电动机转子速度的相位补偿装置，用以产生信号超前相角来补偿电枢电流指令信号，本发明将通过附图更详细地描述。

在附图中：

图1A是沿直流电动机轴方向的截面图，用以解释其中产生的力矩。

图1B表示电枢电流，磁场和力矩三者方向的关系。

图2表示具有旋转磁场的同步电动机沿轴方向的截面图。

图3为图2所示的电动机的等值电路图。

图4表示与同步电动机速控系统相对应的传递函数的总框图。

图5表示同步电动机常规控制电路的框图。

图6A表示数字型同步整流器电路图。

图6B表示模拟型同步整流器电路图。

图6C表示图6A中的信号的时间曲线。

图7A表示电流控制回路的电路图。

图7B为与功率驱动装置相应的传递函数框图，该功率驱动装置包括一个电流控制回路和电枢绕组，并在其中产生一个相位滞后。

图7C为由本发明提出的相位补偿的框图。

图8为本发明速度控制装置的电路框图。

图9为图8所示的相位补偿电路的详细框图。

图10表示图9所示的每一信号的时间曲线。

图11表示用来由调相信号E_o产生的速度信号

（＝ (dB)/(dt) ）的电路框图，该调相信号是二相分相器的次级绕组产生的。

在图8中，与图5相对应的元件标号表示同一元件，参考图8，标号50是响应分相器Z的次绕组2C的调相信号Sin（ωot+θ）的电路，它用来产生对应于转子7转速的速度信号“C”。如图11所示，电路50包括一个将调相信号Sin（ωot+θ）形成矩形波的波整形器，一个同步整流器，一个低通滤波器和一个时间微分器。

图11表示一个由调相信号E_o产生速度信号

（＝ (dB)/(dt) ）的电路框图，该调相信号产生在一个两相分相器100的次绕组101中。在该图中，标号104是一个带通滤波器，标号106是一个波整形器，标号108和110是同步整流器（或鉴相器），标号112和114是低通滤波器，标号116是一个开关电路而标号118是时间微分器。

信号SOW（ωot+θ）表示从波整形器106出来的方波（矩形波），其中ω_o是参考信号发生器102产生的角速度，该参考信号发生器产生信号SQW₁，SQW₂分别用作整流器108和110整流参考信号。

在参考信号发生器102中产生的信号E1（＝Sin ωot）和E₂（＝Cos ωot）被作为激励信号供给分相器100的初绕组100A和100B。参考日本专利公开号57-187659和57-187660或美国专利序号363525，可清楚了解更具体的电路图及它的运行。

标号52是一个位于波整形器12和同步整流器14之间的相位补偿电路。该相位补偿电路由速度信号“C”控制，波整形器12的输出是矩形“b”。

参考信号发生器4产生一比参考信号Sin    ωot超前π/2的信号“a”。

图9表示在图8中所示的相位补偿电路52的详细电路框图，其中标号54是一积分器，它对波整形器12产生的矩形波信号“b”进行时间积分（参考图10中时间曲线（2）），标号56是一比较器，用来将速度信号“C”与积分器54产生的信号54S进行逻辑比较，信号“C”和54S两者都在图10的时间曲线（3）上表示出来。标号58是一个逻辑运算电路，例如d型触发器，用来产生图10时间曲线（7）中的信号“d”，其相位角比信号“b”超前“φ”。比较器56和57分别产生信号56S和57S，逻辑运算更具体的过程由图10中时间曲线（4），（5），（6）和（7）给予描述。

