CN100377495C - 数据传送方法以及数据传送装置 - Google Patents

Abstract

本发明数据传送方法，包括步骤：(a)在时间轴和频率轴上实行交错即二维交错，(b)以多载波方式传送上述交错后数据。(c)对于上述步骤(a)之前与之后所进行的逆向高速傅里叶变换所需要信道数的数据，以信道复制处理来形成其中不足部分。

Description

数据传送方法以及数据传送装置

技术领域

本发明涉及数据传送方法以及数据传送装置，在传送数据时对数据在频率轴和时间轴上实行交错即二维交错并以多载波方式传送。本发明不仅适用于电力线传送领域，还适用于ADSL、SDSL、VDSL等有线传送线路，也可以适用于无线电线传送路(2.4GHz无线电LAN等)，还可以适用于光数据传送路(WDM等)。

背景技术

通过有线、无线甚至光等传送线路传送数据的系统被广泛利用，提高数据传送稳定性和数据传送速度始终是人们的追求。关于有线数据传送系统，曾经提出过许多采用现有电话线路或现有配电线路构成系统的方案。另一方面，现在有这样的配电系统：从变电站通过譬如6.6KV高压配电线路向各变压器馈电，各变压器把电压降到100V或200V，然后通过低压配电线路向家庭等需要者供电。那么，有人就提出了许多利用这种配电系统的低压配电线路作数据传送线路来构成数据传送系统的方案。

这种利用低压配电线路的数据传送系统，是在高压配电线路端使用光缆(沿着高压配电线路铺设)传送线路、在变压器位置处设调制解调器来连接光缆传送线路和低压配电线路、最后用调制解调器将终端装置和低压配电线路连接，借此，就可利用低压配电线路作数据传送线路以进行数据传送。

在上述场合下，设低压配电线路含有1μH/m左右的电感、和75pF/m左右的电容成份。那么，又假设引线长为150m及50m×30(户)，则回路特性相当于同150μH电感和0.1125μF电容器连接。一般，各种家用电器都带防噪音电容器，所以，电力线的阻抗就显得过大。另外，各种家用电器多数是倒相器驱动的，那么，倒相器所生成的噪音就会在电力线上重叠。

使用这样的低压配电线路传送数据时，就相当于利用低通滤波器传送，往往高频带成份大幅度衰减、信号被噪音所覆盖。虽然低频带衰减比较小，但是倒相器生成的噪音多在低频带。故，低频带也被噪音所覆盖。还有，低压配电线路分路比较多、各个终端阻抗不协调，故会产生信号反射、以致引起多路干扰问题。关于解决多路干扰以及线路均衡等问题的措施，人们比较熟知的是采用多载波并行传送数据的方法，譬如OFDM(正交频分复用)方式和DMT(discretemultitone，离散多频声)方式。采用多载波传送方式时，由于可以避开噪音水平较大的频带来分配载波，故可以适于以上述噪音成份较多的低压配电线路传送数据。还有，ADSL(非对称数字用户线路)方式是一种人们所熟知的以电话线路高速传送数据的方式，这一方式也是以多载波并行传送数据。

关于多载波传送方式，其是对数据进行并行转换、以不同的窄频带的载波进行调制的方式。其一般适用于进行正交振幅调制(QAM)。由于是并行传送数据，相当于降低了单一信道上数据传送速度，故可以利用噪音比较多的含低压配电线路的数据传送线路进行数据传送。

上述DMT及OFDM方式，一般都采用逆向高速傅里叶变换(IFFT)及高速傅里叶变换(FFT)，而且还采用纠错码及交错技术。

本申请人曾提出过一种数据传送装置(调制解调器)，它采用的是比傅里叶变换处理方式更简单的阿达玛(Hadamard)变换，而且还带有实行时间与频率轴二维交错的单元。图1就是这种数据传送装置的示意图。图1中，发送信号SD输入给代码转换单元101，以实行SCR(倒频器)、S/P(串行并行转换)、G/N(葛莱码/自然码转换)及求和演算等。还具有信号点生成单元102、ADM复用(阿达玛复用)单元103、时间/频率交错单元104、DMT处理单元105(其具有逆向高速傅里叶变换(IFFT)和保护时间追加作用)、数模转换单元(D/A)106、低通滤波器(LPF)107。数据通过TX-line(发送线路)发送出去。

根据该图，接收线路RX-line同带通滤波器(BPF)110连接。还具有模数转换器(A/D)111、DMT处理单元112(其具有保护时间消除和高速傅里叶变换(FFT)作用)、振幅相位牵引单元113、时间/频率逆向交错单元114、ADM分配单元115、判定单元(DEC)116、代码转换单元117(其具有差分处理、自然码/葛莱码转换(N/G)、并行串行转换(P/S)、反倒频(DSCR)作用)、具有副帧同步和主帧同步作用的同步处理器118。RD表示接收信号。

代码转换单元101对发送信号SD进行倒频处理及串行并行转换、通过葛莱码/自然码转换处理转换成可以进行演算的自然码、然后再进行求和演算以便于接收端可以通过差分演算进行相位识别。在信号点生成单元102生成相当于奈奎斯特间隔抽样点的信号点，接着，于ADM复用单元103以阿达玛转换进行信号复用处理，在时间/频率交错单元104进行时间轴与频率轴上的二维交错，在DMT处理单元105进行正交振幅调制及保护时间附加。然后，在数模转换单元106转换成模拟信号，最后，由低通滤波器107以譬如10至450kHz数据传送频带将信号送出于发送线路。数据传送频带也可采用2至30MHz的宽带。

