CN100336319C - 无线装置和自适应阵列处理方法 - Google Patents

Abstract

相关器(1030)从由正交频分复用方式传送的信号检测出期望波和干扰波的到达定时。接收响应矢量估计器(1050)，估计对期望波中从起始到达波在保护间隔区间内到达的信号的第一响应矢量和对从起始到达波在保护间隔区间以后到达的信号的第二响应矢量，以及对干扰波中从起始到达波在保护间隔区间内到达的信号的第三响应矢量和对从起始到达波在保护间隔区间以后到达的信号的第四响应矢量。自适应阵列块(1070.k)基于从第一至第四响应矢量的傅里叶变换结果导出权矢量。

Description

无线装置和自适应阵列处理方法

技术领域

本发明涉及在主要对携带电话等移动体的无线通信中用于基站的无线装置的结构及自适应阵列处理方法。

背景技术

近几年，在急速发展的移动体通信系统(例如，PersonalHandyphone System：以下简称为PHS)中，为了抑制干扰波的影响而得到良好的通信质量，通过对由多个天线构成的阵列天线的接收信号进行众所周知的自适应阵列处理来分离抽出期望波的信号的自适应阵列基站被实用化。

另外，如果使用这种自适应阵列基站，则为了提高无线电波的频率利用率，可通过对同一频率的同一时隙进行空间上的分割来实现可使多个用户的移动终端装置路径复用连接到无线基地系统的PDMA(Path Division Multiple Access：径分多址)方式。再有，PDMA方式也可以称为SDMA方式(Space Division Multiple Access：空分多址)。

图11是频分多址(Frequency Division Multiple Access：FDMA)、时分多址(Time Division Multiple Access：TDMA)及空分多址(SpaceDivision Multiple Access：SDMA)的各种通信系统中的信道的配置图。

首先，参照图11就FDMA、TDMA及SDMA进行简单的说明。图11(a)是表示FDMA的图，用户1～4的模拟信号以不同频率f1～f4的无线电波频分传送，而各用户1～4的信号由频率滤波器分离。

在图11(b)所示TDMA中，各用户的被数字化的信号以不同频率f1～f4的无线电波且按每一定的时间(时隙)时分传送，而各用户的信号由频率滤波器和基站与各用户移动终端装置之间的时间同步来分离。

另一方面，如图11(c)所示，在SDMA方式中将相同频率的一个时隙在空间上进行分割来传送多个用户的数据。在该SDMA中，各用户的信号用频率滤波器和基站与各用户移动终端装置之间的时间同步及自适应阵列等互相干扰消除装置分离。

图12是表示传统的SDMA用基站的发送接收系统2000的结构的概略框图。

在图12所示的结构中，例如为了识别出用户PS1和PS2而设置了n个天线#1～#n(n：自然数)。

在接收动作中，天线的输出提供给RF电路2101，在RF电路2101中，用接收放大器放大并由本机振荡信号进行频率变换后，用滤波器除去不需要的频率信号，进行A/D变换后作为数字信号提供给数字信号处理器2102。

数字信号处理器2102中设有信道分配基准计算器2103、信道分配器2104及自适应阵列2100。信道分配基准计算器2103预先计算来自两个用户的信号是否能够由自适应阵列来分离。根据该计算结果，信道分配器2104将包含选择频率和时间的用户信息的信道分配信息提供给自适应阵列2100。自适应阵列2100基于信道分配信息，实时地对来自天线#1～#n的信号进行加权运算，由此只分离出特定用户的信号。

[自适应阵列天线的结构]

图13是表示自适应阵列2100中与一位用户对应的发送接收部2100a的结构的框图。在图13所示的例中，从包含多个用户信号的输入信号中抽出期望的用户信号，因此，设置了接受来自天线#1～#n的信号的n个输入端口2020-1～2020-n。