图10是一组由（1）至（7）的时间曲线，各表示相位比较器中的信号波形。

参考图10，第一条时间曲线（1）表示由参考信号发生器4产生的参考信号Sin（ωot+ (π)/2 ）。

第二条时间曲线（2）表示对应于参考信号Sin（ωot+π/2）的矩形信号“b”。

第三条时间曲线（3）分别表示直线信号“C”，实线三角波信号54S，和虚线三角波信号56S，将矩形波“b”对时间进行积分的结果形成了三角波信号54S和56S。

第四条时间曲线（4）表示当速度信号C＝0时的信号56S，即当54S大于速度信号“C”（＝0）时，信号56S的逻辑值为高电位。而且，应该注意在速度信号C（＝0）时信号56S比信号“b”延迟了π/2相位。

第五条时间曲线（5）表示信号56S，在速度信号等于时间曲线（3）中的“C₁”时，信号54S大于信号C₁则信号56S的逻辑值为高电位（H）。

第六条时间曲线（6）表示在C等于C₁条件下的信号57S，在这种情况下，当信号56S大于速度信号C₁时，信号57S的逻辑值变为高电位，而且应该注意时间曲线（5）中的56S的上跳时间比时间曲线（4）中56S的上跳时间超前“φ”，并且在时间曲线（6）中信号57S的上跳时间比时间曲线（4）中信号56S的下降时间超前“φ”。

第七条时间曲线（7）表示图9中相位补偿电路52的输出信号“d”，仅在信号56S和57S上跳期间，信号“d”的逻辑值为高电位（H）。

下面将解释图8所示系统的作用和运行情况。

在图8中，当电动机6以速度θ旋转并在驱动装置中产生相位滞后φ时，电路50产生一与速度

相对应的速度信号“C”并将该信号送到相位补偿电路52。由于相位补偿电路52响应速度信号“C”而使所产生的信号超前于信号“b”相位角φ，所以相位补偿电路52由信号“b”依次产生与调相信号Sin（ωot+φ）相应的矩形信号“d”。

然后，用信号“d”将来自乘法器8的信号vSin（ωot+θ）在同步整流器14内同步整流，从而产生信号Sin（θ+φ）。因此，由于使电流控制回路电路16的输入信号预先超前相位φ，该值等于电流控制回路的滞后相位，电路控制回路的输出信号最后成了I＊Sinθ，即在电流控制回路16中产生的相位滞后可被抵消。

在上述情况下，相位补偿的值φ与同步电动机6的角速度值ω成比例，如图7B所示。

然而，严格地说，一个真正的电流反馈回路具有初级滞后元件，并且相位补偿的值φ满足下列等式：

φ＝ayC tan ω·Ta＝tan¹ω·Ta…… （7）

式（7）所表示φ的值并非严格地与电动机角速度ω成比例，但是除非ω的值非常大，一般均可认为φ与ω成近似线性关系。

要知道φ与ω非常精确的关系，则可从存有φ与ω关系（即式（7））的存贮器中读出若干个对应于每一被测ω的精确数字φ。

虽然在图8中，速度信号C是由与分相器2的次级绕组2C相连的电路50产生的，但也可用测速发电机取代电路50，尽管图8公开了一种用于同步电动机6的控制系统，本发明还可将初绕组的频率控制应用于感应电动机的速度控制系统，特别适用于采用矢量运算的方法的感应电动机。

在采用矢量运算方法时，由于感应电动机转速很高，电枢电流和旋转磁场间的相位差受包含有电流控制回路的功率驱动装置的频率影响。因此，采用本发明所公开的相位补偿法，可使相位差抵消。从而对于本专业熟练技术人员来源有可能将如图8和图9公开的电路改进成微处理机系统。

如前所述，本发明的第一个优点是由于能使旋转磁场和电枢电流的相位角在电机旋转的主要区域内保持为π/2。

本发明的第二个优点是在电动机高速旋转时不产生热。

本发明的第三个优点是使电动机对速度指令的变化作出快速响应。

本发明已给出了一个最佳实施例，所以本专业熟练技术人员从这里会想出本发明的变化形式，而这些变化形式都落在由下列专利权项所描述的本发明的范围内。

勘误表

文件名称    页    行    补正前    补正后

说明书    3    22    回器    回路

4    23    许拟反相器41产    许模拟反相器41产生

生的V    Sin（Wot    的V    Sin（Wot+θ）

+θ）通过    的反相信号47通过

24    来形成信号……48，    删除

5    23    ayg    arg

8    1    信号SOW    信号SQW

10    矩形“b”。    矩形波信号“b”。

10 10 ayc……＝tan¹arc……＝tan^-1

23    来源    来讲

权利要求书    2    6    相乘：    相乘;

