CN100452645C - 功率放大装置 - Google Patents

Abstract

公开了一种功率放大装置。该功率放大装置包括分解器(101)，第一D/A转换器(102)，第二D/A转换器(103)，第一功率放大器(105)，第二功率放大器(106)，信号合成器(107)和用于转换分解的数字信号的纵横切换器(108)。有了该功率放大装置，不需要复杂的网络补偿放大失衡，也不需要复杂的测量装置测量每个部件的绝对性能。

Description

功率放大装置

技术领域

本发明一般涉及功率放大装置领域，更具体地涉及用于改善功率放大装置的线性和/或效率的技术。

背景技术

在蜂窝基站、卫星通信系统以及当今的其他通信和广播系统中，发射机的最后步骤总是涉及将低功率信号放大到传输介质所需功率电平。例如，在无线通信发射机中，信源信号具有大约1毫瓦的功率电平，而无线信道需要信源信号一万倍约10瓦的传输功率。将这样的低功率信号放大到高功率的过程称为功率放大，并通过使用功率放大器来实现。

功率放大器有一些很高的要求。它必须精确地放大源信号，不能使源信号产生畸变，不能将能量发射到源信号频率范围之外，必须作用于源信号的整个带宽，并必须以很有效的方式满足上述要求。对于固定的体系结构和处理技术，传统的方法是在带宽、效率和线性之间权衡。改善一个参数必然降低另一个参数的性能。

以前，通过调制信息信号避免(未解决)功率放大器设计问题，其结果是调制结果易于放大。例如，已被调频(FM)调制的源信号能使用便宜和有效的C类放大器放大到高功率电平。不幸的是，现在易于放大的调制方案不受欢迎，因为这些调制方案典型地要么频谱效率低(如FM)要么在用于传输功率时效率低(如调幅(AM))。

现代的调制方案例如QAM(正交幅度调制)没有使用任何技巧，并不能避免功率放大问题。现代的发射机必须接收宽的带宽信号，其中传输信号的幅度和相位都携带信息。

已提出几种产生有效率的、宽带宽的、线性放大器的系统结构，一个这样的系统结构称为LINC，其表示使用非线性部件系统结构的线性放大。这种放大器也名为“Chireix放大器”或“Outphasing放大器”。

图1是常规LINC系统结构中功率放大装置的示意框图。如图1所示，功率放大装置100包括分解器101，一对D/A转换器102，103，调制器104，一对功率控制器105，106和合成器107。

分解器101用于将相位和幅度调制信号s(n)分为两个信号s1(n)和s2(n)。D/A转换器102和103用于将得到的数字信号s1(n)和s2(n)转换为模拟信号s1(t)和s2(t)。调制器104用载波频率fc分别调制第一模拟信号s1(t)和第二模拟信号s2(t)。例如，在3GPP的情况下，将信息上移到约为2GHz的载波频率。功率放大器105，106放大调制的模拟信号以生成放大的信号x1(t)和x2(t)。然后合成器107合成放大的信号，并通过天线发射结果x(t)。

这样的功率放大装置的基本原则是将源信号s(n)分解为两个分量信号s1(n)和s2(n)，使得s(n)＝s1(n)+s2(n)。每个分量信号具有对于所有值n，其大小恒定的性质。换而言之，包含幅度和相位变化的源信号分解成仅有相位变化的两个信号。

下面的等式(1)和(2)描述信号分解处理，并假设s(n)受限，其幅度小于或等于1。

$s1\left(n\right)=\frac{s\left(n\right)}{2}+j\frac{s\left(n\right)\sqrt{{1-\left|s\left(n\right)\right|}^2}}{2\left|s\left(n\right)\right|}---\left(1\right)$

$s2\left(n\right)=\frac{s\left(n\right)}{2}-j\frac{s\left(n\right)\sqrt{{1-\left|s\left(n\right)\right|}^2}}{2\left|s\left(n\right)\right|}---\left(2\right)$

其中，s(n)是数字源信号，s1(n)是第一分解数字信号，s2(n)是第二分解数字信号，n是时标。

该系统结构引人注意的原因是，尽管它需要两个功率放大器，该系统结构中的功率放大器比单个功率放大器更易于构造，因为进入这些功率放大器的信号具有更易于放大的性质。

该系统结构在实际使用中很受限制，因为它对两个放大器之间的增益和相位失衡非常敏感。

图2a是表示在常规方法中由于两个功率放大器之间0.25dB增益失衡造成的宽带噪声的输出图形。X轴表示频率，范围从-fs/2到+fs/2。fs是D/A转换器102，103的抽样频率，也等于数字源信号s(n)与两个分量信号s1(n)和s2(n)的抽样频率。Y轴表示以dB测量的信号功率，用于相关的测量。