输入到各输入端口2020-1～2020-n的信号，经由开关电路2010-1～2010-n提供给权矢量计算器2011和乘法器2012-1～2012-n。

权矢量计算器2011利用输入信号、预先存储在存储器2014中的参考信号即唯一字信号以及加法器2013的输出，计算出权矢量w_1i～w_ni。这里，下标i表示用于与第i个用户之间发送接收的权矢量。因此，唯一字信号是用以自适应阵列处理的训练信号。

乘法器2012-1～2012-n分别将来自各输入端口2020-1～2020-n的输入信号和权矢量w_1i～w_ni相乘并提供给加法器2013。加法器2013将乘法器2012-1～2012-n的输出信号相加作为接收信号S_RX(t)输出，且该接收信号S_RX(t)也提供给权矢量计算器2011。

另外，发送接收部2100a中还包括乘法器2015-1～2015-n，该乘法器接受来自自适应阵列无线基站的输出信号S_TX(t)，分别与由权矢量计算器2011提供的权矢量w_1i～w_ni相乘，然后输出。乘法器2015-1～2015-n的输出分别提供给开关电路2010-1～2010-n。也就是说，开关电路2010-1～2010-n在接收信号时，将从输入端口2020-1～2020-n提供的信号提供给信号接收部1R，在发送信号时，将来自信号发送部1T的信号提供给输入输出端口2020-1～2020-n。

[自适应阵列的工作原理]

以下，就图13中所示的发送接收部2100a的工作原理进行简单的说明。

在以下使用公式的说明时，为了简化说明将天线元件数设为四个，同时进行通信发用户数PS设为两个。此时，从各天线向接收部1R提供的信号用如以下式来表示。

RX₁(t)＝h₁₁Srx₁(t)+h₁₂Srx₂(t)+n₁(t)    …(1)

RX₂(t)＝h₂₁Srx₁(t)+h₂₂Srx₂(t)+n₂(t)    …(2)

RX₃(t)＝h₃₁Srx₁(t)+h₃₂Srx₂(t)+n₃(t)    …(3)

RX₄(t)＝h₄₁Srx₁(t)+h₄₂Srx₂(t)+n₄(t)    …(4)

这里，信号RX_j(t)表示第j个(j＝1，2，3，4)天线的接收信号，信号Srx_i(t)表示第i个(i＝1，2)用户所发送的信号。

另外，系数h_ji表示在第j个天线接收的来自第i个用户的信号的复系数，n_j(t)表示包含在第j个接收信号中的噪声。

将上式(1)～(4)以矢量形式表示如下。

X(t)＝H₁Srx₁(t)+H₂Srx₂(t)+N(t)         …(5)

X(t)＝[RX₁(t)，RX₂(t)，…，RX₄(t)]^T    …(6)

H_i＝[h_1i，h_2i，…，h_4i]^T，(i＝1，2)    …(7)

N(t)＝[n₁(t)，n₂(t)，…，n₄(t)]^T       …(8)

再有，式(6)～(8)中，[…]^T表示[…]的转置。

这里，X(t)表示输入信号矢量，H_i表示第i个用户的接收响应矢量，N(t)表示噪声矢量。

如图13所示，自适应阵列天线以对来自各天线的输入信号乘上加权系数w_1i～w_4i并合成后的信号作为接收信号S_RX(t)输出。

那么，在做了如上述的准备的基础上，例如抽出由第一个用户发送的信号Srx₁(t)时的自适应阵列的动作如下。

如下式，自适应阵列2100的输出信号y1(t)可通过输入信号矢量X(t)和权矢量W₁的矢量的相乘来表示。

y1(t)＝X(t)W₁ ^T                             …(9)

W₁＝[w₁₁，w₂₁，w₃₁，w₄₁]^T             …(10)

