CN100342663C - Cdma接收机中的信号处理系统 - Google Patents

Abstract

本发明描述了用于减小干扰，特别是在W-CDMA 3G移动通信系统用户端终端处观察到的干扰的，多码扩频接收机结构和方法。通过估计发射信号流，或者存在多个多径成分时的多个信号流，将所估计的信号再扩频，并从接收信号中减去非正交干扰分量，抑制不止一个扩频码的非零互相关和自相关引起的径间干扰。该技术使误比特率得到改善，或者等效而言，增强了用于数字移动通信网络的能力。

Description

CDMA接收机中的信号处理系统

技术领域

本发明通常涉及用于在扩频接收机，特别是RAKE(瑞克)接收机中减少干扰的结构，系统和方法。本发明应用于数字移动通信系统，特别是第三代(3G)系统。

背景技术

第三代移动电话网络通过移动台和基站之间的无线接口使用CDMA(码分多址)扩频信号进行通信。国际移动通信IMT-2000标准( www.ituint，此处引作参考)包括了这些3G网络(也包括所谓的2.5G网络)。第三代技术使用CDMA(码分多址)以及IMT-2000标准考虑三个主要的操作模式，在欧洲和日本的W-CDMA(宽带CDMA)直扩FDD(频分复用)，美国的CDMA-2000多载波FDD，和中国的TD-CDMA(时分复用CDMA)和TD-SCDMA(时分同步CDMA)。

一般来说，3G网络的无线接入部分是指UTRAN(全球陆地无线接入网络)，包括UTRAN接入网络的网络称为UMTS(通用移动电信系统)网络。UMTS系统属于第三代移动通信合作伙伴项目(3GPP，3GPP2)，其技术规范可参见 www.3gpp.org。这些标准包括，技术规范23.101，它描述通用UMTS结构，和25.101，它描述用户和无线发射，以及接收(FDD)版本4.0.0和3.2.2在此分别引用作为参考。

图1显示第三代数字移动电话系统10的一般结构。在图1中，无线塔12连接至基站14，基站14再由基站控制器16控制。显示出移动通信设备18通过无线或空中接口20与基站14处于双向通信中，在GSM(全球移动通信系统)网络和GPRS(通用分组无线业务)网络中，该接口称为Um接口，在CDMA2000和W-CDMA网络中，该接口称为Uu接口。通常在任一时刻，多个移动设备18附着于给定的基站，该基站包括多个无线收发信机以服务于这些设备。

基站控制器16同多个其它的基站控制器(未显示出)连接至移动交换中心(MSC)22。多个这样的MSC再连接至网关MSC(GMSC)24，GMSC 24将移动电话网连接至公用交换电话网(PSTN)26。本地位置寄存器(HLR)28和访问者位置寄存器(VLR)30管理呼叫路由和漫游以及其它系统(未显示出)管理鉴权，计费。操作维护中心(OMC)29收集自网络基本结构单元如基站和交换机的统计数据，从而为网络运营商提供网络性能的高级视图。OMC可用于，例如，确定在一天中不同时刻有多少可用的网络容量以及所使用网络部分。

上述网络基本结构主要管理移动通信设备18与其它移动设备和/或PSTN 26之间的电路交换语音连接。所谓如GPRS的2.5G网络和3G网络，将分组数据业务加入到电路交换语音业务。一般来说，将分组控制单元(PCU)32添加到基站控制器16，通过分级系列交换机将其连接至如Internet 38的分组数据网络。在基于GSM的网络中，包括GPRS服务支持节点(SGSN)34和GPRS网关支持节点(GGSM)36。可以理解为，在图1的系统和后面所述的系统中，网络内元素的功能可驻存在系统中单个物理节点上或分立的物理节点上。

移动设备18和网络基础结构之间的通信通常包括数据和控制信号。数据可包括数字编码的语音数据或使用数据调制解调器来回向移动设备透明传输数据。在GSM型网络中还可使用GSM短消息业务(SMS)发送文本和其它低带宽数据。

在2.5G或3G网络中，移动设备18可提供到另一部话机的不仅仅是单个语音的连接。例如，移动设备18可另外或可选择性的提供到视频和/或多媒体数据业务，Web浏览，E-mail及其它数据业务的访问。逻辑上可将移动设备18认为是包括与数据处理器或个人计算的终端设备具有串行连接的移动终端(插有用户识别模块(SIM)卡)。通常，一旦移动设备以“始终开启”的状态附着于网络，则可在设备和外部数据网络之间，如通过移动终端到终端的设备接口上的标准AT命令透明地传输用户数据。若使用传统的移动话机作为移动设备18，则可能需要终端适配器，如GSM数据卡。

在CDMA扩频通信系统中，在调制RF载波之前混合以更高比特速率(称为码片速率)的伪随机扩频序列将基带信号扩频。在接收机处，通过将接收信号和伪随机扩频序列馈送入相关器，并允许一者滑移过(slip past)另一者，直到获得锁定(lock)，从而恢复基带信号。一旦获得锁定，通过如超前-滞后跟踪环(early-late trackingloop)的码跟踪环(code tracking loop)进行维持，该环检测何时输入信号超前或滞后于扩展序列并对变化进行补偿。

由于如果已知初始伪随机扩频序列仅能恢复基带信号，从而将这种系统称为码分多址系统。扩频通信系统允许具有不同扩频序列的多个发射机都使用相同部分的RF频谱，接收机通过选择合适的扩频序列“调谐(tuning)”所需的信号。

在3G移动电话系统中，使用正交可变扩频因子(OVSF)技术的扩频或信道化码将基带数据扩频。OVSF码允许在保持不同长度码之间正交性的同时改变扩频因子。为增大同时接入系统用户的数量，用诸如Gold码的扰码进一步将数据扩频。由于扰码完全互正交，扰码不改变信号带宽，但又可各自区分去往或来自不同用户的信号。在信道化扩频之上使用扰码，即通过扰码复用OVSF扩频之后码片速率的信号产生相同码片速率的扰码。这样，码片速率通过信道化码来确定，在该系统中，它不受随后扰码的影响。从而，对给定码片速率的符号速率同样不受扰码的影响。

在3G移动电话系统中，对于从基站到移动台的下行链路和从移动台到基站的上行链路通常使用不同的扩频因子和扰码。通常信道化码的长度在4码片和256码片之间，或等同于具有4和256之间的扩频因子(尽管可使用其它的扩频因子)。上行链路和下行链路无线帧通常持续10ms，相应于38400码片长度的扰码，尽管有时在上行链路上采用更短的帧，例如256码片。典型的码片速率为3.84Mchip/sec(Mcps)，这确定出对于信道的最大比特速率——例如对于16的扩频因子，即每符号16码片，这给出240Kbps的数据速率。应该认识到，提供的上述数字仅仅出于说明目的。如果与移动台的通信需要更高的比特速率，可使用多于一个这样信道创建所谓的多码发射。在多码发射中，使用多个数据信道，以并行方式有效地提高了去往和来自移动台发射的总数据速率。通常，多码数据信道具有相同的扰码，但具有不同的信道化码，虽然最好具有相同的扩频因子。

在3G移动电话网系统中，通常具有许多不同的信道，一些信道为特殊用户专用，一些信道为如在给定小区或扇区内的所有用户的用户组公用。在如上所述的专用物理控制信道(DPCH)上，或在多码发射情形中的多个这样的信道上，承载话务量。公用信道通常传输信令和控制信息，并还可将其用于系统无线链路的物理层。这样，公用导频信道(CPICH)包括具有用小区专用扰码加扰的未调制码信道，以允许在移动台接收机处进行信道估计和均衡。同样，提供同步信道(SCH)使移动台用其来定位网络小区。在每个小区中，对基本SCH信道未进行调制，并使用相同的信道化扩频序列将其发射，而不采用小区专用的扰码。不过，还提供相似的辅助SCH信道，该辅助SCH信道具有有限数量的扩频序列。还使用具有已知信道化码和扩频码的基本和辅助公用控制物理信道(PCCPCH，SCCPCH)承载控制信息。通常，所有移动台必须对上述信令信道(CPICH，SCH和CCPCH)进行解码，这样，扩频码(信道化码和若适当时视为扰码)将通常由移动台已知，例如，由于在用户端设备中存储有为网络已知的码。这里，所述信道通常指物理信道，可将一个或多个网络传输信道映射到这种物理信道中。对于3G移动电话网络而言，移动台或移动设备通常指终端，在本说明书中对这些普通术语中未做具体区分。

扩频系统的一方面优点在于相对而言不易受多径衰落的影响。

当从发送机向接收机发送的信号经过两条或多条不同的路径从而两个或多个版本(version)的信号在不同时刻相互干扰地到达接收机时，产生多径衰落。这通常产生梳状频率响应，且当在多径信道上接收宽带信号时，多路延迟使接收信号产生多个成分并出现RAKE齿形(tine)。多径信道的数量和位置通常会随时发生改变，特别是当发射机或接收机在移动的情形。然而，本领域技术人员将会理解，在扩频接收机中的相关器将特别锁定在多径成分中的一个通常最强的直接信号。

已知在本领域中，可使用多个相关器使得扩频接收机锁定在接收信号中相应的多个分离的多径成分。该扩频接收机称为RAKE接收机，且包括相关器的接收机元件通常称为RAKE接收机的“手指(finger)”。通常对各输出均衡加权，或估计使合并信号的信噪比最大的权重，将自RAKE接收机各手指分离的输出进行合并，以改善信噪比(或误比特率)。后者的技术称为最大比值合并(MRC)。

通常需要提供能够支持在3G系统中可能更高数据速率的用户端终端，尤其是在具有众多用户的区域。通常认为，由于近-远效应使CDMA系统上行链路受限(在近端相关性较强，信号具有更多错误码，在远端相关性较弱，信号具有更多正确码)。然而，由于针对高度不对称的业务，如从Internet下载Web页面和图像数据，3GCDMA系统可能更受限于下行链路容量。这样，就通常需要能够支持更高速率下行链路数据业务的移动终端。

为便于支持更高数据速率业务，已知在基站采用抗多址干扰(MAI)来改善上行链路。多址干扰的产生是由于接收自不同用户的信号扩频码通常并不完全正交。从而，在基站中的干扰消除(IC)接收机尝试对所有用户同时或顺序估计从接收信号中要减去的多址干扰成分。消除的多址干扰是两个完全正交的接收信号的相同多径成分之间的干扰。在“WCDMA for UMTS by H Holma and A T0skala，John Wiley & Sons，2001”(ISBN0741 48687 6)的11.5.2章节中更详细地描述了这种技术。

在NTT Docomo的文章“Multipath Interference Canceller(MPIC)for HSDPA and Effect of 64QAM Data Modulation”(TSG RAN WG)1 Meeting #18，document(01)0102(可从3GPP网站 http：//www.3gpp.org/ftp/tsg ran/wgl rll/tsgrl 18/docs/pdfs/rl- 01-0102.pdf上获得)中已经描述了用于抑制单个数据信道不同多径成分间干扰，即抑制径间自干扰(IPI，Interpath Self-interference)的技术。

这些技术尽管有一定效果，但距达到改善的目标还有一定距离。特别是，本发明人意识到，还有其它能估计的从而可从接收信号中将其消除以进一步改善输出信噪比的干扰成分。本发明人还意识到，当抑制这种和其它干扰成分时，可应用多种其它技术来改善干扰成分的消除，包括改善现有技术中干扰成分的消除。

由于径间干扰和信道化码之间的正交损耗产生小区间干扰。对发射机和接收机之间单个路径的理想条件下，OVSF信道化码确保不同的发射流之间相互(完全)正交。然而，由于存在多径时间的离散(multipath time dispersion)，不同多径成分之间非零的自空间相关或互空间相关导致径间干扰。

考虑到，如果扩频接收机同时接收到两个信号，第一个信号的第一个扩频码为1-11-1，而第二个信号的第二个扩频码为11-1-1。这两个扩频码由于在符号周期间相加得-1，因而完全正交。然而，若第二个码相对于第一个码有轻微偏移，使非正交成分增加。这种偏移由对第一个和第二个信号会显著引入延迟成分的多径引起，虽然通常在降低功率时发生。例如考虑对第一个扩频码，非正交分量是源于第一个码的延迟版本，由于码的非理想自相关特性，另外还源于第二个码的延迟版本，由于码的非理想互相关特性。

现在，参看图2A至图2C，这说明在非理想自相关特性条件下，当使用OVSF码时多径干扰的影响。图2A显示出，扩频因子为16的任意选定的OVSF码的自相关函数200，在Y轴202上显示相关器输出，X轴204上以码片周期T_C显示出，被相关的用于计算自相关函数的两个码版本的延迟偏移量。

图2B显示出，对于具有如图2A所示理想OVSF码的双射线多径模型的相关器理想实时输出。在图2B中，用实线206表示第一个多径成分的相关器输出，用虚线208表示相对第一个路径幅值为0.5，相对相移为零的第二个多径成分的相关器输出。图2B的响应曲线是理想的，因为相关器输出包括延迟偏移量为零时来自第一个路径的所有能量，但没有任何来自第二个路径的干扰分量。

现在参照图2C，示出在图2B的双射线多径模式中采用图2A的OVSF码时的实际情形。再次，分别用实线210和虚线212表示第一个和第二个多径成分的相关器输出。可以看出，图2A的自相关函数叠加在两个多径成分上，结果是对于零延迟偏移量的相关器输出包括，来自第一个多径所需振幅为1的分量，和来自第二个多径信号相对振幅为0.25的干扰分量的合并。

当已知时间未对齐(not time-aligned)时，OVSF码具有相对较差的相关特性，这就是在W-CDMA 3G系统中应用附加扩展码的原因。如上所述，由3GPP标准确定的，在W-CDMA中使用的码为Gold码，该码通过由两个二进制M序列的38400码片段(chipsegment)移位(positionwise)取模相加(modulo to summation)形成。M序列的自相关特性如图3所示，其中，在y轴300上显示出相关函数。对于非零偏移，最大相关输出与扩频长度的倒数-1/S成正比，其中，S为扩频长度。扩频长度通过用于生成码的移位寄存器的元件单元n来确定。连续自相关峰之间的延迟偏移量T通过将码片周期t_c与码长度S相乘给出。对于大扩频因子，1/S趋于0，这样，时间未对齐时该码将接近零自相关的理想特性。然而，对于低扩频因子，对应更高的数据速率，径间干扰(IPI)可能会变得明显。

CDMA系统的容量受限于自干扰，它属于容量和服务质量方面的性能，在很大程度上由相同小区或相邻小区内的用户干扰功率增大而确定。因此，有可能通过降低干扰的这种级别来改善CDMA系统的性能，存在有多种已知的和可接受的实现技术，包括间断发射和使用扇区化天线。基于自基站向终端发送的信号为同步的认识，这样可通过使用当在码片周期内对齐时正交的码，诸如上述的OVSF码，或者，使用例如在美国的IS95(Interim标准95)CDMA电话网络中使用的Walsh码，来减弱小区内的MAI(多址干扰)，将在小区内的干扰减弱到某些程度。然而，在实际中移动环境的时间偏移特性导致如上所述正交性的明显损耗，以及相应的MAI增大。例如，在典型的市区环境，可观测到正交损耗上升到40％。还可以观测到小区内的多址干扰。

如上所述，已经看到如果知道其它(干扰)信道的特征，则有可能抑制或消除它们带来的干扰。对其它专用信道的情形，终端不必要对信道事先(priori)进行推测，而是通过其它技术来实现。这样，由于在终端显式或暗隐式地了解信道特性，通过消除自公用信道的干扰分量可提高CDMA系统的性能。后面将要提到的信道为：