通过接收线路RX-line接收到的信号被接收端的带通滤波器110滤波后譬如只剩下10kHz至450kHz部分。此后，信号被模数转换器111转换成数字信号、在DMT处理单元112进行DMT解调、消去保护时间。在同步处理单元118控制下，于振幅相位牵引单元113进行同步处理。在同步处理单元118进行副帧同步和主帧同步处理。

另外，还在时间/频率逆向交错单元114进行相对于发送端的时间/频率交错单元104所实行的二维交错的逆向交错。在ADM分配单元115进行与发送端的ADM复用单元103相反的处理。在判定单元116进行判定，将数据复原。然后，于代码转换单元117进行差分演算、自然码转换成葛莱码、并行串行转换、反倒频处理。至此，得到接收信号RD。

重叠于数据传送线路的噪音成份是随机产生的。图2A与2B显示了噪音特性。图中纵轴表示信号功率，横轴表示频率。譬如图2A所示，处于传送频带(见图中粗实线)内的噪音(见图中细实线N)在时间轴(t)和频率轴(f)上随机变化。那么，在发送端通过上述阿达玛转换及子波转换等正交转换和二维交错处理后、在接收端要进行逆向交错及逆向阿达玛转换，噪音成份则被平均化，如图2B所示，噪音水平(见图中虚线)基本上均一。可见，通过处理，噪音被平均化，数据传送比较稳定。

在图1所示数据传送装置基础上，还提出来图3所示的一种数据传送装置。图3与图1中相同标号代表同一物。在图3构成中具有滚降滤波兼调制单元108和解调兼滚降滤波单元119。即，在发送单元(发送端)的DMT处理单元105与数模转换单元106之间设置有滚降滤波兼调制单元108，和在接收单元(接收端)的模数转换单元111与DMT处理单元113之间设有解调兼滚降滤波单元119。

根据图3所示数据传送装置，在滚降滤波兼调制单元108，对经过DMT处理单元105进行了保护时间附加的信号，进一步进行波形整形和正交振幅调制等数字调制，而后输出给数模转换单元106。然后，在数模转换单元106转换成模拟信号，最后，由低通滤波器107以一定频带送出于发送线路TX-line。在解调兼滚降滤波单元119，对经模数转换单元111转换的数字信号、进行数字解调制、和波形整形，而后输出给DMT处理单元112。

此后，在DMT处理单元112进行DMT解调、消去保护时间，在振幅相位牵引单元113进行同步牵引处理，在时间/频率逆向交错单元114进行逆向交错处理。在ADM分配单元115进行与发送端的ADM复用单元103相反的处理。在判定单元116进行数据判定、复原。最后，于代码转换单元17进行差分演算、自然码转换成葛莱码、并行串行转换、反倒频处理。至此，得到接收信号RD。

在图3所示数据传送装置基础上，还提出来图4所示的一种具备噪音消除手段的数据传送装置。图4与图3中相同标号代表同一物。在图4构成设有零点插入单元109和噪音消除单元120。零点插入单元109在DMT处理单元105输出信号的信号点之间插入一个或多个零点信号(水平为0)。而噪音消除单元120则是抽出重叠于零点处的噪音成份，利用内插处理求重叠于信号点处的噪音成份，借此消除该重叠于信号点处的噪音成份。

图5给出了噪音消除单元之结构，其包括信号生成单元131(它包括发送端的代码转换单元、时间/频率交错单元等)、相当于图4的零点插入单元109的零点插入单元132、数据传送线路133(相当于低压配电线路、电话线路、无线电线路等)、接收信号重现单元134(包括接收端的DMT处理单元、时间/频率逆向交错单元等)、图4的噪音消除单元120、移频单元121、去间隔单元(DCM)122、内插单元(IPL)123、逆向移频单元124、减法器125。

假设发送信号生成单元131输出的信号是图6中(1)所示的以192.kB(频带)传送的信号S，则零点插入单元132在信号点之间插入1个零点后，相当于传送速度提高了一倍、变成为384kB。如图6中(2)所示，在发送信号进行零点插入后，时间轴上的抽样点增加一倍(图中曲线为调幅曲线)。

假设在零点插入之前以192kHz传送发送信号时，上述零点插入后频带就扩大一倍，变成384kHz。还假设经过数据传送线路133传送的信号中重叠有噪音，即如图6中(3)所示那样，在信号点和零点处重叠有噪音N。再假设图4的噪音消除单元120的输入信号中的噪音分布(沿频率轴)为如图5中I部所示，频带为-192至+192kHz(设以0kHz为中点)，其中低频的噪音成份比较多，故频带成份A，B，C，D的水平具有如是关系：A＞B＞C，D。

噪音消除单元120具有移频单元121-、去间隔单元122、内插单元123、逆向移频单元124、减法器125。那么，利用移频单元121进行譬如+96kHz移频，其输出变成图5中II部所示状态。即，-192至-96kHz的信号成份A、-96至0kHz的信号成份B、0至+96kHz的信号成份C分别被移至-96至0kHz、0至+96kHz、+96至192kHz，而+96至192kHz的信号成份D折叠到-192至-96kHz频带。