即，权矢量W₁为以相乘到第j个输入信号RX_j(t)上的加权系数w_j1(j＝1，2，3，4)作为元素的矢量。

这里，若向如式(9)所示的y1(t)代入由式(5)所表示的输入信号矢量X(t)，则成为如以式。

y1(t)＝H₁W₁ ^TSrx₁(t)+H₂W₁ ^TSrx₂(t)+N(t)W₁ ^T    …(11)

这里，若自适应阵列2100工作在理想状态，则通过众所周知的方法，权矢量W₁依次由权矢量计算器2011控制，使得满足以下联立方程式。

H₁W₁ ^T＝1                            …(12)

H₂W₁ ^T＝0                            …(13)

若权矢量W₁完全被控制以致满足式(12)和式(13)，则来自自适应阵列2100的输出信号y1(t)最终如以下式来表示。

y1(t)＝Srx₁(t)+N₁(t)                …(14)

N₁(t)＝n₁(t)w₁₁+n₂(t)w₂₁+n₃(t)w₃₁+n₄(t)w₄₁

                                       …(15)

即，在输出信号y1(t)中得到两个用户中的第一个用户所发送的信号Srx₁(t)。

另一方面，在图13中，对自适应阵列2100的输入信号S_TX(t)提供给自适应阵列2100中的发送部1T，作为乘法器2015-1，2015-2，2015-3，…，2015-n的一个输入提供。而在这些乘法器的另一个输入上，分别复制并施加由权矢量计算器2011如以上所述基于接收信号算出的权矢量w_1i，w_2i，w_3i，…，w_ni。

通过这些乘法器加权的输入信号，经由对应的开关2010-1，2010-2，2010-3，…，2010-n传送到对应的天线#1，#2，#3，…，#n，发送出去。

这里，用户PS1，PS2的识别如以下所述进行。也就是说，携带电话机的电波信号以帧结构传送。携带电话机的电波信号主要由前置码和数据(语音等)构成，其中，前置码由无线基站已知的信号序列构成，数据(语音等)由无线基站未知的信号序列构成。

前置码的信号序列包含用于无线基站辨认该用户是不是要进行通话的期望用户的信息的信号串(唯一字信号)。自适应阵列无线基站1的权矢量计算器2011进行权矢量控制(加权系数的确定)，以便对比从存储器2014取出的唯一字信号和所接收的信号序列，并抽出认为包含与用户PS1对应的信号序列的信号。

再有，在以上的说明中，发送信号时复制接收时的权矢量来形成发送信号的定向性，但考虑到终端装置的移动速度等，也可以在发送时以修正接收时的权矢量后的权矢量作为发送用权矢量使用。

另一方面，作为频率利用率高的通信方式，有正交频分复用(OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式。

OFDM方式是将一个信道的数据分散成多个载波来进行调制的多载波调制的一种。在OFDM方式中，通信中所使用的信号的频谱为接近于矩形的形状。

图14是在这种OFDM方式中使用的多个载波(carrier waves)的频谱中抽出三个载波表示的图。

如图14所示，在OFDM方式中多个载波的频率间隔被设定，使得对于一个载波的频谱其频谱零点与邻接载波的频率一致。换句话说，各载波以互相不干扰的频率排列，而且各载波互相正交。

这里，令所发送数据的一码元的持续时间为Ts时，各载波的频率间隔Δf由以下式来提供。

Δf＝1/Ts×n(n：自然数)

图15是表示以这种OFDM方式传送的传送码元的波形的图。

作为将i＝1到i＝N的N个载波的波形合成后的结果，用图15中最下方的波形所表示的信号作为OFDM的传送码元使用。

在OFDM方式的调制中，为了得到各载波分量对基带信号进行反离散傅里叶变换。与此对应地，在接收波的解调处理中，对接收信号用所谓的快速傅里叶变换(FFT)的算法进行离散傅里叶变换。

这里，在图15中，在OFDM的信号波形中的有效码元期间之前设有“保护间隔”。作为这种保护间隔，是将有效码元波形的一部分例如有效码元波形的最后的预定期间Tg期间的信号复制后附加上去的部分。