1.公用信道，具有已知的扩频码，没有(或已知)扩频码的调制，如CPICH和SCH。

2.公用信道，具有已知的扩频码，数据调制，如P-CCPCH。

3.专用信道，具有已知的扩频码(可消除自干扰)，如传统的单码发射，多码发射和发射天线分集系统。

所选出的这些信道仅仅出于说明目的，后面所述的技术并不限于这些信道。

在下面的表1中列出了，如在3GPP标准中规定的，用于专用和公用信道的典型功率级别(其中，对于SCH栏由括号框起是由于PCCPCH和SCH为时间复用)。

表1

物理信道	功率	总能量百分比
			CPICH	CPICH_Ec/lor＝-10 dB	10％
PCCPCH	PCCPCH_Ec/lor＝-12 dB	6.3％
			SCH(基本和辅助)	SCH_Ec/lor＝-12 dB	(6.3％)
PICH	PICH_Ec/lor＝-15 dB	3.2％
			专用信道	剩余功率	80.5％

在多小区干扰环境中对于CPICH，PCCPCH和SCH较好的干扰消除可导致容量增加11％。然而，除对于单个终端的性能改善外，公用信道的干扰消除还可允许以对它们分配更多能量，同时很少或不会降低系统总容量。例如，假设小区间-小区内干扰比率为1.0，在保持与传统系统具有至少相同容量的同时，对于CPICH和SCH/PCCPCH可增加3dB。该功率增量对于SCH的情形可提高捕获性能，对于更强CPICH信号可改善信道估计和跟踪。

此外，有可能抑制因专用信道所导致的自干扰。对于高数据速率发射，通常将对该信道分配较大的功率，这通常还将操作于相对较低的扩频因子。发射的这些方面都将趋向于增加径间干扰，从而改善的IPI消除技术有潜力提供显著的性能提高，虽然这将依据于多径环境，码相关特性，和分配给所需专用信道的功率比例。

应用于移动终端的改进干扰消除技术都将使终端制造商和网络/业务运营商获益。使终端制造商受益是由于使终端提高接收高数据速率发射的容量。使运营商受益是由于，在Erlangs/小区方面或在可支持的总数据速率方面，所提供的网络支持更高容量的下行链路，从而可提供附加的业务。

由以上所述可以得出，通常需要改善的干扰抑制技术，特别是在移动终端中。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种扩频接收机，用于接收由多个扩频信号承载的数据，多个扩频信号具有相应的多个扩频码，这些扩频码完全相互正交，接收机具有码间干扰抑制，该接收机包括：多码RAKE接收机，用于提供一组数据估计，该数据估计包括由所述多个扩频信号所承载数据的多个估计，每个所述扩频信号对应一个估计；多个再扩频器，用于再扩频所述多个数据估计；多个RAKE手指，每个RAKE手指包括多个干扰抑制器，对于所述多个扩频码各提供至少一个干扰抑制器，将各用于每个码的所述至少一个干扰抑制器配置成从接收信号中抑制对于其它码扩频信号的再扩频的数据估计；和多个RAKE合并器，所述多个扩频码各对应一个RAKE合并器。

本发明还提供了一种在多码接收机中抑制码间干扰的方法，该接收机用于接收由多个扩频信号承载的数据，多个扩频信号具有相应的多个扩频码，这些扩频码完全相互正交，该方法包括：使用多码扩频接收机来提供一组数据估计，该数据估计包括由多个扩频信号所承载数据的多个估计，对每个扩频信号对应一个估计；再扩频多个数据估计；和从对于每个码的接收信号中，抑制对于其它码的扩频信号的再扩频的数据估计。

本发明还提供了一种用于扩频接收机的干扰抑制器，该干扰抑制器包括多个干扰抑制器组件，每个干扰抑制器组件包括：用于接收信号的信号输入；多组干扰估计输入，RAKE接收机的手指各对应一组干扰估计输入；多个输出，RAKE接收机的手指各对应一个输出，每个输出和每组输入与接收信号的多径成分相关联，每组输入包括用于对除第一个多码外的各多码的干扰估计的输入；加法器，用于每组输入，将各个多码的干扰估计相加；和多个在信号输入和各所述输出之间的减法器，将信号输入和所述输出之间的减法器配置成，从与各多径成分相关联的输入接收相加的干扰估计组，其中所述各多径成分不包括与所述输出相关联的多径成分，并且其中所述干扰抑制器组件的所述信号输入是共同的。

本发明还提供了载有处理器控制码以实现上述多码接收机，方法和干扰抑制器的载体。该处理器控制码可包括例如用以控制数字信号处理器的计算机程序代码，或其它的码，如用来建立为实现上述方法或接收机的通用目标接收机集成电路的多个寄存器值。该载体可包括数据载体或存储介质，如硬盘或软盘，CD-ROM或DVD-ROM，或可编程存储器，如只读存储器，或光电信号载波。对于本领域技术人员应能理解，还可将控制码分布在多个如通过网络相连的元件之间。本领域技术人员还可进一步认识到，通过将专用硬件与以软件实现功能的组合可实现本发明。

本领域技术人员将会理解，可对本发明的上述方面进行组合来抑制自多于一个源引起的干扰分量。

现在，将参照附图，仅以示例方式，进一步描述本发明的这些及其它方面。

附图说明

图1显示通用3G移动电话系统的结构；

图2A至图2C分别显示，对于OVSF码的自相关函数；对于具有两个多径成分的信号的理想相关器输出；和对于具有两个多径成分的信号的示例性实际相关器输出；

图3显示M序列自相关函数；

图4显示已知的W-CDMA RAKE接收机；

图5显示用于在码片级消除干扰的W-CDMA RAKE接收机的通用结构；

图6显示用于在符号级消除干扰的W-CDMA RAKE接收机的结构；

图7A至图7E显示(a)全消除，(b)并行消除，(c)串行消除，(d)混合串-并消除，和(e)混合全消除的干扰消除器的结构；

图8显示可选的混合干扰消除单元结构；

图9显示具有EPICH消除的W-CDMA RAKE接收机；

图10显示具有CPICH消除位置选择的W-CDMA RAKE接收机；

图11显示速率在12.2kbps下具有和不具有干扰消除的3G移动电话系统的误比特率性能；

图12显示速率在384kbps下具有和不具有干扰消除的3G移动电话系统的误比特率性能；

图13显示速率在12.2kbps下具有较大多经延迟扩展的，具有和不具有干扰消除的3G移动电话系统的误比特率性能；

图14显示速率在384kbps下具有较大多经延迟扩展的，具有和不具有干扰消除的3G移动电话系统的误比特率性能；

图15A和15B显示(a)具有合并前(precombine)估计，和(b)具有合并后(post-combine)估计的，具有PCCPCH消除的W-CDMA RAKE接收机；

图16显示对于专用数据信道上径间干扰消除的CDMA RAKE接收机的结构；

图17显示已知的W-CDMA多码RAKE接收机；

图18显示具有多码干扰消除的W-CDMA多码RAKE接收机；

图19A和19B分别显示，用于使用合并器前和后的干扰估计多码干扰消除器，以及用于使用合并器后估计的多码和径间干扰消除器；

图20A和20B分别显示(a)具有RAKE合并后估计，和(b)具有RAKE合并前估计的，具有干扰消除的STTD RAKE接收机；

图21A和21B分别显示，(a)用于RAKE接收机手指的传统STTD解码器；和(b)用于STTD RAKE接收机的具有干扰消除的改进的STTD解码器手指；

图22显示用于具有PCCPCH，SCH和CPICH消除的终端的RAKE接收机；

图23显示用于以CPICH干扰估计改进的，具有PCCPCH，SCH和CPICH消除的终端的RAKE接收机；

图24显示用于具有公用信道STTD和多码干扰消除的RAKE接收机；和

图25显示用于具有公用信道，STTD，多码干扰，和DPCH IPI消除的RAKE接收机。

具体实施方式

在不进行限制的条件下，在未知附加扩频码的终端中可消除的信道干扰类型如下(按复杂程度递增的顺序)：

1.具有已知扩频码和已知或没有调制的公用信道，如CPICH和SCH。由于调制信号已知，因而其方法最简单。

2.具有已知有数据调制的扩频码的公用信道，如PCCPCH。为消除这些信道产生的干扰，从所需的信号抑制干扰之前，必须将信道解扩并解调以确定发射的数据，然后再扩频形成发射信号的估计。然而，这些信道通常具有更高的功率，通常比所要抑制干扰的专用信道所需值还高5dB，这使得检测信道和抑制干扰相对直接(straightforward)。

3.具有已知的扩频码的所需专用信道。可抑制在单码内由IPI所导致的自干扰，并在某些情形，如果事先已知多于一个专用信道的码，还可抑制其它干扰。例如，当使用多码向单个用户发射高数据速率业务时，以及当将多业务复用到不同的码时，会出现这种情况。这里，再次在干扰消除之前，将干扰信道解扩，解调，并再扩频。当以多重流(multiple streams)，例如以空间-时间块编码发射分集(STTD)发射所需信号时，还可应用这种技术。其实现，至少是有效，是通过使用多组(bank)的匹配滤波器，一个组执行初始估计，而另一组计算在去除该干扰估计后的第二个估计。也可采用多个阶段，每个阶段计算依次更好的径间干扰分量的估计，并在最后阶段确定用于输出的符号级估计。

现在参看图4，这显示出已知的W-CDMA RAKE接收机400，其中，使用CPICH来计算应用于解调专用数据(DPCH)和广播(PCCPCH)信道的信道估计。接收机400具有接收DPCH(专用物理数据信道)，PCCPCH，和CPICH信道扩频信号的天线402。由天线402接收的信号输入到下变频器(down converter)404，下变频器404将信号下变频为IF(中频)或基带用于解扩。通常在此处，为便于在数字域由专用的或可编程数字信号处理器处理，信号将由模-数转换器进行数字化处理。为保留振幅和相位信息，信号通常包括I和Q信道，不过为了简化，在图4中并未显示出。在该接收机中，通常在下面所描述的接收机中，可采用模拟的，或在数字域，或者在这两个域中进行信号处理。然而，由于通常较多的处理以数字形式实现，在图4中以方块所示功能元件通常以适当的软件实现，或对于某些功能采用特殊集成电路较有效时，通过在这些集成电路中采用适当的可编程寄存器来设置其结构和/或功能来执行所需的功能。

还参看图4，接收机400包括3个RAKE手指406，408和410，每个手指具有到RAKE合并器412的输出，RAKE合并器412提供合并的解调信号输出414，以在移动终端中进行进一步处理。每个RAKE手指都对应有主要的元件，为了简化，仅显示出RAKE手指406的元件。

码跟踪器416连接至RAKE手指406的输入以跟踪用于解扩的扩频码。可采用传统的装置，如匹配滤波器或超前-滞后跟踪环，用作码跟踪器416，由于DPCH，PCCPCH和CPICH信道通常同步，码跟踪器416仅需记录(logon)这些信号中的一个，但由于CPICH通常具有相对较高的信号级别，通常记录CPICH。码跟踪器416的输出控制用于PCCPCH 418，CPICH 420，和DPCH 422的码生成器，这些码生成器生成用于与它们相对应信道信号互相关的扩频码来解扩扩频信号。这样，提供了三个解扩器424，426，428，每个解扩器连接至RAKE手指输入，且各自接收自码生成器418，420，422中的一个的输出来解扩适当的信号(信道化码和扰码)。对于本领域技术人员，应能够理解这些解扩器将通常包括诸如乘法器和加法器的互相关器。

CPICH导频信号未进行调制，以便于当将其解扩时，其结果是具有与多径信道的衰减和相移相对应的振幅和相位的信号已经被发射，CPICH信号由RAKE接收机的手指锁定到该多径信道。这样，该信号包括对CPICH信道，特别是对RAKE手指解扩的该信道的多径成分，的信道估计。可使用该估计而无需额外的处理，但最好是关于时间、关于一个或多个符号间隔对估计求平均，以减少关于估计的噪声并提高其准确性。该功能由信道估计430实现。应该理解，尽管关于较长周期求平均将降低噪声级别，但这还会降低接收机对信道条件变化(例如，当接收机运行在行驶于快车道的汽车中的终端时)的快速响应能力。

对信道估计取共轭以将相位反向，并在必要时作归一化处理以便在零衰减时对应单位的振幅，并以此形式，可简单地使用共轭的信号与另一个接收信号相乘，来应用或补偿信道估计。这样，乘法器432和434将自信道估计模块430的信道估计分别应用到广播控制信道PCCPCH和所需的数据信道DPCH。然后，RAKE合并器412以任何传统的方式将所需数据信道合并，还在第二个RAKE合并器中(在图4中未显示出)将自各手指的广播信道输出(诸如自RAKE“ 手指”的广播信道输出436)合并，以输出解调的PCCPCH控制信道信号。

接下来参看图5，这显示出改进的提供码片级干扰消除的扩频RAKE接收机500。图5的通用设置适合于从3G系统的诸如前述CPICH，SCH和PCCPCH信道的公用信道中消除干扰。还可将图5所示接收机的元件和结构添加到其它更复杂的扩频接收机中，这将在后面给出所述示例。由于控制信道的信号功率可能高于专用数据信道的功率，通常将消除自控制信道对专用信道的干扰分量，不过原则上，可使用此技术来消除自控制信道对专用信道的干扰。对图5所示的接收机进行配置，以抑制自具有一个扩频码的一个信道(例如控制信道)对具有另一个完全正交的扩频码的另一个信道(例如专用信道)的干扰。然而，由于码完全正交，没有必要在多径成分内将一个信号从另一个信号中去除，对第一个近似，由于所有信号都正交，在多径成分内没有干扰。然而，由于这些成分经由不同的路径由发射机以不同的延迟到达接收机，使得多径成分之间缺少正交性，这就是图5所示接收机主要抑制的干扰——理论上正交的扩频码以两个不同的多径成分到达接收机使两个信号之间产生的干扰。

这在后面将会描述，还有可能抑制自公用信道对自身的IPI干扰。在这种情形下，将形成干扰的初始估计，从接收信号中将其去除，然后如同对专用信道一样，可再形成改进的公用信道估计。

现在参看图5给出更详细的描述。按传统扩频接收机的形式，接收机包括天线502和下变频器(未显示出)。于是，将接收信号传送到干扰估计器504，码偏移量跟踪模块506，信道估计模块508，以及经过延迟元件510和干扰消除单元512到达多个RAKE手指514。码偏移量跟踪模块506跟踪接收信号的N个多径成分，为干扰估计器504和RAKE手指514以及多个再扩频器516提供N个输出。N个多径成分中每一个都具有与之关联的不同的延迟，从而将码跟踪模块506配置成有效提供N个跟踪环，对RAKE接收机所要处理的每个多径成分对应一个跟踪环。以相似的方式，信道估计器508提供多个(N)信道估计输出，对所要处理的每个多径成分对应一个输出。信道估计器508包括多个CPICH码生成器和对应的多个解扩器，且最好是因此还接收自码偏移量跟踪模块506的N个码跟踪输入(为显示出)。从而，信道估计器508可以传统方式操作，例如，使用多个信道估计器，每个信道估计器如图4所示。

干扰估计器504的功能是在调制信道的符号级提供相关发射信道的估计。如果需要CPICH的估计，一般来说，由于CPICH信号的解扩版本与信道估计器508提供的信号相同，从而可有效分配干扰估计器。如果要估计来自更复杂信号的干扰，干扰估计器可包括多个RAKE手指或效果上为另一个RAKE接收机。因此可以理解，对干扰估计器的各RAKE手指，干扰估计器将需要自码跟踪器506的输入，并从信道估计器508对RAKE手指的输出应用信道估计，这里，将估计更复杂的信号，如PCCPCH或多码信号。干扰估计器具有输出505，该输出可包括单比特行(single bit line)，例如自RAKE接收机合并器的硬比特(hard bit)判决输出，或它可包括多比特行，例如自干扰估计器504的多个RAKE手指的分离的输出。在后者情形，由于信道估计可隐含在软比特判决输出中，可不需要自信道估计器508的输入。此外还可以理解，如果干扰估计器504包括RAKE接收机，该接收机无需具有相同数量的RAKE手指和RAKE手指514。