去间隔单元122用于去掉间隔着的信号点(如图6中(3)的时间轴上的接收信号S+N所示信号)。通过去间隔，只剩下零点处信号成份，结果在频率轴上的成份就如图5中III部所示。图中的箭头表示折叠所产生的频带成份。接着，在内插单元123，利用零点处噪音N以内插处理求信号点S处的噪音。如图6中(4)所示，以零点处噪音信号N求零点之间的信号处的噪音信号N′。而在频率轴上，如图5中IV部所示，频带变成-96Khz至+96kHz，即为频带-192kHz至+192的一半。

这时，通过内插处理求出的噪音成份的频带由于不同于在图5中I部所示的噪音比较多的低频，故接着，要在逆向移频单元124进行-96kHz的移频。结果如图5中V部所示：噪音成份被移频到-192kHz至0kHz，被输入给减法器125。在减法器125，从图5中I部的表示噪音分布的接收信号中减去图5中V部所示的逆向移频单元124的输出信号，于是，减法器125的输出就如图5中VI部所示那样，低频噪音成份(见虚线)被消除。噪音消除后，从图6中(5)可见，只剩下信号S，也就是说图6中(1)的以192Kb发送的信号被复原。

图5的去间隔单元122的抽样值和频谱如图7所示。其中，图中(1)至(4)的左侧表示时间轴t上的振幅抽样值，右侧为频谱。图中(1)表示信号S(n)的抽样值和频谱。S(n)的Z变换A以下式表示：

A＝S(z)＝∑S(n)z^-n

频谱为0至fs/2，其中，fs为抽样频率。

图7中(2)表示信号(-1)ⁿ*S(n)的抽样值以及频谱，也即是S(n)的翻转信号，其Z变换B以下式表示：

B＝Z((-1)ⁿS(n))＝S(-z)

这时，由于信号点处信号成份反转，故频谱也反转。

图7中(3)表示反转前后信号相加的信号t(n)的抽样值以及频谱。t(n)的Z变换C以下式表示：

C＝Z(t(n))＝T(z)＝(1/2)*(S(z)+S(-z))

由于t(n)为t(1)，t(3).t(5).......＝0，故有下式成立：

T(z)＝∑t(2n)*Z^-2n

图7中(4)表示信号D(去掉间隔着的t(n)＝0的信号之后的信号)的抽样值以及频谱。D信号可以用下式表示：

D＝u(n)＝T(z^1/2)

那么，最终信号E就可以下式表示：

E＝u(z)＝(S(z^1/2)+S(-z^1/2))/2

正如图7中(4)所示频带减掉了1/2。

信号E输出给图5的内插单元123。在内插单元123的处理如图8所示，图中(1)为去间隔单元122来的信号u(n)之抽样值及频谱，同图7中(4)的信号u(n)抽样值及频谱相对应。由于信号u(n)只含有噪音成份，所以当插入零点时，内插信号t(n)抽样值及频谱就变成图8中(2)所示的形态。该信号t(n)的Z变换F可以下式表示：

F＝T(z)＝∑t(n)z^-n

由于t(1)，t(3)，t(5)，......＝0，故有下式成立：

F＝∑t(2n)z^-n＝u(n)z^-2n

故

T(z)＝U(z²)

频谱0至fs/4产生折叠，变成0至fs/2。

信号T(z)与接收信号S(n)速度一样，但只含有噪音成份，故当被逆向移频单元124(见图5)逆向移频后，通过减法器125处理就可以从接收信号中消除。

同步处理单元118(见图4)的定时生成单元譬如由图9所示。在该图中，140是定时抽出单元，150是相位同步单元，141是功率计算单元(PWR)，142是带通滤波器(BPF)，143是矢量化单元，151是比较单元，152是低通滤波器(LPF)，153是二次相位同步循环电路(二次PLL)，154是数模转换单元(D/A)，155是电压控制水晶震荡器(VCXO)，156是分频器。

从滚降滤波器(ROF)(图4的解调兼滚降滤波单元119之滚降滤波器)输入来的矢量信号，由功率计算单元141通过乘方计算而解出功率值。由于上述零点插入是按一定间隔插入的，故带通滤波器142可以抽出其频率成份，譬如以192kHz为中心频率进行抽出。于是，矢量化单元143进行矢量化处理，即以正交相位信号合成，而后向相位同步单元150输出。

比较器151对定时抽出单元140的输出信号与分频器156的分频输出信号的相位进行比较，把二者相位差通过低通滤波器152输出给二次相位同步循环电路153。该二次相位同步循环电路153譬如可以由两个积分器构成。二次相位同步循环电路153的输出信号被数模转换器154转换成模拟信号的控制电压，以便控制电压控制水晶震荡器155的震荡频率。电压控制水晶震荡器155的输出信号被当做抽样时钟信号提供给模数转换单元117(见图4)，还被分频器156所分频变成零点信号，即被当做零点的定时信号输出给噪音消除单元120(见图4)。

然而，在多载波数据传送系统中，为取得接收端的线路均衡，至少需要16个信道。而为了得到16个信道的二维交错输出，必须要有256个信道的数据。

譬如拿图10(是图4中发送单元部分，另标有信道数)来说，为了时间/频率交错单元104可以输出16个信道的经二维交错后的数据，ADM复用单元103必须要处理256个信道数据和输出16个信道数据(在输入端每一信道包括一个抽样，而在输出端每一信道包括16个抽样)。零点插入单元109，由于要对DMT处理单元105的16个信道的数据在信号点之间插入零点，故需要输出32个信道数据。