图2b是表示图2a的通带的放大结果的图形。图2a和图2b中的两个图形是描绘相同数据的结果，但是比例不同。

从图2a和图2b中可看出，两个功率放大器105，106之间的0.25dB增益失衡导致带外噪声开始出现在通带大约30dB以下。

而且，对于给定增益失衡，引入的噪声与输入的功率不成比例。例如，在上述常规体系结构中，对于全功率输入信号，带外输出是在通带以下的30dB。如果输入功率减少12dB(例如)，带外输出并不会下降12dB。它们会保持在固定的绝对功率电平。

对增益失衡的敏感往往用复杂的网络补偿功率失衡来解决。或用复杂的测量装置测量每个部件的性能以保证仅使用相近性能的装置。

放大器引入的大量带外噪声造成相邻信道中的干扰。该干扰多方面地影响性能。

第一，干扰会造成传输中的误差。这些误差必须校正，并需要重发或其他形式的误差校正。该误差校正耗费时间，从用户看来就是来自系统的延迟或迟缓响应。

第二，为克服干扰，其他发射机必须增加输出功率从而自动加大功率消耗。移动用户可以观察到增加的功率消耗，因为电池耗尽之前用户使用手机的时间量受到限制，固定的操作员也可以观察到功率消耗的增加，因为需要笨重的线缆激励发射机，也需要在主动力失败时使用备用电池。

发明内容

本发明的目的是通过提供一种功率放大装置解决现有技术中存在的上述问题，在该装置中，不需要复杂的网络来补偿幅度失衡，不需要复杂的测量装置来测量每个部件的绝对性能，其中，改善了用户响应时间，延长电池寿命，并且不需要笨重的线缆和备用电池。

为实现上述目标，提供一种功率放大装置。该功率放大装置包括：

分解器，用于将数字源信号分解为第一数字分量信号和第二数字分量信号；

第一D/A转换器，用于将第一转换数字信号转换成第一模拟信号；

第二D/A转换器，用于将第二转换数字信号转换成第二模拟信号；

第一功率放大器，用于放大第一模拟信号以得到第一放大信号；

第二功率放大器，用于放大第二模拟信号以得到第二放大信号；

信号合成器，用于合成第一放大信号和第二放大信号以得到输出信号；

其中，所述功率放大装置还包括纵横切换器(crossbar)，用于切换分解的数字分量信号和输出第一转换数字信号到第一D/A转换器，输出第二转换数字信号到第二D/A转换器。

根据本发明，不需要复杂的网络来补偿幅度失衡。也不需要复杂的测量装置来测量每个功率放大器的绝对性能。改善了移动单元的电池寿命。另外，也不需要笨重的线缆和备用电池。

附图说明

构成说明书一部分的附图描绘本发明的实施方式，并同描述一起解释本发明的原理。

图1是常规的LINC系统结构中功率放大装置的示意框图；

图2a是表示常规方法中由于两个功率放大器的增益失衡造成的带外噪声的图形；

图2b表示图2a的带通的放大结果的图形；

图3是根据本发明的实施方式的功率放大装置的示意框图；

图4a是表示由于根据本发明的两个功率放大器的增益失衡造成的带外噪声的图形；

图4b是表示图4a的带通的放大结果的图形；

图5a是表示由于根据本发明的两个功率放大器的增益失衡造成的带外噪声的图形；

图5b是表示图5a的带通的放大结果的图形。

具体实施方式

本发明的优选实施方式将根据附图详细描述。本发明的该实施方式的功率放大装置300的示意结构将参照图3加以描述，图3是根据本发明的实施方式的功率放大装置的示意框图。

优选地，该功率放大装置的数字源信号是全功率输入信号。例如，如果数字源信号的峰值功率假设为0dB，峰值均值比假设为10dB，平均输入功率的最大值将为-10dB。以这样的平均输入功率，选择放大器的增益以使得以瓦特为单位的输出功率等于输出功率的期望水平。例如，如果期望输出功率电平为10瓦特或40dBm，当输入信号功率为-10dB时会产生该数量的功率。