自干扰估计器504提供输出505，并将其输入到多个再扩频器516。输出505包括在符号级的一个或多个发射信号(如CPICH，PCCPCH等)的一个(或多个)估计。它们由再扩频器516再扩频，对由RAKE手指514解码的不同多径成分以适当的延迟来提供多个干扰估计输出，每个干扰估计输出包括对适当发射信号的估计，该发射信号具有与自发射机到接收机多径成分的延迟相对应的延迟。然而，并不是所有的多径成分都以相同的信号级(或相位)到达接收机，从而，在多个乘法器中通过以自信道估计器508对应的输出乘以估计获得多径成分相对功率的校正。结果生成多个干扰估计520，最好对RAKE手指514所要处理的每个多径成分对应一个干扰估计520。

多个干扰估计信号520提供多个到干扰消除单元512的输入。通过由接收信号向干扰消除单元512提供附加的输入522，考虑到由干扰估计处理过程引入的延迟，经延迟元件510对该接收信号延迟。干扰消除单元512具有多个输出524，每个多径成分对应一个输出524，输出524包括已经减去或抑制相关干扰估计的输入信号的多个版本。后面将详细描述干扰消除单元512，不过一般来讲，是从其余任何一个多径成分中抑制或消除自其它多径成分的估计干扰分量(由于在任何一个多径成分内信号完全正交，因而没有必要去除来自多径成分本身的估计)。干扰消除单元512的输出524作为向RAKE手指514提供的输入，每个输出提供到对应的RAKE手指。RAKE手指还具有各从码跟踪模块506和信道估计器508的一个输入，以便各RAKE手指具有从中已经使相关干扰估计得到抑制的输入，且信道和码跟踪偏移量适合于RAKE手指进行处理的多径成分。RAKE手指514具有N个向RAKE合并器528提供输入的RAKE手指输出526，再由RAKE合并器528提供合并的(干扰受抑制的)输出信号530。RAKE合并器528可以任何传统的方式操作，如等增益合并或最大比值合并。

图5的接收机说明了公用信道干扰抑制的通用形式，概括来讲，其中，对干扰分量进行估计，将其再扩频，再从所需信号中将其去除。一般来说，码跟踪器506计算一个码相对于另一个码的延迟，这将通过适当的信道估计加以权重，并将其减掉。如果“干扰”信号调制以数据，干扰估计器504确定对何种数据的估计，以便将数据适当再扩频。但如果“干扰”信号未调制以数据，从而未承载数据，可省略此步骤。可以理解，必须对接收信号应用一些形式的码跟踪，尽管在处理了输入信号之后还有可能重复码跟踪，但会更准确地确定相关多径延迟。由于与另一个信号不完全干扰，且例如如果在处理该信号前期阶段完全去除CPICH导频信号，在后期对于码跟踪器的锁定该信号将不再有效，因而，确定这种滞后的，改善的估计，在多径成分内最好不要消除自另一个正交信号。

将在后面描述对于与“部分”消除相对的“全”消除选择，但如果采用“全”消除(即，所有成分，甚至完全正交的成分)，最好回加入至少一部分正交信号以简化后期的码跟踪，信道估计及其它功能。

本发明人还意识到，由于解扩为线性操作，在完成解扩之后还有可能消除干扰的影响。在此情形，将信号解扩，计算干扰，在符号级从所需信号中去除干扰信号之前将所需的和干扰信号码之间的互相关应用于该干扰信号。现在描述在符号级干扰消除操作的示例，尽管本领域技术人员应该理解，但由于解扩相关操作的线性特性，可应用较宽的概念，但这里将参照CPICH导频符号进行描述。不过，由于扩频码可跨越多个符号，对每个符号需要计算所需的和干扰的信号之间的互相关。

为有助于理解本发明，考虑在符号级干扰消除背后的数学处理，以及将给出使用CPICH导频信号的符号级干扰消除的示例。

考虑包括发送数据的所涉及信道响应c(t)的接收信号r(t)。作为简单示例，假定接收机将接收包括由码S_D扩展的数据b(n)的单个流，以及导频信道s_P(t)，其中，n表示信号在符号周期n。

$r\left(t\right)=c\left(t\right)*(b^n{s_D}^n(t-\mathrm{nT})+{s_p}^n(t-\mathrm{nT})$

$=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{c_l}^n(b^n{s_D}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_l)+{s_p}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_l)$ 公式1

对存在的L个多径成分进行该信道的卷积。(解扩)匹配滤波器输出用y(t)表示，并通过由所需扩频码(在这种情形中为s_D(t))乘以接收信号来形成，从而得到y(t)：

y(t)＝r(t)s_D(t)

      ＝c(t)*(bⁿs_D ⁿ(t-nT)+s_p ⁿ(t-nT))s_D(t)    公式2

特别考虑，与延迟偏移量处被接收信号相乘的扩频码相对应的，对于单个多径k的抽样匹配滤波器输出y_k ⁿ：

${y_k}^n={s_D}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_k)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{c_l}^n(b^n{s_D}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_l)+{s_p}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_l)$

$={c_k}^n{b}^n$

$+b^n{s_D}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_k)\underset{l\≠k}{\overset{L}{\underset{l=1}{\mathrm{\Σ}}}}{c_l}^n{s_D}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_l)$

$+{s_D}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_k)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{c_l}^n{s_P}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_l)$ 公式3

公式3具有三项，第一项与所需成分对应，第二项与在所需多径的所需码和在不同多径(即当k不等于l时)的所需码之间的自径间干扰相对应，公式3的最后一项为所需数据码与干扰导频码之间的互相关干扰。可以理解，由于OVSF码的正交性，当k等于l时(即在同一多径上)的互相关为零。

对于公用信道的消除，在此示例中对于CPICH的情形，形成信道的估计，将抽样n和多径l的信道估计表示为

该信道估计用s_P(t)再扩频，并从所需信号中将其减掉，从而得到y_k ⁿ：

${y_k}^n={s_D}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_k)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}[{c_l}^n{b}^n{s_D}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_l)$

${{+c}_l}^n{s_p}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_l)-l^n{s_p}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_l)]$

$={c_k}^n{b}^n$

$+b^n{s_D}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_k)\underset{l\≠k}{\overset{L}{\underset{l=1}{\mathrm{\Σ}}}}{c_l}^n{s_D}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_l)$

$+{s_D}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_k)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{{({c_l}^n-{{\hat{c}}_l}^n)s}_p}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_l)$ 公式4

又得到三项结果，第一项和第二项与公式3的第一项和第二项相同。现在，公式4的第三项包括新的导频信道干扰，如果已形成好的信道估计，即

若等于零，它将为零。

将公式4展开，得到如下表示：

${y_k}^n={c_k}^n{b}^n+b^n{s_D}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_k)\underset{l\≠k}{\overset{L}{\underset{l=1}{\mathrm{\Σ}}}}{c_l}^n{s_D}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_l)$

$+{s_D}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_k)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{c_l}^n{s_p}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_l)$

$-{s_D}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_k)\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{l}^n{s_p}^n(t-\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_l)$ 公式5

在公式5中，前两项与公式4的前两项相同，其中已将公式4的第三项展开，在公式5的最后一项写出了减去的干扰分量。可以看到，最后一项包括所需数据和导频信道码的互相关(没有数据项b(n))，且在求和中包括k等于l的项，但严格来说，由于该项为零因而不需要该项。由公式5可以看出，在所需信号再扩频之后通过减掉不需要的成分，换而言之从信号级所需信号中减掉不需要的成分，可实现符号级干扰消除。包含有不需要的干扰成分的信号是通过在与不需要的多径相对应的偏移量处的不需要的码乘以在与所需多径相对应的偏移量处的所需的码来形成。

图6显示对于三个多径成分在符号级消除干扰的W-CDMARAKE接收机600，并详细显示出接收机的其中一个RAKE手指。

接收机600包括的输入天线602，以接收向码跟踪模块604提供的输入信号，信道估计模块606和三个(在此示例中)RAKE手指608。码跟踪模块604跟踪输入信号三个多径成分的码，并提供三个相对应的包括对这三个多径延迟偏移量的输出。码跟踪模块的输出向导频码生成器610和数据码生成器612提供输入。导频码生成器610生成导频(CPICH)码的三个版本，对于接收机处理的每个多径成分对应一个版本，码的三个版本具有与多径成分相对应的延迟偏移量。自导频码生成器610的输出610a用于第一个多径成分，输出610b用于第二个多径成分，输出610c用于第三个多径成分。同样，生成器612提供了数据信道扩频码的三个版本，对每个多径成分对应一个版本。数据码生成器612的输出612a用于第一个多径成分，输出612b用于第二个多径成分，输出612c用于第三个多径成分。在所示接收机600的实施例中，具有三个RAKE手指，608a，608b，608c，每个手指完全具有相同的功能，但接收不同的输入信号组。所有的RAKE手指都接收自天线602的输入信号614，而且所有的RAKE手指都接收对每个多径的信道估计606a，606b，606c。RAKE手指608a解扩接收信号的第一个多径成分，并从数据码生成器612接收具有对于第一个多径成分的适当偏移量的数据信道扩频码612a的版本。RAKE手指608a还在线610b和610c上接收具有对应于所有其它多径成分(在此情形中为第二个和第三个多径成分)的延迟偏移量的导引扩频码的版本。一般来讲，每个RAKE接收机接收具有对应于RAKE手指正在处理的多径成分的偏移量的数据码的版本，以及对于所有其它多径成分的导频码的版本。

现在，将对RAKE手指608进行详细描述；其它RAKE手指与之相对应。使用互相关器616将接收信号的输入614与具有对于接收信号第一个多径成分的偏移量的数据码612a的版本进行相关，以提供符号级输出618，延迟单元620将输出618延迟以对齐解扩的接收信号和干扰估计。互相关器622和624将对于RAKE手指处理的多径信号的数据扩频码612a的版本与对于计算干扰估计的其它多径成分的导频码扩频信号610c和610b的各个版本互相关。然后，在乘法器626和628中分别用信道估计606c和606b将从互相关器622和624的各个输出相乘，并将合并(相加)的结果在线630上形成公式5的最后项。为简化起见，对互相关器和乘法器使用了相同的符号，但作为本领域技术人员应该理解，互相关器包括乘法和加法。为方便起见，尽管简单地将公式5的最后项指作所提供的“线630”，但在实施中RAKE手指可能以软件实现，因而干扰项可不以所划出的单根物理线路形式出现，而可能成为计算中的中间项，例如存储在寄存器中。

可以理解，由于通过互相关器622和624实现互相关，干扰估计630为符号级估计，如上所述，延迟的信号618也为符号级信号。干扰消除单元632用于从信号级接收信号中减到信号级干扰估计，来提供已抑制干扰的符号级输出。然后，通过乘法器636，将对于第一个多径成分606a的信道估计应用到该符号级信号，将结果作为一个输入提供到RAKE合并器638。到RAKE合并器638的其它输入来自其它RAKE手指608b和608c，将来自这三个RAKE手指的信号合并以提供解调的输出信号640。

在图6的接收机600中，干扰估计器实际包含导频和数据码生成器610，612，相关器622，624和乘法器626，628。可以认识到，可用不同的码生成器来代替导频码生成器610以消除来自不同信号的干扰。同样，对于载有数据的信号(如PCCPCH码)的码生成器610，可用设备将其代替以估计对每个多径成分数据的再扩频版本；在后面的PCCPCH干扰消除的内容部分将描述这种程序。

由于将所需信号和干扰信号解扩，在某种程度上，图6的结构比图5的结构更为复杂。然而，由与由每个互相关器622和624所实现的互相关简单地包括将两个二进制扩频码相乘，且二进制扩频码可易于由模2编辑处理装置实现，在实际中该接收机通常更易于实现。此外，在实施例中，可于多个延迟偏移量计算互相关矩阵。然后，可在一个符号上对干扰分量求平均，并从手指输出将其减掉，再在一个符号上求平均，从而减小干扰消除单元632的复杂性。

现在，在图7A到7E和图8中将更详细的描述适合于图5和图6所示接收机的干扰消除单元。通常可根据在接收机设计中可获得的所需的性能-复杂度折衷考虑，信道质量估计和干扰估计，以及无线信道的配置，来选择干扰消除单元。以下将要描述的技术可应用于码片级和符号级消除。然而，如果使用符号级消除，确保在所需多径成分中去除干扰信号并不重要——即意味着采用串行或并行版本消除并不重要——从而可采用下面所描述的更简单的全或混合全消除技术。

首先，参照图7A，显示出简单干扰消除结构700，其中，在减法器706将干扰分量702从接收信号701中减去之前，在加法器704中将自所有多径成分的干扰分量702相加。分离器708将从减法器706的单个输出分离成多个输出710，对RAKE接收机的每个手指对应一个输出，即对由接收机所处理的每个多径成分对应一个输出。可以理解，加法和减法可以软件形式操作，而不以硬件形式，这样，例如减法器706可包括从接收信号701中减去自加法器704的输出705的减法操作以给出结果707。

在图7A的配置中，由于对所有RAKE接收机手指从输入中减去相同的信号，从而对每抽样(对于N个手指)所需的操作量为N次复数乘法(对于再扩频和应用信道估计)，对N个输入的一次复数加法，和一次减法。然而，若扩频码为二进制，则对再扩频的N次复数乘法变为N次复数加法。

图7A的方法甚至在干扰信号具有与所需多径成分相同的延迟时将干扰信号相加。对于该分量，由于干扰源将与所需信号正交，因而这并不会对提高性能。这可从这样的事实看出：由于所有码彼此完全正交因而在单个路径信道中不会出现小区内干扰。出于相同的原因，当考虑将在具体路径上的干扰信号从该路径上的所需信号中去除——由与这两个信号正交，也同样不会实现性能的改善。该方法还具有这样的缺点：例如，当随后的RAKE手指应用CPICH信号在计算信道估计时，在该手指中不能使用干扰抑制的输出。

图7B显示出第二种干扰消除器720，干扰消除器720应用并行的干扰信号消除，即对自一个多径的干扰分量，并不从接收信号的该多径成分中将其去除或抑制，而是从接收信号的所有其它多径成分中将其去除或抑制。从而，在图7B的干扰消除器720具有多个干扰估计输入722a，722b，722c和多个减法器724a，724b，726a，726b，728a，728b。每个干扰输入，如输入722b，具有多个关联的减法器，如减法器726a，726b，以将干扰估计从接收信号701的相关多径成分中去除。干扰消除器具有输出730，对RAKE接收机的每个手指都有对应的一个输出730a，b，c。从而，例如，输出730b包含由减法器724a和728b已经将自多径1的干扰估计722a和自多径N的干扰估计722c减掉的接收信号701。

除在每个多径成分的正交“干扰”信号对后期处理有效外，图7B所示的干扰消除器与图7A所示的全消除器700具有相似的性能。不过更复杂的是，图7B所示的干扰消除器720与7A所示的消除器700相比需要较多的计算量。对每个抽样，消除器720需要对于再扩频和应用信道估计执行N次复数乘法(或对于二进制扩频码为加法)和