时间/频率交错单元104的处理譬如如图11所示，对频率轴CH1至CH16、时间轴1至16的共256个数据点，进行二维交错处理，在时间轴上输出16个信道的数据。由于为了得到16个信道的二维交错输出，必须要有256个数据点，故峰值与平均值比PAR增大。设信道数为n的话，峰值与平均值比PAR可由公式PAR＝3.01+10logn(dB)求出。若n＝256的话，则PAR就会高达27dB。当然，可以通过降低水平来抑制PAR增大，然而水平一降低势必接收水平也降低，从而不可避免地引起接收端的S/N明显恶化，数据传送将会不稳定。

发明内容

在实行ADM传送的场合，为了在接收端实现线路均衡最少需要16个信道，而为了有效地在16个信道下进行交错，最少需要256个信道。但是，随着信号点数增加，上述PAR会增加，故接收端信噪比会衰减。为了解决这一问题，本发明要减少信号点数，以有效地降低PAR。

本发明正是针对上述问题而提出来的，其目的之一在于提供一种改进的数据传送方法以及数据传送装置，从而可以比较少的信道数的数据进行二维交错和可以等效地实现零点插入。

本发明另一目的还在于提供一种改进的数据传送方法以及数据传送装置，其可以通过接收端的两个高速傅里叶变换单元和该两个高速傅里叶变换单元之间所设置的二维逆向交错单元对时间轴与频率轴上的特性不一的不均匀噪音作均一化处理。

本发明目的还在于提供一种改进的数据传送方法以及数据传送装置，其可以限制高速傅里叶变换单元的信道数的增加。

本发明目的实现如下。

参见图12，本发明为一种数据传送方法，在时间轴和频率轴上实行交错即二维交错，并以多载波传送数据，对于在实行所说二维交错(由时间/频率交错单元6实行)之前与之后所进行的逆向高速傅里叶变换所需要信道数的数据，以信道复制来形成其中不足数据。

可以信道复制生成所说逆向高速傅里叶变换所需要信道数的数据，在所说逆向高速傅里叶变换之后，除去通过所说信道复制等效地在时间轴上生成的零点，然后向实行二维交错的时间/频率交错单元6输出。还可以信道复制等效地在时间轴上生成零点，于是处于时间/频率交错单元6之前的第1逆向高速傅里叶变换单元4所需要信道数的数据得到提供，除去该第1逆向高速傅里叶变换单元4的逆向傅里叶变换输出中的通过上述信道复制生成的零点后，向实行二维交错的时间/频率交错单元6输出，对时间/频率交错单元6的二维交错输出进行信道复制，以便可以输出处于所说时间/频率交错单元6之后的第2逆向高速傅里叶变换单元8所需要信道数的数据。对于分别处于所说时间/频率交错单元6之前与之后的第1与第2逆向高速傅里叶变换单元4，8所需要信道数，都可以作同一设定。

再者，本发明数据传送方法还可以是一种在时间轴和频率轴上实行交错即二维交错并以多载波传送数据的方法，其中，对于处于实行所说二维交错的时间/频率交错单元之前的第1逆向高速傅里叶变换单元所需要信道数，直接通过零点追加来形成。

参见图12，本发明提供一种数据传送装置，其在时间轴和频率轴上实行交错即二维交错，并以多载波传送数据，其中包括信道复制单元3，7，分别对于在实行所说二维交错之前与之后的逆向高速傅里叶变换单元所需要信道数的数据，以信道复制来形成其中不足部分。

数据传送装置还可以包括：实行二维交错的时间/频率交错单元6，和分别处于该时间/频率交错单元6之前与之后的第1与第2逆向高速傅里叶变换单元4，8，和第1与第2信道复制单元3，7(分别复制形成该第1与第2逆向高速傅里叶变换单元4，8所需要信道数的数据)，以及零点消除单元5(其除去该第1逆向高速傅里叶变换单元4的逆向傅里叶变换输出中的通过所说数据复制形成的零点)。另外，对于分别处于所说时间/频率交错单元6之前与之后的第1与第2逆向高速傅里叶变换单元4，8所需要信道数，都可作同一设定。

进一步，本发明还提供另一种数据传送装置，其在时间轴和频率轴上实行交错即二维交错，并以多载波传送数据，其中包括：实行所说二维交错的时间/频率交错单元，和分别处于该时间/频率交错单元之前与之后的第1与第2逆向高速傅里叶变换单元，以及零值追加单元(其以零点追加形成所说第1逆向高速傅里叶变换单元所需要信道数)。其中，还可以包括去间隔处理单元，其去掉所说第1逆向高速傅里叶变换单元的逆向傅里叶变换输出中的对应于上述零值追加的零值。

根据本发明，在时间轴和频率轴上进行二维交错并以多载波方式传送数据，在接收端，藉第1与第2高速傅里叶变换单元(FFT)25与30之间构成的时间/频率逆向交错单元进行逆向二维交错，以进行接收处理。故可以实现噪音均衡，而且，在如上述低压配电线路那种噪音变化大且不均衡的数据传送线路中，也可以做到稳定传送。另外，通过信道复制即数据的信道复制，可以容易地补足逆向高速傅里叶变换所需要信道数。