如图3所示，根据本发明的功率放大装置300包括分解器101，第一D/A转换器102，第二D/A转换器103，调制器104，第一功率放大器105，第二功率放大器106，和合成器107。功率放大器300还包括纵横切换器108。

在该特别的实施方式中，分解器101是用于将数字源信号s(n)分为两个分量信号，即第一数字分量信号k1(n)和第二数字分量信号k2(n)。分解器101连接到纵横切换器108。根据不同的例子，纵横切换器108判断是否交换分解的数字分量信号k1(n)，k2(n)的值。

从分解器101输出的分解的数字分量信号k1(n)，k2(n)通过纵横切换器108发送到第一D/A转换器102和第二D/A转换器103。对任一时标n，纵横切换器108指定s1(n)等于k1(n)，s2(n)等于k2(n)。或指定s1(n)等于k2(n)，s2(n)等于k1(n)，即基于不同的例子，纵横切换器108会在生成s1(n)和s2(n)之前交换k1(n)和k2(n)的值。

如图3所示，第一D/A转换器102将第一转换数字信号s1(n)转换为第一模拟信号s1(t)。类似地，第二D/A转换器103将第二转换数字信号s2(n)转换为第二模拟信号s2(t)。

第一D/A转换器102和第二转换器103连接到调制器104。调制器104用载波频率fc分别调制第一模拟信号s1(t)和第二模拟信号s2(t)。因此，可得到第一调制信号m1(t)和第二调制信号m2(t)并分别输入到第一功率放大器105和第二功率放大器106。功率放大器的输出分别是x1(t)和x2(t)。

值得说明的是调制器104是可选的。即使期望的载波频率fc是零，功率放大装置仍工作。换而言之，调制处理不影响放大功率装置的任何性质，其对于载波频率为0Hz与对于载波频率，比如，为2GHz同等地有效。

参照图3，第一功率放大器105放大第一调制信号m1(t)以得到第一放大信号x1(t)。

根据本发明，纵横切换器108可用于对功率幅度失衡造成的噪声进行整形。噪声整形过程会使得相邻信道噪声能量下降，因而降低对功率放大器105，106之间的增益失衡的要求。例如，原来的系统结构要求功率放大器105，106之间0.25dB的增益平衡将带外噪声减少到-30dBc，而根据本发明的功率放大装置300能以仅仅1dB的增益平衡将带外噪声减少到-30dBc(Decibels Relating to Carrier相对于载波的分贝数)。

如图3所示，在纵横切换器108之后，分解的数字分量信号k1(n)，k2(n)转换为数字信号s1(n)，s2(n)，其分别输入到第一D/A转换器102和第二D/A转换器103。从上述等式(1)和(2)，输入到第一和第二D/A转换器102和103的数字信号可确定为：

$s1\left(n\right)=\frac{s\left(n\right)}{2}+p\left(n\right)j\frac{s\left(n\right)\sqrt{{1-\left|s\left(n\right)\right|}^2}}{2\left|s\left(n\right)\right|}---\left(3\right)$

$s2\left(n\right)=\frac{s\left(n\right)}{2}-p\left(n\right)j\frac{s\left(n\right)\sqrt{{1-\left|s\left(n\right)\right|}^2}}{2\left|s\left(n\right)\right|}---\left(4\right)$

其中，s(n)是数字源信号，s1(n)是输入到第一D/A转换器102的第一转换数字信号，s2(n)是输入到第二D/A转换器103的第二转换数字信号；p(n)取值+1或-1，n是时标。

如等式(3)和(4)所示，如果p(n)是1，不发生切换。如果p(n)是-1，交换数字分量，其中第一数字分量信号k1(n)发送到第二D/A转换器103，第二数字分量信号k2(n)发送到第一D/A转换器102。取决于p(n)如何选择，可对产生的相邻信道噪声进行整形。

图4a，图4b是对于p(n)函数的本发明的输出的实例，其中函数的值随机确定，等于+1或-1的概率相同。图4b是表示图4a的带通的放大结果的图形。图4a和图4b中的两个图形是描绘相同数据的结果。但是比例不同。

在图4a和图4b中，对于0.25dB的增益失衡，可以看到引入的噪声比现有技术中的噪声要平坦。该平坦的噪声与图1中表示的原有系统结构为30dBc相比，具有约为31dBc的更好的相邻信道性能。