次复数减法(加法)。

下面参看图7C，显示出具有串行或连续消除结构的干扰消除器740。可采用干扰消除器740，以连续消除的方式，仅减去来自具有比所需多径更大信号功率的多径的干扰分量。这样，在实现中将多径成分进行标记，以便使多径1具有最强的信号，多径2信号仅次于最强信号，以及多径N具有最弱的信号——换而言之，将多径成分按信号强度振幅进行排列。然后，通过去除多径1对路径2和3的径间干扰的影响，以及去除路径2对路径3干扰的影响，来实现近似的干扰消除，尽管忽略了路径2和3对路径1的IPI影响。这样，在图7C中，对于第一个多径成分的输出744a仅包含接收信号701，对于第二个多径成分的输出744b，即对于第二个RAKE手指，通过减法器746将自第一个多径成分的干扰分量估计742a从中减掉。同样，对于第N个多径成分(在此情形中为对于第三个RAKE手指的第三个多径成分)的输出744c，通过减法器748，从已经从中减掉自第一个多径成分的干扰估计742a的信号输出744b中，减去自第二个RAKE手指的干扰估计742b。

与图7B所示干扰消除器720相比，图7C所示结构将会导致性能轻微地变差，但结构简单，在对于N个手指每码片的运算操作中，该结构仅需要N-1次复数乘法(对于再扩频和应用信道估计)(或加法，对于二进制扩频码)和N-1次复数减法(即对于图7C所示消除器的情形为2+1+0)。然而，当两个或更多多径具有相似的振幅和/或当预期最强路经到最弱路径的排序变化太快时，例如，受阴影和多径衰落的影响，通常不选用图7C所示的干扰消除器740。

图7D显示出具有包括并行和连续消除元件两者的混合结构的干扰消除器760。一般来说，干扰消除器760的结构与干扰消除器740的结构对应，它具有对于多个多径成分的多个干扰估计输入762a，b，c，和用与相应多个RAKE手指进行处理以提取多个多径成分的干扰抑制输入764a，b，c。同样，每个干扰估计输入具有相关联的减法器组，以将一个多径信号的估计从所有其它多径成分的信号中减掉。从而，输入762a具有相关联的减法器766a，b；输入762b具有相关联的减法器768a，b；输入762c具有相关联的减法器770a，b。同样，可将每个输出视为具有相关联的减法器组，例如输出764b与相关联的减法器766a和770b。然而，图7D的干扰消除器760具有与各减法器相关联的加权装置，以在从适当的多径成分中将干扰分量估计减去之前对其进行加权处理。这样，减法器766a，b具有相关联的权重772a，b；减法器768a，b具有相关联的权重774a，b；以及减法器770a，b具有相关联的权重776a，b。各加权装置进行操作，将权重，最好为实数权重，乘以输入，来提供输入信号的一定比例的版本。加权装置可包括硬件乘法器或软件乘法运算操作。将图7D的结构称为混合结构是由于，根据所应用的权重干扰消除器760可配置干扰消除器720或干扰消除器740。如图7D所示，干扰消除器还可包括分离器778，将接收信号701分为用于随后处理以抑制干扰的多个成分。

图7D的结构便于在总体消除性能上将较差的质量信道估计造成的影响降到最小。从而，对于干扰分量估计，可根据由其所源自的多径成分是否具有好或差的信号质量，如高或低的载波干扰比和载波噪声比，对其加权处理。如果信号信道或多径成分具有较差的信号级别，通常将导致较差的干扰估计，将此较差的干扰估计从接收信号中减去将引入干扰，而不是抑制干扰。因此，在此情形，如果证明估计较差，最好仅减去一部分或一定比例的干扰分量估计的版本，这可能改善总体接收信号，而不会引入额外的性能降低。相反，如果从较强信号中得到干扰分量估计，由于具有正确估计的高度置信度，可完全从接收信号中彻底去除估计。

在如图7D所示干扰消除器760中，可将每个IPI干扰分量估计从任何多径成分(除其源自的多径成分外)中减去。在作减法运算之前，应用权重γ_x，y，其中，x表示所需的RAKE手指，y表示导致干扰的多径。如果将γ设置为1，图7D所示的干扰消除器相当于所有权重为零的并行消除器，系统装配传统的RAKE接收机，同样可将消除器在配置成作为以图7C所示形式的串行或连续的消除器。如上所述，该结构的一个优点在于可对较差质量干扰估计给出较低和为零的权重，对较好的干扰估计可给出更大的权重。可包括在相同RAKE手指上对干扰多径的消除，即例如对于RAKE手指处理的一个多径成分将多径1的估计从信号中消除，但由于这并没有什么意义，最好将其省略。从而，有γ_1，1＝γ_2，2＝γ_n，n＝0。

在实施例中，如果缩减功率消耗较重要，则在实际可能或适当条件下可将权中设置为零，以便无需执行关联的减法。对于图7D所示干扰消除器的运算量为，最大为N次复数乘法(对于再扩频)或加法(对于二进制扩频码)，但如果γ_x，y＝γ_1，y＝γ_2，y＝0，该数量将降低，最大为N(N-1)次复数乘法，用于执行加权，和最大为N(N-1)次复数减法。

图7E所示的干扰消除器780是对图7D所示干扰消除器760进行简化的变型。在实际中，干扰消除器780的获得是通过对干扰消除器760将干扰分量估计的权重设置为对所有RAKE接收机的手指相同，即通过设置图7E中的权重γ_y，就干扰消除器760的权重而言，存在：

γ_y＝γ_1，y＝γ_2，y＝γ_x，y。

这样，干扰消除器780包括多个权重786a，b，c，对每个多径干扰分量估计782a，b，c对应一个权重786，在加法器788中将这些权重的干扰分量估计进行加运算产生单个合并的干扰估计790，减法器792从接收信号701中将干扰估计790减去。然后，分离器794对RAKE接收机的每个手指提供该干扰抑制信号784的相同的版本。

干扰消除器780的结构大大减少了执行消除所需的乘法运算量。从而，对再扩频所需的运算量最大为N次复数乘法(或对于二进制扩频码为加法)，(如果γ_x，y＝γ_1，y＝γ_2，y＝0，则该值将更小)，最大为N次复数乘法用于执行加权，以及最大为N(N-1)次复数减法。

图8所示的干扰消除器800，是对图7E所示干扰消除器780的改进版本。为了说明图8所示源自图7A至图7E干扰消除器的干扰消除器800的结构，将其从干扰消除器780所继承的部件赋予与图7E相同的附图标记。可以看到，对每个多径成分，对于RAKE手指在多径成分上的处理，是将从接收信号中减去的多径成分的加权版本加回到信号。从而，对于RAKE接收机手指对接收信号的第一个多径的处理，加法器802将自多径1的由γ₁加权786a的干扰估计782加回到自减法器792的输出784，以提供输出808a。同样，加法器804将先前减去的干扰估计782b的加权版本加回到输出784以提供输出808b，而且，加法器806将先前减去的干扰估计成分782c加回以提供输出808c。

因此，在图8所示的配置中，将从所有路径的干扰分量加法运算，再从接收信号中将其减去，以减少运算量，但对于相应(正交)干扰抑制路径会将信号加回接收信号而允许存在(正交)信号干扰信号。这便于进一步对干扰抑制信号的处理，例如，需要连续的改善的基于CPICH信道的估计。对于混合或并行消除可采用干扰消除器800，对于并行消除将权重(γ)设置为1。通过计算实现消除器来确定实现的复杂度，其中包括，对于再扩频的最大为N次复数乘法(或对于二进制扩频码为加法)，(如果γ_x，y＝γ_1，y＝γ_2，y＝0，则该值将更小)，用于执行加权的最大为N次复数乘法，最大为N次复数减法，以及对各路径将干扰信号加回所用的N次复数加法。

与对于并行消除器的

(或对于每个干扰分量具有相同加权，即γ_y＝γ_1，y＝γ_2，y＝γ_x，y的混合结构)相比，这种可选结构增加了2N次复数加法。在以下表2中显示出了对于增加的路径数量的这种考虑(即对于增加的RAKE手指数量)。由此表明，对于四个或更多手指，图8所示的结构会更有效。

表2

	所需复数加法数量
			N	图7所示的并行消除器	图8所示的混合消除器
2	2	4
			3	5	6
4	9	8
			5	14	10

现在参照图9，图9显示出具有CPICH消除的W-CDMARAKE接收机。可将相同结构应用于所有早于(priori)如基本和辅助SCH信道的发送数据的信道。图9表示一种用于从专用信道消除公共导频信道的接收机结构，不过也可以采用基于图5中通用结构的其它结构。在图9中，将接收天线902的接收信号904提供给多个RAKE手指906中的每个手指。概括来讲，接收机900的结构基于，通过重建CPICH并以去除径间干扰的方式在接收信号904中对其进行抑制的这一概念。

图9的接收机使用经过改进的RAKE手指906来获得针对接收信号中相应多径成分的干扰估计908。这些干扰估计分别(或者在其它实施例中以组合方式)提供给干扰消除单元910，如上所述，干扰消除单元910将多个输出912返回给RAKE手指906。干扰消除单元912具有经过抑制的非正交CPICH干扰估计，从而可由RAKE手指906通过常用方式解扩，为各多径成分提供改进的解扩信号输出914。由于使用多径成分的干扰抑制来产生合并输出，RAKE合并器916通过传统方式将这些经过改进的输出合并，形成误比特率减小的合并解调输出918。

接收机900的RAKE手指906a，b，c基本相同。因此，例如RAKE手指906a包括CPICH码跟踪器920，920’，和信道估计器922，922’，两者都具有来自接收信号904的输入。码跟踪器920跟踪由RAKE手指906a进行多径成分处理的码，并且信道估计器922通过解扩CPICH导频信号而提供对多径成分的信道估计。在图9的表示中，画出了两个码跟踪器920和信道估计器922，这是因为这些模块使用了两次，一次用于干扰分量估计，一次用于恢复专用数据信道信号(这些模块的基本版本)。不过实际上，可能仅提供这些功能元件的单个版本，再次使用这些模块的输出进行信号恢复，不过考虑到干扰消除单元910引入的延迟，以虚线920”和922”所示的时间延迟使输出偏移。

通过传统方式执行码跟踪和信道估计，从而信道估计器922输出是CPICH的解扩版本，然后使用来自码跟踪器920的输出，由再扩频器924通过以与RAKE手指906a处理的多径成分相对应的偏移量再扩频。从而对于该多径成分的CPICH信号的再扩频版本926为干扰消除单元910提供一个干扰分量估计908。对于其它两个RAKE手指906b和906c，从接收信号中减去干扰估计926。

在解扩器930中，自RAKE手指906a的干扰消除单元910的输出912与自DPHCH码生成器928产生的DPCH码相关。然后，通过在乘法器932中将解扩输出与自信道估计器922’的信道估计的共轭版本相乘，从而由多径成分的信道响应改变解扩器930的输出，以为RAKE合并器916提供RAKE手指输出914。应该理解，RAKE手指906a的信号恢复部分主要通过以传统方式操作。

在接收机900的干扰计算和消除阶段或部分中，执行下列步骤：

1.计算码偏移量，例如利用CPICH上的延迟锁定环；

2.自CPICH计算信道估计；

3.利用延迟(码位置)、振幅和相位的特定值，再扩频该多径的CPICH信号；

4.对于所有N个手指重复步骤1-3；

5.从接收信号中减去N个再扩频的CPICH，使用例如如上所述干扰消除策略去除估计干扰。

从而给出在干扰消除单元输出上所示信号的N个版本。下一阶段是恢复所需的信号，实现此任务的步骤如下：

6.计算码偏移量。可以重新进行计算，或者可以使用上面步骤1的前次估计；

7.用所需码在正确的码偏移量处进行解扩；

8.计算信道估计——可以再次执行，或者可以使用上面步骤2的前次估计；

9.应用信道估计；

10.对于所有N个手指重复步骤6-10；

11.将所有N个手指相加。

如果在步骤6中还再次执行码跟踪，则可根据是否已经从所需信号中消除导频信号，在DPCH或CPICH信道上执行码跟踪。如果使用前次估计，则需要引入延迟来补偿干扰消除单元中的执行时间。

应该理解，上述步骤描述了一种可用软件实现的算法，来执行实现图9的接收机的功能，例如作为软件无线电或数字无线电处理器的固件。或者可以采用该算法，写出用于专用集成电路应用的现场可编程门阵列的功能限定，以实现接收机。

图10显示出具有两个信道估计器的W-CDMA RAKE接收机1000，第一个信道估计器1002在减去所估计出的干扰之前对自CPICH的干扰分量进行估计，第二个信道估计器1004在通过干扰抑制器1006已经减去CPICH干扰之后，对CPICH干扰进行估计。因此，图10所示的接收机1000估计干扰两次，一次是在已经从接收信号中减去最初估计出的干扰分量之后。不过，正如下面将要描述的，可以不用第一个信道估计器，而使用第二个信道估计器1004为干扰消除器1006提供干扰估计，即使估计器1004位于干扰消除器1006后面也不例外。一般来说，这有可能实现，因为CPICH未经调制，假若多径环境稳定，则就可以对信道在一个时刻进行估计，即可以解扩CPCIH以提供CPICH干扰分量的估计，并在以后使用所述估计从接收信号中减去干扰分量，产生更加精确的干扰估计。在软件语言中，扩频接收机1000在效果上递归地执行。如图10所示的接收机表现出，可使用两次CPICH消除，通过增加一个或多个附加的CPICH消除步骤，可以进行连续更佳的干扰估计，不过遵从返回递减的原则。实际上，通过递归方法进行干扰消除还执行了不止一次信道估计和干扰消除操作，提供改善的输出信号，不过具有更加紧凑的结构。

正如所理解的，递归、消除后(post-cancellation)信道/干扰估计技术不限于使用CPICH导频信号，而可以应用于任何未经调制的潜在的干扰扩频信号。还理解到，该技术不限于稳定的多径环境，虽然由于使用早期的估计来估计后期的干扰分量，不过在迅变多径环境中将需要更加频繁的干扰估计。从而表明，信道在较短时间内，信道/干扰估计趋于平均，从而可能为噪声源。不过，实际上，由于与多径环境改变相比，通常能更快速地得出足够精确的信道/干扰估计，从而即使在迅变多经环境中通常也可能获得足够精确的估计。

现在参照图10进行更详细的描述，天线1008接收扩频信号，并在输入到多个信道估计1012a，b，c之前通过下变频器1010降低频率，其中每个信道估计用于输出对于自接收信号的多径成分的估计出的干扰分量。因此，如前面所述，各信道估计器包括CPICH码生成器1014，解扩器1016和用于计算信道估计的装置1018，从而对于CPICH的干扰估计，自信道估计器1012a提供干扰估计输出1020a，自估计器1012b，c提供输出1020b，c。由于信道估计过程在干扰估计中引入延迟，从而还将接收信号暂时保存在内存1022中，以便将接收信号与干扰估计对齐。如上所述，接收机还包括码跟踪CPICH码生成器1014，不过为了简化，在图10中并未显示出。干扰消除器1006从经过延迟的接收信号中减去干扰分量估计1020a，b，c，将提供用于第二个信道/干扰估计器1004的输出1024。输出1024可包括用于信道估计器1004各手指的分离的输出，或者当信道估计器1004的RAKE手指包括码跟踪时，输出1024可包括用于所有多径成分的合并的信号，在此情况下，RAKE手指能跟踪并从该合并的信号中提取多径成分。在从接收信号中减去干扰分量估计之前，将干扰分量估计1020a，b，c再扩频，不过为了简单起见，并未示出这些再扩频器，可以假设干扰消除器1006中包含再扩频器，否则，可采用图7A至7E和图8所示的一种形式。

第二个信道/干扰估计器1004包括三个类似的RAKE手指1026a，b，c。各手指将输出1028a，b，c提供给RAKE合并器1030，在由合并器1030形成合并解调的输出信号1032。为了简单起见，仅详细表示出RAKE手指1026a。