附图说明

本发明其它目的以及优点可以通过结合附图作细节描述得到说明。的框图。

图1是在先提出的数据传送装置的示意图。

图2A及图2B是噪音特性说明图。

图3是另一种本申请人在先提出的数据传送装置的示意图。

图4是又一种本申请人在先提出的含噪音消除单元的数据传送装置的示意图。

图5是噪音消除单元示意图。

图6是噪音消除动作说明图。

图7是去间隔处理示意图。

图8是内插处理说明图。

图9是定时生成单元示意图。

图10是关于在图4所示的数据传送装置的发送单元结构下信道数的说明图

图11是二维交错处理说明图。

图12是本发明第1实施例之数据传送装置框图。

图13是关于图12所示结构下信道数的说明图。

图14A至14H是图12所示装置的零点插入处理示意图。

图15A，15B，16A，16B是关于图12所示装置的二维交错处理示意图。

图17A至图17D是关于图12所示装置的零点插入与噪音消除的示意图。

图18A至18D是根据本发明的各种零点插入处理的示意图。

图19A，19B是显示本发明效果的眼形图检测结果示意图。

图20是本发明第2实施例之数据传送装置框图。

图21是图20所示结构下信道数的说明图。

图22是相关技术同本发明的各种调制方式的性能对比图。

具体实施方式

本发明实施例1之数据传送装置由图12给出。在这种数据传送装置中，有发送信号SD输入给代码转换单元1。进一步，该装置还包括信号点生成单元2、是第1信道复制单元3、第1逆向高速傅里叶变换单元(IFFT)4、零点消除单元5、时间/频率交错单元6、第2信道复制单元7、第2逆向高速傅里叶变换单元(IFFT)8，保护时间插入单元(GT)9、滚降滤波兼调制单元(ROFMOD)10、数模转换单元(D/A)11、低通滤波器(LPF)12。经上述各个单元处理的发送信号通过发送线路TX-line发送出去。数据传送装置的发送单元即由前述各个单元构成。

另外，数据传送装置通过接收线路RX-line接收发送信号，该信号输入给带通滤波器(BPF)21。该装置还进一步包括同步处理单元20、模数转换器(A/D)22、解调兼滚降滤波单元(DEMROF)23、噪音及保护时间消除单元24、第1高速傅里叶变换单元(FFT)25、振幅相位牵引单元26、第1信道消除单元27、时间/频率逆向交错单元28、零值插入单元29、第2高速傅里叶变换单元(FFT)30、第2传送消除单元31、判定单元(DEC)32、代码转换单元33。借此，可以得到接收信号RD。数据通信装置的接收单元即由上述各个单元构成。

代码转换单元1具有SCR(倒频器)、S/P(串行并行转换)、G/N(葛莱码/自然码转换)及求和演算等作用。信号点生成单元2根据代码转换单元1的输出生成信号点。通过第1信道复制单元3对信道数据进行复制，可以等效地在时间轴上生成零点，以便成为输出给第1逆向高速傅里叶变换单元4所需要信道数的数据。接着，在第1逆向高速傅里叶变换单元4进行逆向傅里叶变换。然后，于零点消除单元5去掉对应于复制数据的零点，向时间/频率交错单元6输出。

在时间/频率交错单元6进行了二维交错处理后，在第2信道复制单元7对信道数据进行复制，借此，等效地在时间轴上生成零点，成为可以输出给第2逆向高速傅里叶变换单元6所需信道数量的数据。在第2逆向高速傅里叶变换单元6进行逆向傅里叶变换后，于保护时间插入单元9插入保护时间。然后，在滚降滤波兼调制单元10进行波形整形和数字调制，在数模转换单元11又将数据转换成模拟信号。最后通过低通滤波器12送出给发送线路TX-line。

通过接收线路RX-line接收到的信号输入给带通滤波器21滤波后只剩下规定频带信号，此信号由带通滤波器21输出给模数转换单元22，被转换成数字信号。在解调兼滚降滤波单元23进行数字解调与波形整形。而后，在噪音及保护时间消除单元24消除噪音及保护时间。接着，在第1高速傅里叶变换单元25进行傅里叶变换，实现从时间轴到频率轴的转换。然后，在振幅相位牵引单元26实行对信号点的同步牵引、在第1信道消除单元27消除同发送端在信道复制处理时插入的零点相对应的信道。然后，此时的信号输出给时间/频率逆向交错单元28。

时间/频率逆向交错单元28实行逆向二维交错处理，零值插入单元29进行零点插入，以构成规定信道数。然后，在第2高速傅里叶变换单元30实行高速傅里叶变换，又在信道消除单元31消除同上述零点插入相对应的信道。然后，在判定单元32进行数据判定，在代码转换单元33进行差分演算、自然码转换成葛莱码、并行串行转换、反倒频处理等。至此，得到接收信号RD。

另外，同步处理单元20，其内含定时抽出单元和相位同步单元，其根据解调兼滚降滤波单元23的滚降滤波器输出信号，取时间同步和副帧同步及主帧同步，向接收单元各个单元提供时钟脉冲信号和定时信号等。