这种保护间隔为防止由多路径干扰所产生的干扰波信号而设置。

当期望波和时间延迟到达的干扰波合成而成为接收信号时，若干扰波的延迟时间在作为保护间隔而设定的时间内，则干扰波的影响限定在保护间隔期间内。若将保护间隔期间设定得比预先予想的干扰波的延迟时间长，则如以下所说明能够排除该干扰波的影响来进行解调。

图16是说明接收了这种期望波和干扰波时的解调动作的概念图。

如图16所示，在OFDM方式的解调中，在各码元期间设有称为FFT窗的时间窗。该时间窗表示在所接收的OFDM的传送码元中，进行只切取有效码元区间的处理的区间。这里，设这种FFT窗与有效码元期间长Ts相等。另外，如上所述，保护间隔期间设定得比干扰波的延迟时间长。这样，即使在干扰波存在的场合，由于存在于保护间隔期间的信号为同一个有效码元内的信号，所以也能够维持接收波的各载波的正交性。因此，能够在接收侧进行排除这种干扰波影响后的解调。

因此，如果将如上述的自适应阵列方式和这种OFDM方式组合，则有望实现更高的通信质量和更高频率利用率的接收方式。

但是，在简单地组合这样的两种方式时，存在如下问题。

[使每一载波进行不同的自适应阵列动作的结构的问题点]

以下，就利用自适应阵列进行OFDM传送的第一结构例进行说明。

若利用这种结构，则还可以通过采用自适应阵列技术来进行如上述的SDMA方式的复用连接。

图17是说明这种自适应阵列基站3000的结构的概略框图。

参照图17，为了简化说明，设自适应阵列基站3000利用具有四个天线#1～#4的自适应阵列天线进行发送接收。另外，在图17中，从自适应阵列基站的结构中抽出进行接收的结构进行说明。

参照图17，自适应阵列基站3000设有A/D转换部3010和FFT部3020，其中，A/D转换部3010接受来自自适应阵列天线#1～#4的信号，进行检波或模/数转换，FFT部3020接受从A/D转换部3010输出的数字信号，进行快速傅里叶变换并分离出各载波的信号。

以下，在从FFT部3020输出的信号中，将对第一个载波的来自第i个天线的信号表示为信号f1，i(1，i：自然数)。

另外，自适应阵列基站3000对每一个载波还设有N个(N：载波总数)自适应阵列块3030.1～3030.N，它们各自接受用FFT部3020对来自天线#1～#4的信号进行傅里叶变换而得到的相应载波分量，进行自适应阵列处理。

但是，在图17中，只抽出对第一个载波的自适应阵列块3030.1表示。

与图13中所示的自适应阵列基站相同，自适应阵列块3030.1设有接收权矢量计算器3041、乘法器3042-1～3042-4、加法器3043以及存储器3044，其中，接收权矢量计算器3041接受信号f1，1～f1，4计算接收权矢量，乘法器3042-1～3042-4在一输入端分别接受信号f1，1～f1，4，在另一输入端分别接收来自接收权矢量计算器3041的接收权矢量，加法器3043接受乘法器3042-1～3042-4的输出并合成，存储器3044在接收权矢量计算器3041中预先存储进行自适应阵列处理的计算时所使用的唯一字信号(参考信号)。从加法器3043输出对载波1的期望信号S₁(t)，而该期望信号S₁(t)还提供给接收权矢量计算器3041。

通过这种结构，可由自适应阵列基站通过自适应阵列处理按每个载波地分离出来自期望用户的信号来接收以OFDM传送方式传送的信号。

但是，在这种自适应阵列基站3000的结构中，存在如下问题。

如上所述，在OFDM方式中，将一个信道的信号分散成许多载波来进行传送。

因此，在一般以OFDM方式传送的信号中，各载波中所包含的参考信号的码元数通常不够。例如，在由总务省等推进的“多媒体移动存取系统(MMAC：Multimedia Mobile Access Communicationsystems)”中，规定OFDM的各载波(副载波)的参考信号为二码元。