RAKE手指1026a包括到码跟踪器1036和一对解扩器1038a，1040的输入1034。码跟踪器1036将输出提供给CPICH码生成器1042和DPCH码生成器1044，再由CPICH码生成器1042和DPCH码生成器1044分别将输出提供给扩频器1038和解扩器1040。从而，解扩器1038进行操作以解扩自输入1034的CPICH信号，解扩器1040进行操作以解扩也在输入1034上的CPICH信道数据。信道估计器1046使用解扩的CPICH信号来计算信道估计，例如通过在一个或多个信号上求平均，从而在线1048上提供信道估计输出。该信道估计输出的共轭版本为乘法器1050提供输入，以修改解扩器1048的输出，来补偿信道特性，如前所述，以提供用于RAKE合并器1030输出1028a。

可使用信道估计器1046的输出1048，通过以对于将该信道估计应用的多径成分的适当延迟偏移量将信道估计再扩频，来提供自CPICH导频信号对DPCH信道信号干扰分量的估计。换而言之，由于CPICH信道未经调制，信道估计器1046必须对解扩的CPICH信号求平均，从而解扩的CPICH信号包括对于相关多径成分的干扰估计。从而，可将自RAKE手指1026a的输出1048用于向干扰消除器1006提供输入，来代替自信道估计模块1012a的输出1020a。同样，可使用自RAKE手指1026b的信道估计输出代替自估计器1012b的信道估计输出1020b，可使用自RAKE手指1026c的信道估计输出代替自估计器1012c的信道估计输出1020c。在接收机结构中创建这种环的优点在于，计算信道估计的RAKE手指1026在从中已经抑制了干扰分量CPICH的信号上进行操作，从而获得改善的信道/干扰估计。

信道估计器1046可在一个或多个符号上求平均，不过应该理解在这种情形中，干扰估计将实际上滞后一个或多个符号。由于对更小的扩频因子符号周期将缩短，从而确定估计的周期可随扩频因子变化，因此可适合于在多个符号上求平均。或者，可采用滑动窗口型平均，例如，在估算点之前或之后，对每个符号周期使用固定的或可变的码片数量n计算一个信道/干扰估计。

已经描述了自CPICH信道干扰的消除，但应该理解，还可采用此技术来消除自其它未经调制信道(如基本和辅助SCH信道)的干扰。从上述讨论应该理解，图10所示的接收机结构1000提供了至少三种操作模式——消除前信道估计模式，消除前和后信道估计模式，和如前面详细所述的消除后信道估计模式。在消除前信道估计模式中，使用信道估计器1012a，b，c来代替在RAKE手指1026a，b，c中的信道估计器，从而可省略后者包括CPICH码生成器1042，解扩器1038和信道估计器1046的信道估计器。这样可将接收机简化，但由于在抑制IPI分量之前形成信道从而承受更差信道估计的代价。在消除前和后信道估计结构中，接收机如图10所示，在干扰消除之前由信道估计器1012a，b，c产生第一个估计，在干扰消除之后在RAKE手指1026a，b，c中计算第二个改善的估计。尽管该设置为RAKE手指处理提供改善的信道估计，但该接收机比基本消除前信道估计接收机更为复杂。在消除后信道估计接收机中，省略信道估计器1012a，b，c，使用在RAKE手指1026 a，b，c中的信道估计器，利用以前所计算的对干扰估计器的信道估计，计算用于RAKE手指和用于干扰消除器1006的信道估计。这种设置既减少了接收机的复杂性，同时由于以前计算出的信道估计可能仍对短期有效，从而又提供改善信道估计的优点。由于从其它路径仅抑制了CPICH IPI，在每个多径成分上保留有所需的CPICH信号，因而仍由RAKE手指1026a，b，c计算信道估计。

以相应的方式，在图10所示的接收机结构中，可在干扰消除之前，或在干扰消除之后，或在干扰消除之前和之后，实现码跟踪，例如延迟锁定码跟踪环(DLL)。为实现消除前码跟踪，仅在干扰消除器1006之前，即在模块1002中，使用DLL，再对RAKE手指1026a，b，c使用相同的延迟估计。此外，最好是将延迟计算(DLL)和在RAKE手指中延迟估计的使用之间的延迟设置为整数个符号。如果是这种情况，可在接收机的前和后消除器元件1002，1004中将信道化码时间对齐。该消除前码跟踪方法很好地与如上所述消除前信道估计或消除前和后信道估计进行组合。

在可选结构中，码跟踪在干扰消除前后执行，即在信道估计模块1012中执行和再在RAKE手指1026中执行。这样，在干扰消除之前最初得到第一个码跟踪估计，然后在干扰消除之后重新计算延迟位置。由于在抑制了干扰分量之后执行对于扩频数据的码跟踪，这趋向于在RAKE手指中获得改善的延迟位置估计，并由此获得改善质量的数据输出。最好将该方法与上述消除前和后信道估计程序进行组合。

该方法的缺点在于，对于在干扰消除之前和之后实现码跟踪需要在RAKE手指前附加三个相关器，使结构复杂，这正与在一个位置及其它的情况相反。因此，最好以与上述消除后信道估计相对应的方式应用消除后码跟踪，这时的码跟踪器仅在RAKE手指中实现并在信道估计模块1012a，b，c中没必要进行码跟踪。因此，例如在这种配置中可采用在RAKE手指1026a中码跟踪器1036的输出来驱动在信道估计模块1012中的CPICH码生成器1014，以及在RAKE手指中1026a中的CPICH码生成器1042和DPCH码生成器1044。同样，可采用在其它两个RAKE手指1026b，c中的码跟踪器来驱动在信道估计器1012b，c中的CPICH码生成器。应该理解，可以消除前和后信道估计方式采用消除后码跟踪。

图11至14显示出CPICH公用导频信号干扰消除对专用DPCH数据信道误比特率的效果示例。曲线图显示出通过在用户终端中采用干扰消除技术使在用户端所能实现的容量增加和服务质量提高。

曲线显示出在不同用户数据速率下对于双向衰落传播条件获得的模拟结果。图11和12涉及在3GPP技术规范25.101版本3.2.2中定义的情形1——不等路径模型和280ns的低rms延迟扩展，图13和14涉及在3GPP的情形4——具有488ns rms延迟扩展的两个相等路径。除假定移动终端速度为20m/s而不是1m/s外，模拟采用3GPP情形1和情形4的规范。图11和13涉及低用户数据速率，12.2 kbps承载(SF＝128)，图12和14涉及高用户数据速率，384kbps承载(SF＝8)，从而表示出不同扩频因子产生的效果。为了简化，假设单个用户，仅考虑对于两个信道：CPICH(公用导频信道)和DPCH(专用物理信道)的交叉信道IPI；所示结果不包括前向纠错编码的影响。

用于模拟的参数如下表3进行设置。

参数	说明/假设
		用户数量	1
CPICH(导频信道)	码0发射-常数值(均为1)
		OVSF码	从允许的OVSF码树中选出的码
扰码	初级扰码(扰码数＝32)
		扩频因子，SF	128，8用于DPCH256用于CPICH
码片速率	3.84 Mcps
		调制方式	QPSK
每码片抽样数	1
		下行链路物理信道和功率级别	如在TS 25.101 v3.2.2的附录C中所指定；CPICH功率高于DPCH功率7dB。
传播条件/瑞利衰落信道数量	如在TS 25.101 v3.2.2的附录B中所指定；已将在情形1和情形4中的路径延迟移到码片整数的位置。其原因是在模拟中所用的每码片抽样数为1。
		测量信道	如在TS 25.101 v3.2.2的附录A中所指定
移动速度	20米/秒
		信道估计	实数振幅和相位估计
码获得与跟踪	精确
		RAKE手指数	等于在传播条件模型中的抽头数
DPCH_EbNo(dB)	1，5，9，13，17，21，25，29

在所有图11至14中，x轴1102表示DPCH信号的信噪比，y轴1100表示自DPCH信道解调的数据的误比特率。在这些图中各显示五条曲线，曲线1104显示加性高斯(Galcion)白噪声干扰(AWGN)的影响，曲线1106显示无噪声消除的效果，曲线1108显示连续干扰消除(如图7C所示)的效果，曲线1110显示并行干扰消除(如图7B所示)的效果，曲线1112显示没有干扰，即不存在CPICH信道的效果。应该认识到，曲线1106和1112(分别对应无干扰消除和无干扰)理论上表示干扰消除系统性能的上下边界。对于图11至14不考虑DPCH IPI引起的自干扰。

在图11至14的双向模型中，在第一个路径上的DPCH信号受到在其它路径上DPCH和DPICH信号的IPI的影响，这是由于因离散的多径环境使它们并不正交。同样，其它路径上的DPCH信号存在来自第一个路径上的DPCH和CPICH码的IPI分量。自图11至14可以看出，存在干扰时，等路径模型(k孢子(spore)，图13和14)比不等路径模型(情形1，图11和12)更差。这是由于功率高于DPCH 7dB的CPICH具有较大的IPI分量。这样，干扰消除将会对情形4多径成分具有相似强度的情况更有益。从理论上，对于所需信道，对所需路径的IPI分量直接与非所需路径的振幅成正比，与所需和非所需信道的扩频因子呈反比。

对于高处理增益，即对于低数据速率发射，由于IPI分量的值非常低，CPICH IPI不会导致任何明显的性能下降。这是由于码的内在处理增益抑制干扰出现。例如，扩频因子为128的处理增益为21dB，意味着干扰被抑制21dB。相反，扩频因子为8，处理增益仅为9dB。

对于低处理增益(或高数据速率)发射，IPI的影响更为显著。即使RAKE接收机捕获所有的信号能量，可引入的无法降低的(irreducible)差错概率(差错最低水平)高达5×10^-5(情形1)和8×10^-5(情形4)。由于对情形4两路径之间功率等级差别为0dB，与对情形1的-10dB相比，所引入的IPI级别更高，从而，等振幅路径(情形4，图13和14)与不等路径(情形1，图11和12)相比效果更差。

连续干扰消除将BER最低水平降到3×10^-5(情形1)和5×10^-5(情形4)，与并行干扰消除相比仅有很小的差别。由于在等路径模型上使用该方案实际上消除两个同样强的路径中一者的IPI分量，对于等路径模型(情形4，图13和14)与不等路径模型(情形1，图11和12)相比性能并没有多好。

通过全消除CPICH的IPI影响，并行干扰消除显著提高了接收机的性能。在BER为10^-3处对应1.5至2dB的性能改善，当BER值更低时，性能改善更为明显(例如在10^-4处为4.5dB)。

数据结果同样显示，在低扩频系统中干扰消除方案的性能受限于IPI。因此，可以看到两种模拟的消除方案可有效地提高系统性能，无论是应用等振幅路径模型还是不等振幅路径模型，都可将连续消除技术的效果稳定在差错最低水平。然而，并行消除完全能彻底消除导频信道的IPI分量，并大大提高了数据容量。可以预期，混合干扰消除系统可产生同样有益的效果。

如前所述，从DPCH中还能或有选择地可消除除CPICH之外信道的干扰。在以下描述中，将使用P-CCPCH(基本公用控制物理信道)作为示例，不过，本领域技术人员应能理解，所述技术可应用于任何其它具有非确定性数据的公用信道。

概括来讲，在接收专用信道之前将解扩(和解调)广播P-CCPCH信道。然后，将计算的P-CCPCH再扩频，以总体信道响应对其加权，并从专用信道接收路径中将其减掉。再经过多个可形成用于从专用信道接收路径中减去的干扰估计的阶段。

解扩之后，可对每个多径成分的P-CCPCH信号各自再扩频，从而自各RAKE手指提供不同的P-CCPCH软估计。这将称作确定合并前(pre-combine)干扰估计。

此外，解扩之后可将P-CCPCH估计合并形成组合的估计，将会更加准确。然后，将该组合分为多个流，每个流对应个别的多径/手指，然后再扩频各个流，以适当多径信道估计加权，并给出相应于相关多径延迟的偏移量。然后，从所需信号中减去这些再扩频干扰估计以提高性能。这称为合并器后(post-combiner)干扰估计技术。在这种方法的变型中，可执行解调和RAKE接收和解调以产生更加准确的干扰估计。不过，改变型具有在估计中引入明显执行时间的缺点。

无论是选择应用合并前干扰估计技术还是合并后干扰估计技术，都将根据诸如处理功率可用性和信道条件，特别是信噪比的因素进行选择。例如，使用合并的P-CCPCH估计可改善自多径成分的干扰估计质量，但同时它可能降低相应于高功率多径成分的干扰估计。还应该理解，由于干扰估计本身包含信道振幅和相位，使用合并器前估计技术消除了在减去干扰分量之前应用信道振幅/相位进行干扰估计的必要。

当信噪比(SNR)值较低时，由于在干扰消除操作中从所需信号中可能会减去不正确的P-CCPCH估计，在某些环境中采用合并器后干扰估计可导致性能下降。为克服这种潜在缺陷，可采用自适应的结构来优化性能，自适应地当SNR较低时采用合并器前干扰估计，当具有高功率以及有更好信噪比时采用合并器后干扰估计。现在详细讨论这些不同方法，图15A显示出适合于采用合并器前干扰估计技术的扩频接收机1500的结构。

在图15A中，天线1502将接收信号1504提供给多个RAKE手指1506a，b，c。接收信号还将提供到时间延迟单元1508，继而提供给具有多个干扰消除输入1512和相应多个输出1514的干扰消除单元1510，每个RAKE手指对应一个输入、以及一个输出。

示例性RAKE手指1508包括均输入接收信号1504的码跟踪器1516和信道估计器1518；如前面所述，信道估计器1518可包括CPICH码生成器(接收自码跟踪器1516的输入)、解扩器和信道估计器，以在一个或多个符号上对解扩的CPICH码求平均。通过参照图9所述相同的方法，在RAKE手指中多次使用码跟踪器1516和信道估计器1518的输出，用第二个码跟踪器和信道估计器1516’和1518’示意性地表示出这一点。不过如前所述，这些模块1516’，1518’仅简单地表示在接收机结构中重复使用这些模块的输出信号。在图15A中，用时间延迟元件1520清楚表示码跟踪器1516’与1516之间的时间偏移量；不过，由于在较短时间内信道估计基本稳定，信道估计并非必需这种时间延迟。

码跟踪器1516提供的输出输入到广播信道模块1522，广播信道模块1522包括PCCPCH码生成器1524，PCCPCH码生成器1524为解扩器1526提供一个输入，而解扩器1526的第二个输入来自接收信号1504。解扩的广播信道输出提供给再扩频器1528，再扩频器1528使用自码跟踪器1516的输出，将广播信道以与手指1506a所处理的多径成分相对应的偏移量解扩。然后将这种再扩频干扰估计提供给干扰消除单元1510中的输入1512。前面已经描述了适当的干扰消除单元。

在乘法器1530中将RAKE手指中广播信道的解扩版本与共轭信道估计相乘，并为PCCPCH RAKE合并器1534提供输出。合并器1534还接收来自其它RAKE手指的信号，并提供解调的广播信道输出1506。类似地，干扰消除单元1510的适当输出反向提供给RAKE手指1506a，在解扩器1540中通过将该信号与自DPCH码生成器1538的DPCH码相关将其解扩。然后，通过乘法器1542将信道估计应用于解扩信号，并将输出信号提供给DPCH RAKE合并器1544。DPCH RAKE合并器还具有来自RAKE手指1506b，c的输入，并产生合并解调的输出信号1546。

在操作过程中，RAKE接收机针对自接收机第一个手指的第一个多径成分提供对PCCPCH的估计，将该估计再扩频并且从所有其它手指，例如手指1506b，c的信号中减去所述估计。由于自该第一个手指再扩频的PCCPCH估计与由该第一个手指解码的DPCH多径成分正交，因而无需从返回第一个手指的信号中减去估计。通过相应方式，从返回第一个手指的接收信号的干扰消除版本中，减去第二个手指的再扩频PCCPCH估计，该再扩频PCCPCH估计具有适合于第二个手指所处理的多径成分的延迟，同样对于除第二个手指以外的所有其它手指，从信号中减去第二个手指的再扩频PCCPCH估计。应该理解，图15A的结构实现了合并器前干扰估计技术。图15B中所示该结构的一种变型，实现了合并器后干扰消除技术。在图15B中，多个RAKE手指元件相当于图15A中的RAKE手指元件，并以相同附图标记赋予相同元件。