关于图12所示数据转送装置的发送与接收单元的各个单元处的信道数(ch)情况参见图13，图中13和34表示缓冲区等数据库存单元(stock)。在此，设第1及第2逆向高速傅里叶变换单元4及8、第1及第2高速傅里叶变换单元25及30所处理的信道数都是64，因此，第1及第2逆向高速傅里叶变换单元4及8都可以同一软件程序进行逆向傅里叶变换，同理，第1及第2高速傅里叶变换单元25及30也都可以同一软件程序进行傅里叶变换。

第1及第2信道复制单元3及7用于复制数据，若数据复制数(次数)为1.则等效于在时间轴的信号点之间插入一个零点信号，而假设据复制数为3，则等效于在时间轴的信号点之间插入3个零点信号。也即，需要在信号点之间插入多少个零点数，就可以设定多少复制数。而第1信道消除单元25则用于消除同第2信道复制单元7所复制的信道数据相对应的数据，即零点的信道数。

在发送单元的信号点生成单元2，假设零点个数同数据个数之比为1∶1、形成32个信道的信号点，则第1信道复制单元3复制各个信道即进行信号数据复制，就可以向第1逆向高速傅里叶变换单元4输出其所需要64个信道的数据。而假设信号点生成单元2形成16个信道的信号点时，则第1信道复制单元3对数据复制3次，也可以向第1逆向高速傅里叶变换单元4输出其所需要64个信道的数据。可见，对第1逆向高速傅里叶变换单元4来说，无论信号点生成单元2输出的信道数怎样变化，只要信道复制单元3适当地选定复制数，就总可以得到同样信道数的数据。

第1逆向高速傅里叶变换单元4输出的64个信道的数据被库存单元13所保持，于零点消除单元13被消除零点，而后信号输出给时间/频率交错单元6。在此，若通过信道复制插入1个零点时，就消除1个零点，若通过复制插入3个零点时，就消除3个零点。

在时间/频率交错单元6对消除了零点后的32个信道或16个信道的数据实行二维交错。在信道复制单元7，通过信道复制在时间轴上插入零点，于是把64个信道的数据输出给第2逆向高速傅里叶变换单元8。在保护时间插入单元9，对第2逆向高速傅里叶变换单元8所输出的64个信道的数据插入保护时间。然后，在滚降滤波兼调制单元10(图13中省略，以下11，12也同此)进行波形整形与数字调制，于是数据又在数模转换单元11转换成模拟信号，最后，通过低通滤波器12送出于发送线路TX-line。

通过接收线路RX-line接收到的信号被带通滤波器21滤波后只剩下规定频带信号被输出给模数转换器22，被转换成数字信号。于是，在解调兼滚降滤波单元23进行解调与波形整形。而后，在噪音及保护时间消除单元24消除噪音及保护时间。到此，相当于在发送端的逆向高速傅里叶变换单元8输出的64个信道的数据被输入给第1高速傅里叶变换单元25。

在第1高速傅里叶变换单元25，进行同发送单元的第2逆向高速傅里叶变换单元8处理相反的处理，输出64个信道的数据给信道消除单元27，在此，消除其中通过上述信道复制插入的零点。从而输出32个或16个信道的数据，被库存单元34所保持，输出给时间/频率逆向交错单元28。在时间/频率逆向交错单元28，实行同发送端的时间/频率交错单元6相反的处理。在零值插入单元29进行零点插入，以64个信道的数据输出信号给第2高速傅里叶变换单元30实行傅里叶变换。其后，输出给信道消除单元31，从这64个信道的数据的傅里叶变换输出之中消除相当于零点的信道，输出32个信道或16个信道的数据。然后，在图12的判定单元32(图13中省略，33也同)进行数据判定，在代码转换单元33进行同发送端的代码转换单元1相反的处理。至此，得到接收信号RD。

以数据复制实现的零点插入具体可由图14A至14H说明。图14A所示为：向逆向高速傅里叶变换单元(IFFT)输入数据和0、实行逆向高速傅里叶变换。这一过程相当于在信号点之间插入零点。这时，正如图14B所示那样，在频率轴f上，频带为只有数据时的2倍，而在时间轴t上则出现图14C所示波形变化。

图14D所示为：向逆向高速傅里叶变换单元(IFFT)并行输入数据即另复制输入数据、实行逆向高速傅里叶变换。在复制数为1(2行并行输入数据)的情况下，频率轴f上数据如图14E所示带宽增加一倍，而时间轴t上的表现则如图14F：在信号点之间插入了1个零点。同理，若向逆向高速傅里叶变换单元(IFFT)4行并行输入数据(输入1个数据和复制3个数据)时，频率轴f上数据如图14G所示带宽扩大到4倍，而时间轴t上的表现则如图14H所示：在信号点之间插入了3个零点。也即是说：若是从32个信道的数据形成64个信道的数据(即在时间轴上信号点之间各插入1个零点)场合，只要对各信道数据复制1次数据即可，若是从16个信道的数据形成64个信道的数据(即在时间轴上信号点之间各插入3个零点)的场合，则要复制3次数据。

关于二维交错处理的情形由图15A及图15B给出。其中，图15A所示意的是：当信道复制单元复制1次数据、逆向高速傅里叶变换单元4的逆向高速傅里叶变换输出为64个信道(CH1至CH64)的数据时的库存单元13的状态。在时间轴t上的点″1″处，在CH1至CH64等64个信道抽样之中，每隔1个抽样含有1个零点值(零点抽样)，即CH2，CH4，CH6.......CH64为零点抽样。对此，在零点消除单元5消除零点抽样、把32个信道(CH1至CH32)的抽样输出给时间/频率交错单元6、实行二维交错，其结果如图15B所示。