13    比上述……相角。    对应与所述参考信号相

比的速度信号超前了一

个相角。

Claims (10)

1、一种同步电动机的速度控制装置，它包括电动机转速指令装置；产生有关与该电动机转子角位置对应的旋转磁场角位置的角位置信号的装置；以及根据来自所述速度指令装置的速度指令和来自所述角位置信号产生装置的所述角位置信号而产生电枢电流指令信号的装置；其特征在于包括，

响应于所述角位置信号，用以产生对应于所述电动机转速的转速信号的转速信号产生装置；

响应于所述转速信号，用以相对于所述电动机转子的角位置而提前所述电枢电流指令信号相位的相位补偿装置；以及

含有一电流控制环路，用以在电动机的电枢绕组上产生所需的电枢电流的装置，该装置响应于所述相位提前的电枢电流指令信号而输出所述所需的电枢电流。

2、一种根据权利要求1的同步电动机的速度控制装置，其特征在于，所述角位置信号产生装置包括一个与所述电动机转子固定连接的分相器，所述分相器产生调相信号，作为所述角位置信号。

3、一种根据权利要求1的同步电动机的速度控制装置，其特征在于，所述转速信号产生装置包括一测速发电机。

4、一种根据权利要求2的同步电动机的速度控制装置，其特征在于，所述转速信号产生装置包括一个将所述分相器提供的所述调相信号转换为所述转速信号的电路装置。

5、一种根据权利要求4的同步电动机的速度控制装置，其特征在于，所述电路装置包括一个将所述调相信号形成矩形波的波整形器、一个同步整流器、一个低通滤波器、一个时间微分器和一个开关电路。

6、一种根据权利要求4的同步电动机的速度控制装置，其特征在于，所述电枢电流指令信号产生装置包括一个乘法器，用于将来自所述分相器的所述调相信号与来自所述速度指令装置的信号相乘;一个同步整流器，用于将一个来自所述乘法器的信号和来自所述相位补偿装置的整流参考信号进行同步整流;一个参考信号发生器，用于产生一个供给所述相位补偿装置的参考信号;所述整流参考信号的相位提前一个对应于所述转速信号和所述参考信号之间的相位差的相位角。

7、根据权利要求4的同步电动机的速度控制装置，其特征在于，所述电枢电流指令产生装置包括一个同步整流器，用于将来自所述分相器的调相信号与来自所述相位补偿装置的整流参考信号进行同步整流;一个参考信号发生器，用来产生一个供给所述相位补偿装置的参考信号，以及一个乘法器，用来将来自所述整流器的信号与来自所述速度指令装置的速度指令信号相乘，所述同步整流器还包括一个数字型整流器，所述整流参考信号的相位比所述电枢电流指令信号提前一个对应于所述转速信号和来自所述参考信号发生器的所述参考信号之间相位差的相位角。

8、一种根据权利要求6的同步电动机的速度控制装置，其特征在于所述同步整流器是一个模拟型同步整流器。

9、一种根据权利要求6的同步电动机的速度控制装置，其特征在于所述参考信号发生器包括一个正弦波发生器和波整形器。

10、一种根据权利要求6或9的同步电动机的速度控制装置，其特征在于，所述相位补偿装置包括一个对所述参考信号进行时间积分的积分器，一个将所述转速信号与所述积分器的输出信号进行比较的逻辑比较器和一个逻辑运算电路。

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