与图15A中的再扩频器1528相比，主要结构改变在于再扩频器1528a，b，c的位置。从图15B可以看出，提供三个再扩频器1528a，b，c，每个RAKE手指具有一个再扩频器，而且与前所述相同，这些再扩频器的一个输入来自其中一个RAKE手指的码跟踪器。因此，与前面所述相同，这些再扩频器各提供具有与接收机处理的多径成分之中其中一个相对应的延迟偏移量的信号的再扩频版本。但是在图15A中，与各手指相关的再扩频器接收到对于该手指(即对于该多径成分)广播信道的一个解扩版本，不过在图15B的结构中，将RAKE合并的广播信道信号1536，作为对各再扩频器1528a，b，c的一个输入。因此，提供广播控制信道的这样一个合并估计版本的三种分离的版本，这三个版本具有与对应RAKE手指处理的多径成分相对应的延迟。与前面所述相同，这三个估计对干扰消除单元1510提供相应的输入1512a，b，c。

还可以使用下述算法实现接收机执行的干扰消除过程：

1.计算码偏移量(可以与CPICH消除过程的第一步骤合并)；

2.计算信道估计(可以与CPICH消除的第一步骤合并)；

3.如果需要，减去CPICH干扰分量；

4.对于所有N个手指重复步骤1-3；

5.对于所有N个手指的P-CCPCH进行计算，在一个符号上对每个求平均；

6.如果需要合并前干扰估计，则转到步骤9；

7.如果需要合并器后干扰估计，则在所有N个手指上执行MRC(最大比值合并)或其它合并算法；

8.将N个信道估计用于干扰估计，以获得N个干扰信号，每个干扰信号与一个多径/手指相对应；

9.结合与N个多径/手指中的每一个相关联的延迟偏移量，用P-CCPCH码再扩频所有N个信号；

10.从接收信号中减去P-CCPCH的N个再扩频版本，以去除(例如使用)如上所述消除策略的估计干扰。

从而给出在干扰消除单元输出上所示信号的N个版本。下一阶段是恢复所需的信号：

11.计算码偏移量，可以重新进行计算，或者可以使用上面步骤1的前次估计(如果再次执行码跟踪，则可根据是否已经从所需信号中消除导频信号，在DPCH或CPICH信道上执行码跟踪。如果使用前次估计，则需要引入延迟来补偿干扰消除单元中的执行时间)；

12.用所需码在正确的码偏移量处进行解扩；

13.计算信道估计——可以再次执行，或者可以使用上面步骤2的前次估计；

14.应用信道估计；

15.对于所有N个手指重复步骤11-15；

16.将所有N个手指相加。

由广播信道消除过程引入的附加延迟量，和所需的相应缓冲，取决于对PCCPCH进行平均所需的时间。通常无需在比符号周期大的时间上求平均。平均操作，合并和应用信道权重(如果需要的话)，再扩频和对干扰信号求和将引入较小的附加执行时间。应该理解，附加延迟量相对较小，从而将需要相对较小的附加缓冲。

在上述讨论中描述了自PCCPCH对DPCH径间干扰的抑制。不过如果在减去CPICH(和/或SCH)之后进行PCCPCH检测，则来自这些信道的IPI分量也受到抑制。从而具有改善广播信道本身的附加优点，尽管PCCPCH通常以相对较高的功率发射，但影响也不大。

在该技术的进一步改进中，还可通过对信道进行初始估计，减去所述估计再包含另一匹配滤波器组件来计算新的估计，从而去除自PCCPCH的自干扰IPI，新估计应该具有更好的质量。在这种情况下，最好应用合并前干扰估计技术。

现在将讨论特别是对专用DPCH信道上的自干扰的消除。这里对专用信道进行初始估计，并经再扩频、加权形成自干扰分量的估计。然后，采用第二个匹配滤波器组件计算最终的估计。可分为多个连续执行的阶段，最初阶段用于计算逐渐精确的干扰估计，最后阶段用于对输出计算符号估计。可以看出，为了进行自干扰消除，从数据本身减去数据的估计，即从数据信道本身而非从具有正交扩频码的信道得到的估计。

其基本原理是抑制由于时间未对齐时非零自相关函数导致DPCH(或其它信道)在本身上产生的径间干扰(IPI)，如前面参照图2A到2C所讨论的。使用相关器的初始组，即实际为没有合并器的RAKE接收机，形成各多径上信号的初始估计。针对各个多径对这些信号估计再扩频，并从所需信号中减去这些信号估计来抑制干扰。

例如，讨论包括路径A和B的双部件模型的情形。初始检测器对A和B进行单独估计，分别对于A和B以适当码偏移量再扩频。然后从所需信号中减去这些再扩频的信号，从对手指A的输入中减去计算出的来自B的干扰分量，反之亦然。

通过这种技术，在初始检测器中不显式使用信道估计，因为在解扩-综合-再扩频操作中，本身保持有信道信息。

参照图16，表示包含自IPI抑制的扩频接收机1600。天线1602将接收信号1604提供给码偏移量跟踪器1606，信道估计器1608，延迟器1610(向干扰消除单元1612提供输出)，以及多个传统RAKE手指1614。

RAKE手指1614均提供解扩输出1616，解扩输出1616包括接收的DPCH信号多径成分的解扩版本。RAKE手指均接收来自码跟踪器1606多个输出中的一个，以及还将来自码跟踪器同样的输出提供给各RAKE手指的再扩频器。因此再扩频器1618产生解扩DPCH信号的多个再扩频版本，对RAKE手指1614所处理的各多径成分对应一个再扩频版本。信道估计器1608为各多径成分提供信道估计，并使用多个乘法器1620将该信号的各个再扩频版本与相应的信道估计相乘，以便为干扰消除单元1612提供多个干扰估计，每个估计用于一个RAKE手指1614。延迟器1610补偿RAKE手指1614以及再扩频和信道估计过程引入的延迟。干扰消除器抑制接收信号中的非正交干扰成分，并将多个输出1624提供给第二组多个RAKE手指1626，RAKE手指1626以传统方式将经过抑制干扰的输入解码。RAKE手指1626将多个输出提供给RAKE合并器1628，RAKE合并器1628将信号合并，产生合并解调的输出信号1630。虽然如果RAKE手指1614的数量与RAKE手指1624的数量相同会比较方便，不过不必这样。

图16所示接收机1600可采用前面所述的干扰消除器，且最好选用图7D的干扰消除器，不过也可以采用图7B，7C和图8的干扰消除器。

可以将图16所示的接收机结构改变为采用前面所述的CPICH和/或PCCPCH(或相关的)干扰抑制技术，这是因为用于抑制这些不同信号的结构相似(例如图5与16相比)，不过图16的结构特别适合。特别是技术人员将认识到，由于这两种技术需要至少某些相应的功能元件，其中对于IPI和自IPI干扰进行抑制，可以共用这些通用功能元件，以减小整体接收机设计的复杂性。在图16中说明具有两阶段IPI抑制进行的扩频。技术人员可知，可连续进行更多的干扰抑制阶段，在进行干扰抑制时，可在每阶段应用不同的干扰估计权重，例如使用图7D，7E或图8所示的干扰消除技术。从而通过四个阶段，并且在最后阶段用三个干扰消除器，在接近可获得到更好估计的最后干扰消除阶段，可以增大消除程度。例如对于所有手指，可以将图7E的于扰消除器单元中被减去干扰估计的权重设定为0.3，0.6和10。

可通过下述算法执行对于专用信道径间干扰计算和抑制：

1.计算码偏移量(可以与CPICH消除过程的步骤1合并)；

2.如果需要则减去CPICH干扰分量(这提供更好的IPI估计)；

3.在一个符号上求平均，计算所需DPCH的初始估计；

4.对于所有N个手指，重复步骤1-3；

5.结合与N个多径/手指中每一个有关的延迟偏移量，用所需的DPCH码再扩频所有N个信号；

6.例如使用前面所述的一种消除策略，从经过延迟的接收信号中减去DPCH的N个再扩频版本，去除径间干扰的估计。

从而，给出在干扰消除单元1612输出上所示信号的N个版本1624。下一阶段是恢复所需的信号：

7.  计算码偏移量——可以重新进行计算，或者可以使用上面步骤1的前次估计。(如果再次执行码跟踪，则可根据是否已经从所需信号中消除导频信号，在DPCH或CPICH信道上执行码跟踪。如果使用前次估计，则需要引入延迟来补偿初始RAKE接收机和干扰消除单元中的执行时间。)；

8.如果需要，则减去P-CCPCH和CPICH干扰；

9.用所需码在正确的码偏移量处进行解扩；

10.计算信道估计(可以与CPICH消除过程中的信道估计合并)；

11.应用信道估计；

12.对于所有N个手指重复步骤7-10；

13.将所有N个手指相加。

下面将描述多码接收机中的干扰消除。在多码接收机中，通过将一个数据流分成多个分离的、更低数据速率流，以获得更高数据速率。例如，240kbps数据流既可以以具有低扩频因子的单一数据流发射，也可以以具有更高扩频因子、此时为每个符号48码片的三个分离的80kbps数据流发射。由于这三个分离的更低速度数据流正交，在任何单个多径成分内它们应该不彼此干扰，而以与参照CPICH/PCCPCH对DPCH信道的影响不同的方式产生径间干扰，不过多码发射的相对信号强度将大致相同，而与DPCH信道相比，共同信道将以相对更高的功率发射。

图17表示一种传统的多码接收机1700，包括接收天线1702和将接收信号1706进行向下变频的下变频器1704。将所述接收信号提供给多个RAKE手指，每个RAKE手指对于给定多径成分对所有多码信号进行解码。在图17中，为简单起见，仅表示出一个RAKE手指1708。RAKE手指1708以接收信号1706作为输入，并为三个相应的RAKE合并器1712，1714，1716产生三个输出1710a，b，c，每个输出针对一个多码。各RAKE合并器1712，1714，1716还从RAKE接收机的所有其它手指接收输入，并合并这些输入产生合并解调的信号输出。因此，在所示的多码接收机中，所述接收机具有用于解调三个码a，b，c的电路，分别为码A，码B和码C携带的三个数据信号提供三个调制输出1718，1720，1722。

现在详细描述RAKE手指，由于检测各码相同的多径成分，所有三个码可使用一个共用码跟踪器1724(例如延迟锁定码跟踪环)。不过，各个多码信道需要单独的码生成器和解扩器(相关器)，在图17中码生成器1726，1728，1730和解扩器1732，1734，1736分别用于码A，B，C。通过常用方法，信道估计器(未显示出)对各个多径进行信道估计，并通过分别使用乘法器1738，1740，1742将共轭信道估计与码A，B，C的解扩信号相乘而将信道估计应用于三个解扩码中的每一个，以产生相应的输出信号1710a，b，c。

图18表示如何基于这种通用多码接收机的结构，能计算来自各码的干扰分量的估计，然后在适当的位置处减去所述干扰分量估计。

在图18中，扩频接收机1800包括天线1802和下变频器1804，下变频器1804将接收信号1806提供给图17中所示类型的传统多码RAKE接收机1700。使用接收机1700分别计算所有，在本例中为3个码a，b，c的初始估计1808a，1808b，1808c。可使用一个RAKE手指或多个RAKE手指形成这种估计，并且可以在解码之前或之后进行。例如，可使用Turbo解码器或卷积解码器进行解码(并且随后进行重新编码)，产生改善的估计，不过这可能会引入不符合需要的较大延迟。此外，通过与上述相似的方式，可在合并RAKE手指的输出之前(合并前)或在合并RAKE手指输出之后(合并后)获得这种初始估计。当采用图17中所示类型的传统RAKE接收机进行初始估计时，获得合并后估计；使用图17中接收机各RAKE手指的输出1710a，b，c而非合并信号，获得合并前估计，为各个码提供多个估计，每一个估计针对所处理的一个多径成分。

通过多个再扩频器将对于每个码A，B，C的初始估计进行再扩频，为简单起见，将多个再扩频器表示成再扩频模块1810，然后用针对各手指计算出的信道估计对再扩频的估计进行加权(在合并前的情形中，这种加权暗含在软判决、合并后RAKE手指输出中)。这就提供了可从接收信号1806减去的多个于扰估计1812。

图18的接收机1800包括多个干扰消除器RAKE手指，每一个手指用于一个被处理的多径成分，表示出其中一个示例性的手指1814。通过与图17接收机1700的RAKE手指1708相同的方法，手指1814为在接收信号的一个多径成分上的各码A，B，C提供输出1816a，b，c。RAKE接收机1800的其它手指为接收信号的其它多径成分提供码A，B，C输出。在码A RAKE合并器1818中合并各RAKE手指的输出，提供码A输出1824；在码B RAKE合并器1820中合并码B RAKE手指输出，提供码B输出1826；在码C RAKE合并器1822中合并RAKE手指的码C输出，提供码C输出1828。

示例性的RAKE手指1814包括码跟踪器1830，码跟踪器1830将输出提供给分别用于DPCH多码A，B和C的码生成器1832，1834和1836。再将适当延迟的扩频码输出分别提供给解扩器1838，1840和1842，解扩器的输出提供给各自的乘法器1844，1846和1848，乘法器应用适当的信号估计，从RAKE手指产生输出1816a，b，c。在此方面，RAKE手指1814通过与图17中RAKE手指1708相同的方式操作。不过，RAKE手指1814还另外包含干扰抑制器1850a，b，c，干扰抑制器1850a，b，c具有来自接收信号1806的输入，并将输出提供给各解扩器1838，1840，1842。干扰抑制器1850a从码A的接收路径中减去码B和C的再扩频估计；干扰抑制器1850b和c对于码B和C的接收路径进行相同的操作，在每一种情形中均减去其它码干扰的再扩频估计。最好在所有手指中进行这种干扰抑制处理，并且在输出1824，1826和1828产生所发射信号的更好估计。虽然在图18中没有明确表示出，不过应该理解，具有延迟的各干扰估计的再扩频版本适合于到达应用干扰估计的手指的多径；这可通过再扩频锁定(respread lock)1810来实现。可使用下述算法来实现多码干扰作用的判决和抑制，这里针对N个手指和k个多码进行描述：

1.计算码偏移量(可以结合CPICH消除过程的步骤1)；对于每个手指，可以假设所有多码保持相同的码偏移量；

2.如果需要，减去CPICH干扰分量(以提供对多码干扰的更好估计)；

3.对于所述手指，在一个符号上对各初始求平均，计算所需DPCH的k个初始估计；

4.对于所有N个手指重复步骤1-3(为k个码中的每一个提供N个估计)；

5.如果需要合并前干扰估计，则转到步骤10；

6.如果需要合并后干扰估计，则在所有N个手指上进行RAKE合并(例如MRC)，给出多码干扰的k个估计；

7.计算N个信道估计(可以结合CPICH消除过程的步骤1)；

8.将N个信道估计应用于k个干扰估计，获得Nk个干扰信号，每个多径/手指k个；

9.结合所述DPCH多码包括的与N个多径/手指中每一个有关的延迟偏移量，用所需的DPCH多码再扩频所有N个信号；

10.从经过延迟的接收信号中减去DPCH的kN个再扩频版本，去除多码干扰的估计。对于N个手指中的每一个，有多达k个输出，每个输出与一个多码相对应。前面已经描述了适当的消除策略，现在将参照图19A和19B进一步描述示例性的干扰抑制器。