图16A和16B给出了复制3次数据时的二维交错处理情形。其中，图16A所示意的是：当信道复制单元复制3次数据、逆向高速傅里叶变换单元4的逆向高速傅里叶变换输出为64个信道(CH1至CH64)的数据时的库存单元13的状态。如图所示，在时间轴t上的点″1″处，在CH1至CH64等64个信道抽样之中，每隔4个信道就插入3个零点值(零点抽样)，在相邻信号点之间含有3个零点抽样，即CH2，CH3，CH4，......CH62.CH63，CH64为零点抽样。对此，在零点消除单元5消除零点抽样、把16个信道(CH1至CH16)的抽样输出给时间/频率交错单元6、实行二维交错，其结果如16B所示。

关于零点插入与噪音消除之关系由图17A至17D给出。图17A示意的是：以192kB传送的信号点S。假设对数据复制1次，则发送信号如图17B所示：可以等效地在信号点S之间插入1个零点，故传送速度提高了一倍、变成为384kB。也即，对图6中(1)所示的以192kB传送的信号点，可以如图6中(2)所示的相邻信号点之间插入1个零点一样，通过频率轴上数据复制而在时间轴上插入零点。故图17C也如图6中(3)所示情况一样，在接收信号中信号点和零点处重叠有噪音N。进一步，抽出零点处重叠的噪音、消除信号点处的噪音，就可以复原接收信号(见图17D)。由此可见，上述数据复制可以起到图4的零点插入单元109的作用。

零点插入的概念并不限于上述说明，也可以是对多个信号点插入1个零点、或在相邻信号点之间插入多个零点。譬如图18A所示，通过对前16个数据进行复制，每隔3个信号点插入1个零点，这种场合，假设零点插入之前的原数据的频带为288kHz，则插入零点后变成384kHz。又譬如图18B所示，原来数据频带为192kHz，通过复制1次在相邻信号点之间插入1个零点，此为图15A及15B所示情形。再如图18C所示，通过复制2次在相邻信号点之间插入2个零点，这种场合，假设原数据的频带为128kHz，则插入零点后变成384kHz。再如图18D所示，通过复制3次在相邻信号点之间插入3个零点，这种场合，假设原数据的频带为96kHz，则插入零点后变成384kHz。

关于实施二维交错处理的效果，可以通过检测到的眼形图19A和图19B进行对比来说明。如图19A所示，在没有实行二维交错处理时，在4个信道Cha，CHb，CHc，CHd的4值QAM调制点之中，信道Cha，CHc，CHd的调制点比较明显，而信道CHb的调制点很零乱地散布开、不明显。这说明信道CHb的S/N显著恶化，故不能判定出来信道Chb。若有1个信道根本不能使用的话，则势必要造成整个数据不能正常传送。

那么，若实施本发明二维交错处理，噪音成份就会被均一化。其结果如图19B所示，4个信道Cha，CHb，CHc，CHd的调制点虽然有一些分散，然而由于这些调制点基本上是清楚的，故信道判定却不成问题，数据传送稳定。

本发明实施例2之数据传送装置由图20给出。图中，14为零值值追加单元，15为DCM单元，34为第2高速傅里叶变换单元(FFT)，其它与图12中符号相同部分系指同一物。在本第2实施例中，零值值追加单元14用于进行零点追加，其取代了图12中的信道复制单元3的以数据复制来等效地在时间轴上追加零点的作用。DCM单元15则是以去间隔处理消除插入零点。

在此，第1及第2逆向高速傅里叶变换单元4及8、时间/频率交错单元6等的作用与动作同图12的一样。另外，在接收单元，由于第2高速傅里叶变换单元34设为不输入输出64个信道而是16或32个信道的数据，故省略了图12的零值插入单元29及信道消除单元31，除此而外，在作用及动作方面与图12的相同。因此，与图12相重复的说明不再赘述。

在本第2实施例中，关于数据传送装置各个单元处的信道数(ch)情况参见图21。在此，追加1个零值相当于图13的1次复制，追加3个零值相当于图13的3次复制。也就是说，由于第1逆向高速傅里叶变换单元4的输入信道数为64，故要在零值追加单元14进行零值追加。而在DCM单元15，要从第1逆向高速傅里叶变换单元4变换输出的64个信道的数据中，去掉同被追加的零值数目相同的间隔，然后输出给时间/频率交错单元6。于是，在信道复制单元7对数据进行复制，以便能够对第2逆向高速傅里叶变换单元8输出64个信道的数据。

另外，在接收单元，由时间/频率逆向交错单元28实行了逆向交错的32个信道或16个信道的数据直接输出给第2高速傅里叶变换单元34。可见，对照图12及图13的第2高速傅里叶变换单元30，若信道数不是64时，第2高速傅里叶变换单元34所输出的信道数就不同于第2高速傅里叶变换单元30的，即因零值追加个数而异。但是，因为信道数比较少，所以这并不会带来严重问题。