在这种场合，在如图17所示的自适应阵列基站3000的结构中很难使权收敛，于是存在不能形成良好精度的定向性的问题。

另外，在图17中所示的自适应阵列基站3000的结构中还存在如以下说明的问题。

图18是表示图17中所示的自适应阵列基站3000所接收的信号的定时的概念图。

在图18中，接收信号中的以“G”表示的部分表示如上述的保护间隔期间。

另外，原来的期望波是一般最先到达基站的信号，以下，将最初到达的信号称为“起始到达信号”。

另外，相对该起始到达信号，因多路径的影响而以保护间隔期间内的延迟时间到达的信号称为“短延迟信号”，因多路径的影响而比起始到达信号延迟保护间隔期间以上到达的信号称为“长延迟信号”。另外，将分别传送这种起始到达信号、短延迟信号及长延迟信号的路径称为“通路”。

另外，在图18中，自适应阵列块3030.1中用箭头表示进行信号取样的定时。

由于在自适应阵列基站3000中对按各载波分割后的信号进行自适应阵列处理，因此，该取样定时也可设定成足以抽出该各载波的信号波形的时间间隔。

通过进行自适应阵列处理，能够除去如图18所示的长延迟信号。

另一方面，被频分的载波的带宽窄到不能分离短延迟信号的程度，因此，在自适应阵列处理中将起始到达信号和短延迟信号看作同一信号来进行处理。

图19是表示与通过这样的自适应阵列后的与各载波对应的信号的强度分布的图。

在图19中，如上所述，在各载波的频率f1～fN中起始到达信号(“起始波”)的频谱和短延迟信号(“短延迟波”)的频谱径自适应阵列处理后被看作同一信号。但是，由于全载波的频带非常宽，因此，例如在用图19的箭头表示的载波中，可能存在起始波和短延迟波反相的场合。

图20是表示在如图19所示的场合各载波的信号合成后的强度分布的图。

当使用与起始波定时相一致的参考信号进行自适应阵列接收时，在该起始信号和短延迟信号反相的频率的载波，只能取出低电平信号。也就是说，在按各载波进行自适应阵列接收时，如图19所示，在起始波和短延迟波反相的频率的载波，只能取出信号电平下降到极端的信号。

因此，在以图19的箭头表示的载波中，不能进行充分的信号传送，于是必需进行使用冗余码或不使用该载波而通信的控制。后者的场合相当于将本来作为短延迟信号到达基站的信号作为不需要信号除去，这将导致接收灵敏度的下降。

因此，综合上述，在如图17所示使每一载波进行不同的自适应阵列动作的结构的场合，首先，第一很难确保足够的用以进行良好精度的定向性控制的参考信号。

另外，由于不能以最大比率合成保护间隔以内的多路径信号，因此存在接收灵敏度下降的问题。

也就是说，由于保护间隔以内的延迟时间的信号(短延迟分量)与起始信号相关度高，因此，使用与起始信号定时相一致的参考信号来进行自适应阵列合成时，阵列合成输出中包含短延迟分量。但是，在OFDM传送方式中，当用于通信的多个载波分布到非常宽的频带时，依据载波，起始波和短延迟波的相位有时为反相。在这种场合，从载波整体来看存在不能以最大比率合成的问题。

[以全载波共用的权进行自适应阵列工作的结构中的问题]