图19A和19B表示适合于与具有干扰抑制的图18的RAKE接收机一起使用的示例性干扰消除器1900和1950。在图19A的配置中，可使用合并前或合并后干扰估计来消除多码干扰。虽然图19A中没有显示，不过该方法还可以包括在减去干扰消除估计之前进行加权，或者包括其它消除策略，例如前面参照图7A至7E所述的“全消除”。图19B的干扰消除器1950的结构适用于提供合并前干扰估计的情形，并能同时消除多码干扰和径间干扰(即多码对自身的自干扰)。可以认为，若可获得合并器前干扰估计，最好选用图19B的结构，这是由于与图19A的结构相比，它能抑制更多干扰。

具体来说，多码干扰消除器1900具有接收信号输入1902和用于各个多码的一组减法器1904，1906，1908。各组减法器都相同，将描述用于多码A的一组减法器1904。干扰消除器1900具有一组输出1910a，b，c，多码A RAKE接收机每个手指对应一个输出；同样，该干扰消除器具有用于多码B RAKE接收机的一组输出1912a，b，c；以及用于多码C接收机的一组输出1914a，b，c。该干扰消除器1900还具有一组输入1916，1918，1920，从中可获得干扰估计的每个多径成分对应一个输入。这些组输入中的每一组包括用于各码的干扰估计输入，在示例中，输入1916a，1918a，1920a用于码A，类似的用于码B和C。

用于多码A RAKE接收机的减法器组1904，接收到码B和C(码A除外)各多径成分的干扰估计；同样，用于多码B接收机的组1906具有来自码A和C的干扰估计输入，而用于多码C接收机的组1908具有来自码A和B各多径成分的干扰估计输入。

参照用于多码A接收机的减法器组1904，每组干扰估计输入1916，1918，1920具有相关的加法器1922，1924，1926，以将来自其它多码的干扰估计相加，在多码A的情形中，将多码B和C的估计相加。然后从用于多码接收机A的RAKE手指信号中减去这些相加的估计。如前面所述，从用于所有其它多径成分的RAKE手指的信号，如前所述，用于RAKE手指2N的信号中，减去自多径1的相加的干扰分量。类似地，从处理用于第二个多径成分的所有多径成分组的RAKE手指的信号中减去来自第二个多径成分的相加的干扰分量，等等。对于其它多码的RAKE接收机的RAKE手指的减法器组1906，1908，重复相同的通用方式。

图19B的干扰消除器1950大体上与图7D的干扰消除器760相同，从而将仅对这种干扰消除器的附加特征进行详细描述。这些特征包括一组干扰估计输入1952，1954，1956，每个多径成分对应一个输入。这些输入组的每一组都包括用于每个多码的一个干扰估计输入，例如分别用于码A多径成分1，2，N的干扰估计输入1952a，1954a，1956a。每组输入1952，1954，1956具有相应的加法器1958，1960，1962，对于每个多径成分，将对于多码接收机的所有码的干扰估计输入信号相加。因此例如，加法器1958将针对所有三个(在示例中)码A，B，C，从接收信号第一个多径成分得出的干扰估计相加。

各加法器的输出为干扰消除器的其余部分提供输入，所述干扰消除器相当于图7D中的干扰消除器。因此，例如加法器1958的输出实际上提供作为图7D的输入762的信号，等等。

在空间-时间分组码发送分集(STTD)扩频接收机方面，也可以应用上述干扰消除技术。空间-时间发送分集使用两个发射天线和一个接收天线，两个发射天线发射正交数据流。在两个符号间隔期间，从两个天线发射两个复调制符号S₁，S₂。在第一个符号间隔期间，第一个天线发射S₁，第二个天线发射-S₂ ^*；在第二个符号间隔期间，第一个天线发射S₂，第二个天线发射S₁ ^*。此处共轭操作“^*”将信号的相位或Q-分量反向；通过反向信号的I-分量，可以实现操作组合“-^*”。来自第一个天线的信号必须是正常符号流，来自第二个天线的信号具有分集性，近似相当于具有两个接收天线。为了对STTD信息进行解码，将来自第二个天线的信号反向并求共轭，并且实时交换符号对，然后将所产生的符号流与来自第一个天线的符号流组合。从Alamouti等人的美国专利6,185,258中可获悉有关STTD编码和解码的背景技术信息，该专利在此引作参考。

在多径成分中，与前面所述相似，来自两个天线的信号基本正交，不过这种正交性存在于不同多径成分之间。结果，来自第二个天线的干扰对来自第一个天线的信号产生影响，反之亦然。在扩频因子为4和对于每个路径两个抽头信道具有相等幅值的情形中，由于互相关导致的来自其它天线(在其它多径成分上)的干扰可能大到6dB，低于所需的天线信号。

概括来讲，可通过计算所发射STTD流的估计，并对其进行重新编码和再扩频，然后减去非正交成分，而抑制这种干扰成分。技术人员可知，还可以将这种技术与上述多码和/或IPI消除技术结合，同时抑制所需信号对其它多径的干扰。

图20A表示具有反向(opposing)天线干扰抑制的STTD扩频接收机2000，其中通过RAKE合并后计算STTD干扰估计。

接收机2000具有用于接收信号2004的接收天线2002，接收信号2004提供给码偏移量跟踪器2006，信道估计器2008，并经由延迟器2010提供给干扰消除单元2012，2014。如前所述码偏移量跟踪器2006提供多个码偏移量输出；信道估计器2008提供两组信道估计，每一组包括对于接收信号的多个多径成分的多个估计，为来自第一个发射天线的信号提供第一组估计，为来自第二个发射天线的信号提供第二组估计。还将接收信号2004提供给多个，即M个传统的STTDRAKE手指2016，STTD RAKE手指2016将相应的多对输出2018a，b提供给传统的STTD RAKE合并器2020，而RAKE合并器2020将对信号S1和S2的输出估计并提供给STTD编码器2022。STTD编码器2022将所发射符号S1，S2的估计编码，并将STTD输出流2024a，b提供给多个再扩频器2026。应该理解，由于RAKE手指2016的作用在于对发射符号进行估计，根据所需估计质量，可使用大于1的任何数量的STTD RAKE手指。

在接收两个STTD编码数据流的同时，再扩频器2026还接收来自码跟踪器2006的输入，以提供编码的STTD数据流估计的多个再扩频版本，每个再扩频版本针对RAKE接收机2000所处理的一个多径成分。多个多径成分中的一组2028a通过乘法器2030与第一个天线的信道估计相乘，以向从天线2接收的信号提供天线1的一组干扰2034a；多个再扩频多径成分中的第二组2028b通过乘法器2032与第二个天线的信道的信道估计相乘，以向从天线1接收的信号提供天线2的一组估计2034b。分别将干扰估计2034a和2034b应用于干扰消除单元2012和2014，以提供预期的干扰受抑输出2036b和2036a。干扰受抑信号2036a包括具有第二个发射天线干扰分量被抑制的非正交估计的接收信号；类似地，信号2036b使自第一个天线所估计的干扰受到抑制。将信号2036a，b提供给一组改善的STTD RAKE手指2038，STTD RAKE手指2038将多个输出提供给STTD RAKE合并器2040，STTD RAKE合并器2040分别为符号S1和S2提供(干扰受抑的)符号输出2042和2044。

图20B表示第二种STTD扩频接收机2050，大体上与图20A的接收机相同，但使用RAKE合并前进行干扰估计。这样，对所发射符号进行初始估计的RAKE手指2016，提供多个输出2052a，b，作为符号S1和S2，所述多个输出未经合并地输入给相应的多个(N)STTD编码器2054。而这些编码器产生多个估计STTD输出流2056a，b，每一个STTD输出流针对一个发射天线，然后通过多个再扩频器2026将多个输出流再扩频。而在图20A中，各再扩频器2026接收到相同的输入2024a，b，在图20B的配置中，每个再扩频器2026接收一个STTD编码器2054的一对输出，并接收来自码偏移量跟踪器2006的相应的码偏移量信号。从而，用于初始估计结构的STTD RAKE手指2016的数量最好与用于对接收信号进行解码产生解码输出的STTD解码器2038的数量相同，以便接收机可将前次干扰估计用于所处理信号的各多径成分。

图21A表示传统STTD解码器RAKE手指2100的一部分，其中为了简化，省略了解扩器。STTD解码器与解旋器2102接收一对接收的STTD符号R_1，j和R_2，j，其中j表示多径成分，STTD解码器与解旋器2102将一组输出提供给STTD合并器2104，STTD合并器2104再产生S1和S2符号输出2106a，b。STTD解码器与解旋器2102包括(或者输入来自)一对信道估计器2108a，b，信道估计器2108a，b对来自第一个与第二个发射天线的相关信道进行信道估计。输入2110a接收R_1，j信号，输入2110b接收R_2，j信号。R_1，j信号2110a与信道1估计2108a的共轭2112相乘2120a，产生输出2124a；将R_2，j信号2110b求共轭2114，并与信道2估计2108b相乘2122a，产生输出2126a；R_2，j信号2110b还与信道1估计2108a的共轭2112相乘2122b；并且将R_1，j信号2110a反向2116，共轭2180，并与信道2估计2108b相乘2120b，产生输出2124b。加法器2128将信号输出2124a与2126a相加，产生符号1输出2106a，加法器2130将符号输出2126b与2124b相加，产生符号输出2106b。

图21B表示STTD解码器手指2150的改进部分。STTD手指还包括STTD解码器与解旋器2152，以及分别提供S1和S2 2156a和2156b的STTD合并器。STTD解码器与解旋器2152具有一对输入2160a，b，用来接收图20A接收机2000中所示的干扰受抑信号2036a，b。来自输入2160a的信号提供给一对加法器2162a，b，在两个符号上相加输入信号，每个符号具有M个码片，分别为第一个和第二个符号周期提供各自的输出A_1，j和A_2，j(不要将此处的M与图20A接收机中的RAKE手指2016的数量混淆)。同样，在加法器2164a，b中将输入2060b相加，产生输出B_1，j和B_2，j。信号A_1，j和A_2，j均通过使用各自的乘法器2166a，b，与对第一个发射天线信道的信道1估计2158a的共轭2170相乘。将信号B_2，j求共轭2176，并与对第二个发射天线信道的信道估计2158b相乘2168b，并且将B_1，j信号反向2172，求共轭2174，然后与第二个信道估计2158b相乘2168a。然后在加法器2178a和2180中将这些计算结果相加，产生各自的符号输出2156a和2156b。

图20A和20B的接收机中的干扰消除器2012和2014，可以采用图7A至7E以及图8中所示的任何一种技术，不过最好选用具有加权干扰估计分量的干扰消除器，如图7B，7E和图8的干扰消除器。特别是，有可能应用图7A和7E的全消除策略，而不会损害作为部分STTD操作的alamouti转换。仍可采用图21B的STTD解码器手指2150，不过其操作稍有不同，因为对于各输入，不再存在来自发射天线的正交信号，原因在于从所有路径中减去了全部干扰分量。应用全消除的优点在于显著降低干扰消除器的复杂性。

由最初计算出的干扰分量决定与图20A和20B接收机结构有关的延迟(从而需要缓冲)。在可被接受的不同结构中，可以直接进行干扰估计，而非在初始检测器中通过STTD解码/N编码而产生干扰估计，不过这种方法没有充分利用与STTD有关的分集增益。一旦确定出干扰分量，则可以直接从所需信号(已经经过缓冲)中减去所述干扰分量，并且一般来说，此处的局限性在于第二种改进的STTD计算所能执行的处理速度。

应该想到，如果需要，可相继执行多阶段STTD(和IPI)干扰消除，使性能得到改善，不过这以复杂性增加作为代价。

可以使用下述算法实现图20A接收机2000的RAKE合并后估计干扰消除过程：

1.计算码偏移量(可以结合CPICH消除过程的步骤1)；

2.如果需要，则减去CPICH干扰分量(获得更佳的STTDIPI估计)；

3.计算所需DPCH的初始估计，应用于STTD接收机(在两个符号上进行这一过程)。对于初始检测器使用M个手指，其中M可以等于N，不过也可以小于N以减小复杂性；

4.对于所有M个手指，重复步骤1-3；

5.在所有2M个手指上进行RAKE合并(例如MRC)和STTD解码，产生一对发射符号的估计；

6.进行STTD编码，在两个符号周期上给出在天线上发射的信号的估计；

7.计算N个信道估计(可以结合CPICH消除的步骤1)；

8.将N个信道估计应用于双干扰估计，以获得每一天线对于每一符号的N个干扰信号(即对于每对符号为4N个干扰估计)；

9.结合与N个多径/手指相关的延迟偏移量，用所需DPCH多码再扩频所有4N个信号；

10.从延迟的接收信号中减去STTD DPCH的再扩频版本，去除STTD干扰估计；例如使用前面所述的干扰消除策略。

给出改进的STTD手指(图21A和21B中所示)的输入。下一阶段是恢复所需信号：

11.计算码偏移量——可以重新进行，也可以使用前面步骤1的估计。(如果再次执行码跟踪，则可根据是否已经从所需信号中消除导频信号，在DPCH或CPICH信道上执行码跟踪。如果使用前次估计，则需要引入延迟来补偿初始RAKE接收机和干扰消除单元中的执行时间。)；

12.如果需要，则减去P-CCPCH和CPICH干扰；

13.用所需码以正确的码偏移量进行解扩；

14.计算信道估计(最好结合CPICH消除中的信道估计进行)；

15.应用信道估计；

16.对于所有N个手指，重复步骤11-15；

17.将所有N个手指相加。

可通过下述算法实现图20B RAKE接收机2050的RAKE合并前估计过程，其中不合并N个手指的输出：

1.计算码偏移量(可以结合CPICH消除中的步骤1)；

2.如果需要，则减去CPICH干扰分量(这可以产生更佳的STTD IPI估计)；

3.计算所需DPCH的初始估计，用于STTD接收机(将在两个符号上进行这一过程)；

4.对于所有N个手指，重复步骤1-3；

5.分别在所有N个手指上进行STTD编码，在两个符号间隔上产生对天线上所发射的信号的估计；

6.结合与N个多径/手指中每一个有关的延迟偏移量，用所需DPCH多码再扩频所有信号；

7.例如使用前面所述的消除策略，从延迟的接收信号中减去STTD DPCH的再扩频版本，去除STTD干扰估计。由于参照专用信道IPI消除所述的所需天线信号，这一步骤可以结合减去IPI。

这就产生改进STTD手指的输入(图21A和21B所示)。下一阶段用于恢复所需信号：

8.对于合并后估计(如上所述)重复步骤11-17。

通过考虑下面的数学公式，可以更好地理解图20A和图20B的STTD接收机2000，2050的操作。在传统STTD接收机中，执行下述计算来分别确定对于第j个多径，符号S1和S2的估计(其中α*表示共轭信道响应， 表示所估计出的信道响应，N为噪声分量；1’和2’表示来自第一个和第二个发射天线的信号)：

$R_{1,j}{\mathrm{\α}}_{1,j}^{*}+R_{2,j}^{*}{\mathrm{\α}}_{2,j}=({\mathrm{\α}}_{1,j}{\widehat{\mathrm{\α}}}_{1,j}+{\mathrm{\α}}_{2,j}{\widehat{\mathrm{\α}}}_{2,j})S_1+$

$({\mathrm{\α}}_{1,j}^{*}{\widehat{\mathrm{\α}}}_{2,j}-{\widehat{\mathrm{\α}}}_{1,j}^{*}{\mathrm{\α}}_{2,j}){S_2}^{*}+N_{1,j}{\mathrm{\α}}_{1,j}^{*}+{N^{*}}_{2,j}{\mathrm{\α}}_{2,j}$ 公式1

${{-R}^{*}}_{1,j}{\mathrm{\α}}_{2,j}+R_{2,j}{\mathrm{\α}}_{1,j}^{*}=({\mathrm{\α}}_{1,j}{\widehat{\mathrm{\α}}}_{1,j}+{\mathrm{\α}}_{2,j}{\widehat{\mathrm{\α}}}_{2,j})S_2+$