通过图22可以对本发明的效果更有进一步的理解。在图22中，对5种调制方式所存在的典型问题进行了比较。这5种调制方式为：QAM、MDMT、OFDM、SS(频谱扩散)、本发明方式，其典型问题列举的是数据传送线路的4方面课题(问题)：线路均衡、多通路、消除不需要频带、噪音变动。图22中，黑三角表示存在问题，圆圈表示没有问题。由图22可见，关于线路均化，在DMT和OFDM等利用多载波的方式下不存在问题。关于多通路，由于DMT、OFDM及SS都采用附加保护时间措施，故利用DMT、OFDM或SS技术的话，可以解决多路干扰问题。关于消除不需要频带，虽然可以采用外部滤波器可以消除之，但是，从确保传送线路特性着想，采用QAM那种利用波形整形滤波器的超频带消除手段也不失为有利措施。关于噪音变动，采用QAM的对噪音在频率轴上积分处理和SS的在时间轴/频率轴上积分处理方式比较有效。

对此，本发明通过导入DMT等的线路均衡技术、DMT等的保护时间附加技术、QAM的波信整形滤波技术、以及二维交错的时间轴/频率轴积分技术，可以完美地解决数据传送线路中存在的问题，故可实现稳定的数据传送。

本发明不仅仅限定于前述各个实施例，也可以适用在先提出的数据传送装置的各构成部分以及其方法。譬如，拿通过信道数据复制等效地在时间轴上生成零点来说，可以适用图5至图6的噪音消除手段。也即，可以在噪音及保护时间消除单元24抽出零点处的噪音成份、消除信号点处的噪音。另外，虽然，在第1实施例中，设第1及第2逆向高速傅里叶变换单元4及8、第1及第2高速傅里叶变换单元25及30所输入输出的信道数都是64，但无疑也可设为其它信道数。还有，也可以把图12的数据传送装置中的接收单元变成图20所示接收单元结构，即可以让第2高速傅里叶变换单元34所需要信道数比第1高速傅里叶变换单元25所需要信道数少。

本发明并不仅仅限于上述实施例，在不脱离本发明范围情况下可以有变形和修改。

本申请是基于2001年6月20日于日本提出的申请号为2000-186274号的在先申请，在此参照了其全部内容。

Claims (7)

1.数据传送方法，包括以下步骤：

a.在时间轴和频率轴上实行二维交错，所述二维交错包括在时间轴和频率轴上对数据进行交错以及将数据设置在时间轴上的处理，

b.以多载波方式传送上述交错后数据，

其中，所说方法还包括以下步骤：

c.对于上述步骤a之前所进行的逆向高速傅里叶变换所需要信道数的数据，以信道复制处理来形成其中不足部分，该步骤c包括以下步骤：

d.以信道复制处理等效地在时间轴上生成零点，以达到所说步骤a之前进行的逆向高速傅里叶变换所需要信道数，

e.在所说逆向高速傅里叶变换之后，从逆向高速傅里叶变换结果中除去所说零点，

并且其中，所说方法还包括以下步骤：

对于在紧接在步骤a之后所进行的逆向高速傅里叶变换所需要信道数的数据，以信道复制处理来形成其中不足部分。

2.按权利要求1所说的数据传送方法，其中，对于在所说步骤a之前与之后分别进行的逆向高速傅里叶变换中所需要信道数，都作同一设定。

3.按权利要求1所说的数据传送方法，其中，还包括以下步骤：

g.抽出以信道复制处理等效地在时间轴上插入的零点处之噪音，

h.利用上述步骤g之结果，消除接收信号中信号点处噪音。

4.数据传送装置，其中包括：

时间/频率交错单元，在时间轴和频率轴上实行二维交错，所述二维交错包括在时间轴和频率轴上对数据进行交错以及将数据设置在时间轴上，和

发送单元，以多载波方式传送上述交错后数据，

第一数据产生单元，对于时间/频率交错单元进行处理之前进行的逆向高速傅里叶变换所需要信道数的数据，以信道复制处理来形成其中不足部分，

其中，第一数据产生单元被配置成以信道复制处理等效地在时间轴上生成零点，以达到时间/频率交错单元在时间轴和频率轴上实施二维交错之前进行的逆向高速傅里叶变换所需要信道数，以及在所述逆向高速傅里叶变换之后，从逆向高速傅里叶变换结果中除去所说零点，和。

第二数据产生单元，对于时间/频率交错单元进行处理之后进行的逆向高速傅里叶变换所需要信道数的数据，以信道复制处理来形成其中不足部分。

5.按权利要求4所说的数据传送装置，其中，

还包括：

第一逆向高速傅里叶变换单元，处于时间/频率交错单元之前、进行逆向高速傅里叶变换，以及

第二逆向高速傅里叶变换单元，处于时间/频率交错单元之后、进行逆向高速傅里叶变换，

另外，上述第一数据产生单元进一步包括如下部分：

对于上述第一逆向高速傅里叶变换单元所需要信道数的数据，形成其中不足部分的单元，上述第二数据产生单元进一步包括如下部分：

对于上述第二逆向高速傅里叶变换单元所需要信道数的数据，形成其中不足部分的单元，

其中通过信道复制操作形成其中不足部分。

6.按权利要求4所说的数据传送装置，其中，对于在时间/频率变错单元处理之前与之后分别进行的逆向高速傅里叶变换中所需要信道数，都作同一设定。

7.按权利要求4所说的数据传送装置，其中，对于在对应于所说二维交错处理的接收端所进行的二维交错处理之前与之后分别进行的高速傅里叶变换中所需要信道数，都作同一设定。

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