图5a，图5b是对于p(n)函数的本发明输出的另一个实例，其中p(n)函数对于每个n值在+1和-1之间改变，即p(n)＝(-1)ⁿ。图5b是表示图5的带通的放大结果的图形。图5a和图5b中的两个图形是描绘相同数据的结果，但是比例不同。

在图5a中，可以看到大部分噪声能量移至远离带通处，并可以观察到相邻信道噪声大大降低，相邻信道噪声降至-55dBc。

虽然本发明已经给出p(n)函数的几个实例，但是能产生更多的对噪声进行整形的函数，以使其遵循某些设计标准。例如，可期望产生某种阶梯噪声形式，可使p(n)函数产生该特定噪声形式的噪声。

而且，可生成p(n)函数来直接分析信号s(n)，s1(n)和s2(n)并确

而且，可生成p(n)函数来直接分析信号s(n)，s1(n)和s2(n)并确定是否进行交换。即，该函数会考虑当前时标n，当前时标之前，之中和之后数字源信号s的值，以及当前时标之前，之中和之后第一转换数字信号s1和第二转换数字信号s2的值。

而且，本发明的主要用途是在RF领域中。但并不限于仅仅放大无线信号。也可以使用该技术放大光信号或另一个携带信号的能量。

虽然当源信号是幅度和相位调制信号时可实现该系统结构的多数优点，当源信号仅为幅度调制或仅为相位调制时本发明仍具有优点。

在不脱离本发明的构思和范围可以做出许多其他改变和改型。应当理解，本发明不限于特定的实施方式，本发明的范围由所附权利要求限定。

Claims (7)

1.一种功率放大装置，包括：

分解器(101)，用于将数字源信号(s(n))分解为第一数字分量信号(k1(n))和第二数字分量信号(k2(n))；

第一D/A转换器(102)，用于将第一转换数字信号(s1(n))转换成第一模拟信号(s1(t))；

第二D/A转换器(103)，用于将第二转换数字信号(s2(n))转换成第二模拟信号(s2(t))；

第一功率放大器(105)，用于放大第一模拟信号(s1(t))以得到第一放大信号(x1(t))；

第二功率放大器(106)，用于放大第二模拟信号(s2(t))以得到第二放大信号(x2(t))；

信号合成器(107)，用于合成第一放大信号(x1(t))和第二放大信号(x2(t))以得到输出信号(x(t))；

其中，所述功率放大装置还包括纵横切换器(108)，用于切换分解的数字分量信号(k1(n)，k2(n))和输出第一转换数字信号(s1(n))到第一D/A转换器(102)，输出第二转换数字信号(s2(n))到第二D/A转换器(103)。

2.根据权利要求1所述的功率放大装置，其中所述功率放大装置还包括用于分别调制分别发送到第一功率放大器(105)和第二功率放大器(106)的第一模拟信号(s1(t))和第二模拟信号(s2(t))的调制器(104)，以达到期望的载波频率(fc)。

3.根据权利要求1或2所述的功率放大装置，其中输入到第一D/A转换器(102)和第二D/A转换器(103)的数字信号可确定为：

$s1\left(n\right)=\frac{s\left(n\right)}{2}+p\left(n\right)j\frac{s\left(n\right)\sqrt{1-{\left|s\left(n\right)\right|}^2}}{2\left|s\left(n\right)\right|}$

$s2\left(n\right)=\frac{s\left(n\right)}{2}-p\left(n\right)j\frac{s\left(n\right)\sqrt{1-{\left|s\left(n\right)\right|}^2}}{2\left|s\left(n\right)\right|}$

其中，s(n)是数字源信号，s1(n)是输入到第一D/A转换器(102)的第一转换数字信号，s2(n)是输入到第二D/A转换器(103)的第二转换数字信号；p(n)取值+1或-1，n是时标。

4.根据权利要求3所述的功率放大装置，其中p(n)的值随机确定，等于+1或-1的概率相同。

5.根据权利要求3所述的功率放大装置，其中p(n)＝(-1)ⁿ，其中n是时标。

6.根据权利要求3所述的功率放大装置，其中p(n)的值仅取决于值n，其中n为时标。

7.根据权利要求3所述的功率放大装置，其中p(n)的值取决于时标(n)和数字源信号(s(n))，第一转换数字信号(s1(n))和第二转换数字信号(s2(n))的以前，当前和将来的值。

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