$({\widehat{\mathrm{\α}}}_{1,j}^{*}{\mathrm{\α}}_{2,j}-{\mathrm{\α}}_{1,j}^{*}{\widehat{\mathrm{\α}}}_{2,j}){S_1}^{*}-{N^{*}}_{1,j}{\mathrm{\α}}_{2,j}+N_{2,j}{\mathrm{\α}}_{1,j}^{*}$ 公式2

其中，如果 ${\widehat{\mathrm{\α}}}_{1,j}={\mathrm{\α}}_{1,j},$ 以及 ${\widehat{\mathrm{\α}}}_{2,j}={\mathrm{\α}}_{2,j}$ (即最佳信道估计)，则：

E[S₁]＝(|α_1，j|²+|α_2，j|²)S₁+N_1，jα^* _1，j+N^* _2，jα_2，j   公式3

E[S₂]＝(|α_1，j|²+|α_2，j|²)S₂-N^* _1，jα_2，j+N_2，jα^* _1，j  公式4

不过，在图20A和20B的改良STTD接收机中，通过干扰消除，存在表示为A和B而非R的两个输入(分别对于天线1和2)。此处表示出两个输出(在两个符号上)。在这两种情形中，(与信道估计一起)从所需信号中减去发射符号估计。

$A_{1,j}=({\mathrm{\α}}_{1,j}{S}_1-{\mathrm{\α}}_{2,j}{S^{*}}_2)+{\widehat{\mathrm{\α}}}_{2,j}{\hat{S}}_2^{*}$

$A_{2,j}=({\mathrm{\α}}_{1,j}{S}_2+{\mathrm{\α}}_{2,j}{S^{*}}_1)+{\widehat{\mathrm{\α}}}_{2,j}{\hat{S}}_1^{*}$

$B_{1,j}=({\mathrm{\α}}_{1,j}{S}_1-{\mathrm{\α}}_{2,j}{S^{*}}_2)-{\widehat{\mathrm{\α}}}_{1,j}{\hat{S}}_1$

$B_{2,j}=({\mathrm{\α}}_{1,j}{S}_2+{\mathrm{\α}}_{2,j}{S^{*}}_1)-{\widehat{\mathrm{\α}}}_{1,j}{\hat{S}}_2$ 公式5

因此，这种结构给出例如反向天线干扰受到抑制的符号S₁的公式为：

$A_{1,j}{\widehat{\mathrm{\α}}}_{1,j}^{*}+{B^{*}}_{2,j}{\widehat{\mathrm{\α}}}_{2,j}=({\mathrm{\α}}_{1,j}{\widehat{\mathrm{\α}}}_{1,j}+{\mathrm{\α}}_{2,j}{\widehat{\mathrm{\α}}}_{2,j})S_1$

$+({{\mathrm{\α}}^{*}}_{1,j}{\widehat{\mathrm{\α}}}_{2,j}-{\widehat{\mathrm{\α}}}_{2,j}^{*}{\mathrm{\α}}_{2,j}){S^{*}}_2$

$+({\widehat{\mathrm{\α}}}_{1,j}^{*}{\widehat{\mathrm{\α}}}_{2,j}-{\widehat{\mathrm{\α}}}_{1,j}^{*}{\widehat{\mathrm{\α}}}_{2,j}){\hat{S}}_2^{*}$

$+N_{1,j}{{\mathrm{\α}}^{*}}_{1,j}+{N^{*}}_{2,j}{\mathrm{\α}}_{2,j}$ 公式6

可以看出，第三项

严格等于零。因此，与传统接收机系统相比，减去干扰分量不会降低用单路径工作的系统的性能。对于符号S2，可以得出类似的表达式。从而可以认为，有可能对反向天线信号执行全消除(即使用图7A的结构)，而不会降低整体性能。从而使总的干扰消除过程得到简化。

此外，如果 ${\widehat{\mathrm{\α}}}_{1,j}={\mathrm{\α}}_{1,j},$ 以及 ${\widehat{\mathrm{\α}}}_{2,j}={\mathrm{\α}}_{2,j}$ (即最佳信道估计)，则公式3和4再次给出S1和S2的预期数值。因此，在信道估计上应用干扰消除(在CPICH上抑制IPI)，理想情况下将产生更好的估计，从而改善了STTD解码器输出的信号质量。应注意的是，这种性能改善是另外通过抑制来自一个发射天线对其它发射天线流的IPI(反之亦然)而获得的优点。

可以将上述干扰消除技术组合，实现接收信号质量的额外改善。此处将描述某些组合示例，不过技术人员可认识到，也可以具有除明确描述以外的其它组合。

图22表示接收机2200，其中对CPICH，SCH和P-CCPCH的干扰分量进行抑制。接收机执行下述算法：

(i)计算码偏移量；

(ii)计算信道估计，并使用所述信道估计重组CPICH和SCH信道(参考上面有关CPICH/SCH消除的描述)；

(iii)计算P-CCPCH(参考上面有关PCCPCH消除的描述)；

(iv)例如使用混合全消除去除CPICH，SCH和P-CCPCH(即复杂性最小，但使用加权，参见图7E)。最好根据干扰估计的质量，例如根据不同信道的相对信号功率进行加权；

(v)使用前面产生的信道估计和码偏移量计算专用信道(或者，可以额外增加信道估计器/码跟踪器的附加复杂性来获得更好的估计)。

图23表示一种改进的扩频接收机2300，也采用上面所述的意在改善干扰抑制的消除后信道估计，抑制CPICH，SCH和PCCPCH的干扰分量。该接收机执行下述算法：

(i)计算码偏移量；

(ii)使用前次或更早先的信道估计和前次码偏移量(具有适当的延迟)，计算P-CCPCH(参考上面有关PCCPCH消除的描述)。可根据所存在的噪音大小选择进行合并前或合并后干扰估计(例如，在低SNR时使用合并器前干扰估计，在高SNR时使用合并后干扰估计)；

(iii)使用前面的信道估计重组CPICH和SCH信道(参考上面有关CPICH/SCH消除的描述)；

(iv)最好用混合消除去除CPICH，SCH和P-CCPCH干扰估计。(参见图7D)。最好根据干扰估计的质量，例如根据不同信道的相对信号强度进行加权。(该方法抑制公共信道的IPI，不过不从特定路径中去除IPI)；

(v)由经过修正的输入信号(去除干扰)计算新信道估计和码偏移量，得到增强型估计，(有可能在没有去除CPICH，仅在其它路径上从CPICH去除IPI时计算新信道估计)；

(vi)计算专用信道输出。

图24表示扩频接收机2400，其中已经消除了部分专用信道干扰，不过没有消除所需DPCH码对其自身的IPI干扰。在图24的接收机中，抑制了STTD和多码干扰分量。该接收机执行下述算法：

(i)计算码偏移量；

(ii)计算信道估计，并使用该信道估计重组CPICH和SCH信道(参考上面有关CPICH/SCH消除的描述)；

(iii)计算P-CCPCH(参考上面有关PCCPCH消除的描述)。根据所存在的噪音大小选择合并前或合并后干扰估计——例如，在低SNR时使用合并前干扰估计，在高SNR时使用合并后干扰估计；

(iv)再次计算多码专用信道的估计(参考上面有关多码干扰消除的描述)，可以使用合并器前估计或合并器后估计；

(v)用STTD接收和合并之前，或者STTD接收/合并之后且RAKE合并之前，或者RAKE合并和STTD接收/合并之后形成的干扰估计，计算STTD天线流的估计(参考上面STTD干扰消除的描述)；

(vi)通过混合消除去除公共信道，多码和STTD干扰估计(参见图7E和图19A)。根据干扰估计的质量进行加权；在本例中未抑制用于特定手指的所需多码的IPI；

(vii)使用前面产生的信道估计和码偏移量计算专用信道(或者，可以额外增加信道估计器/码跟踪器的附加复杂度来获得更好的估计)。

图25表示与图24的接收机2400类似的扩频接收机2500，不过另外将其设计成抑制所需DPCH信道与码产生的径间干扰(参见图16，以及专用信道IPI抑制的相应说明)。该接收机执行下述算法：

(i)计算码偏移量；

(ii)使用前次或更早先的估计和前面的码偏移量(具有适当延迟)计算P-CCPCH。根据所存在的噪音大小选择合并前或合并后干扰估计(例如，在低SNR时使用合并器前干扰估计，在高SNR时使用合并器后干扰估计)；

(iii)使用前面的信道估计重组CPICH和SCH信道(参考上面有关CPICH/SCH消除的描述)；

(iv)使用合并器前估计计算多码专用信道的估计(参考上面有关多码消除的描述)；

(viii)用STTD接收和合并之前，或者STTD接收/合并之后和RAKE合并之前，或者RAKE合并和STTD接收/合并之后形成的干扰估计，计算STTD天线流的估计(参考上面有关STTD消除的描述)；

(ix)用混合消除去除公共信道，DPCH IPI多码和STTD干扰估计(参见图7D和图19D)。根据干扰估计的质量进行加权。(该方法抑制可用信道的IPI，不过没有从特定路径中去除IPI)；

(x)由经过修正的(干扰被去除的)输入信号计算新信道估计和码偏移量，形成增强型估计；

(xi)使用所述信信道估计和码偏移量计算专用信道输出。

概括而言，其基本原理是去除非零互相关和扩频码自相关产生的径间干扰。所去除的干扰源可以为已知的公共信道，如CPICH和PCCPCH，或者所需信号本身，或者由于路径之间的直接干扰，或者来自于多码或发射分集性的影响。可根据所应用的上述技术组合而去除部分或全部这些干扰分量。

应用这些种技术的优点，尽管看起来相对较少，不过非常重要，相对干扰或更高容量而言，能提供性能得到改善的终端。观察到的缺少正交性影响可能非常显著，例如40％意味着小区内功率的40％(-4dB)可以视作干扰。将这些数字与3GPP所描述的标准检测功率相比，表明小区内干扰功率常常大于小区间干扰功率。由于大约20％的小区内干扰功率分布在公共信道，公共信道构成了干扰的重要部分。

例如，假设3GPP情形1数据速率为384kbps，所需BER为10^-2(即高质量，高速率目标)，大约60％的小区内功率分配到高速用户，而其余功率在其它用户(20％)与公共信道(20％)之间分配。因此通过消除公共信道，可以将小区间干扰减小3dB。干扰总的减小量取决于小区间与小区内功率之比，不过很可能为1-2dB。这大体上相当于吞吐量增加25-60％。这些近似数字不包括专用信道IPI(或者其去除)的影响；将其考虑在内将更大地改善性能，不过以更大复杂度为代价。

在上面的讨论中，已经描述了若干种干扰消除结构，包括串行、并行消除或混合结构(对不同干扰分量进行不同加权)。这些具体适用于用户端蜂窝移动通信终端。根据干扰估计的置信度，从零(不可信，不减去该手指的干扰)到1(完全可信，去除全部干扰分量)的范围进行加权。可对各手指和对各干扰分量进行不同加权。描述了一种全消除方法，其中需要的操作量更少，不过去除了信号(从而，该信号在消除之后不再可用)。还讨论了该方法的应用。可以在码片级(通常通过再扩频干扰信号)或在符号级(通过在所需与不需要码之间进行互相关)减去干扰。描述了另一种技术，其中使用前次信道估计消除干扰。能够获得新的更加精确的估计，同时还消除了来自专用信道的干扰，而无需更多的信道估计器操作。当事先对所发射数据一无所知时(例如广播信道，和专用信道)，可以通过“软件(softer)”“软”或“硬”判决进行干扰消除，相当于：在合并之前(即每个手指/多径一个软判决)，合并之后通过软输出，和在合并之后通过硬判决。对专用信道中观察到的径间干扰(IPI)进行消除。引入对被减去干扰分量的加权，使性能最优。可以引入多阶段IPI消除，产生精度不断增加的干扰估计，并将其减去。还描述了用于多码DPCH的干扰消除。此处去除一个多码对另一多码的干扰分量。此外，可以结合IPI消除(如上所述)，在IPI消除中抑制多码对其自身的干扰。可以分多阶段(两阶段或三阶段)进行对专用信道的干扰消除，其中初始阶段产生干扰信号的精度逐渐增大的表示，最后一阶段计算所使用的符号估计。

描述了应用于STTD的干扰消除。此处两个发射流之间发生干扰，去除缺少正交性引起的干扰。描述了一种用于干扰计算和消除的结构，以及用于完全消除所有干扰的方法。经证明，即使从所有手指/多径中完全消除了反向发射的天线流，也能保持正交性。可使用若干阶段产生的估计，对STTD进行干扰消除：(a)在STTD接收和合并之前，(b)在STTD接收/合并之后，但在RAKE合并之前，或(c)在RAKE合并和STTD接收/合并之后。在(b)和(c)的情形中，接收机中的信号是STTD编码重组的发射信号，以抑制干扰。还描述了这些消除技术的组合例。毋庸置疑，本领域技术人员可以想到多种其它有效的改变，并且本发明不限于所述实施例，而包括所附权利要求精神和范围内的变型。

Claims (9)

1.一种扩频接收机，用于接收由多个扩频信号承载的数据，多个扩频信号具有相应的多个扩频码，这些扩频码完全相互正交，接收机具有码间干扰抑制，该接收机包括：

多码RAKE接收机，用于提供一组数据估计，该数据估计包括由所述多个扩频信号所承载数据的多个估计，每个所述扩频信号对应一个估计；

多个再扩频器，用于再扩频所述多个数据估计；

多个RAKE手指，每个RAKE手指包括多个干扰抑制器，对于所述多个扩频码各提供至少一个干扰抑制器，将各用于每个码的所述至少一个干扰抑制器配置成从接收信号中抑制对于其它码扩频信号的再扩频的数据估计；和

多个RAKE合并器，所述多个扩频码各对应一个RAKE合并器。

2.如权利要求1中所述的扩频接收机，其中将所述多码RAKE接收机配置成用于提供多组数据估计，每组与接收信号的多径成分相对应，其中所述多个再扩频器对于所述每组的每一所述数据估计包括一个再扩频器，且其中将所述各RAKE手指配置成接收再扩频的所述数据估计的组。

3.如前面权利要求1中所述的扩频接收机，还包括信道估计器，以利用信道响应估计修改每个所述数据估计。

4.如前面权利要求1中所述的扩频接收机，其中所述干扰抑制器包括对所述再扩频的数据估计加权的可调整权重。

5.如权利要求1中所述的扩频接收机，将其配置成用于空间-时间发射分集STTD接收，并进一步包括用于抑制从不同发射天线接收的扩频信号之间干扰的装置。

6.如权利要求1或5中所述的扩频接收机，适合用于移动通信系统，并进一步包括用于抑制来自所述移动通信系统的导频或控制信道干扰的装置。

7.一种用于根据权利要求1所述的扩频接收机的干扰抑制器，该干扰抑制器包括多个干扰抑制器组件，每个干扰抑制器组件包括：

用于接收信号的信号输入；

多组干扰估计输入，RAKE接收机的手指各对应一组干扰估计输入，

多个输出，RAKE接收机的手指各对应一个输出，每个输出和每组输入与接收信号的多径成分相关联，每组输入包括用于对除第一个多码外的各多码的干扰估计的输入；

加法器，用于每组输入，将各个多码的干扰估计相加；和

多个在信号输入和各所述输出之间的减法器，将信号输入和所述输出之间的减法器配置成，从与各多径成分相关联的输入接收相加的干扰估计组，其中所述各多径成分不包括与所述输出相关联的多径成分，并且其中所述干扰抑制器组件的所述信号输入是共同的。

8.如权利要求7中所述的干扰抑制器，还包括：

多个加权装置，对在所述干扰估计输入处的干扰估计输入加权。

9.如权利要求8中所述的干扰抑制器，其中每个加权装置具有可调整的权重。

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