由于在自适应阵列基站3000的结构中存在如上述的问题，因此，也可以考虑另一结构，即对径FFT处理被频分前的信号进行自适应阵列处理的结构。

图21是说明计算这种对所有的载波共用的权并使自适应阵列工作的自适应阵列基站4000的结构的概略框图。

参照图21，与图17中所示的自适应阵列基站3000相同，自适应阵列基站4000设有：接受来自四个天线#1～#4的信号，进行检波或模/数转换的A/D转换部4010；接受A/D转换部4010的输出并计算对各天线的信号的接收权矢量的接收权矢量计算器4041；在一输入端分别接受来自各阵列天线的信号，在另一输入端分别接受来自接收权矢量计算器4041的权矢量的乘法器4042-1～4042-4；接受来自乘法器4042-1～4042-4的输出进行合成的加法器4043；预先存储用于接收权矢量计算器4041计算权矢量时用的参考信号的存储器4044；接受加法器4043的输出进行快速傅里叶变换处理，并分离各载波的期望波的信号S₁(t)～S_N(t)的FFT部4050。加法器4043的输出提供给接收权矢量计算器4041，而且用于接收权矢量的计算。

图22是说明图21中所示的自适应阵列基站4000的动作的概念图。

在图22中，“G”也表示保护间隔期间。另外，为了对频分之前的信号进行自适应阵列处理，在自适应阵列中，必需以例如接收权矢量计算器4041的取样定时比如图18所示的对频分之后的信号的取样定时短的期间来进行取样。

在该场合，也可以通过自适应阵列块的自适应阵列处理来除去长延迟信号。

另一方面，输入到自适应阵列块的信号还未频分，因此为频带非常宽的信号。也就是说，在接收权矢量计算器4041中起始到达信号和短延迟信号作为完全不同的信号被识别。因此，这种短延迟信号也通过自适应阵列处理被去掉。

通过进行这种动作，与实际将短延迟信号本身作为期望波有效利用而改善其特性的场合相比，由于这种短延迟信号本身也通过自适应阵列处理被去掉，因此导致通信质量下降。

另外，由于将短延迟信号也看作干扰信号，因此，从自适应阵列基站4000来看似乎有非常多的干扰波到达。如果为了除去这些信号而由自适应阵列形成定向性，则有可能用尽天线自由度。

这样，在天线自由度用尽的场合，存在以下问题：对期望波方向的增益下降，或者由于似乎超过天线自由度的干扰而不能去掉所有的干扰。

本发明为了解决如上述问题而提出，其目的在于：提供一种即使在对OFDM传送方式进行自适应阵列接收的场合，也能够以最大比率合成保护间隔以内的多路径信号并改善接收灵敏度的自适应阵列基站。

本发明的另一目的在于：提供一种对保护间隔期间以内的多路径信号进行合成时能够不耗用天线自由度地维持干扰抑制性能的自适应阵列基站。

发明内容

总之，本发明是一种发送接收通过使用多个载波的正交频分通信方式在各有效码元区间上附加保护间隔区间来传送的信号的无线装置，其中设有：具有多个天线的阵列天线；从由阵列天线接收的信号检测出期望波的到达定时的到达定时检测部件；估计对期望波中从起始到达波在保护间隔区间内到达的信号的第一响应矢量和对期望波中从起始到达波在保护间隔区间以后到达的信号的第二响应矢量的接收响应矢量估计部件；对第一和第二响应矢量进行傅里叶变换，抽出对多个载波中的各载波的分量的第一傅里叶变换部件；对来自阵列天线的接收信号进行傅里叶变换，抽出对每一个天线的接收信号的各载波的分量的第二傅里叶变换部件；以及按多个载波中的每一个载波设置，各自从第二傅里叶变换部件接收在对每一个天线的接收信号的载波的分量中相应载波分量，抽出期望波中的相应载波分量的自适应阵列处理部件。其中，自适应阵列处理部件，基于对来自第一傅里叶变换部件的至少第一和第二响应矢量的相应载波的分量，导出用以抽出相应载波的分量的权矢量。

到达定时检测部件，最好根据在第二傅里叶变换部件中进行傅里叶变换之前的接收信号、和包含与多个载波对应的训练信号分量的参考信号之间的相关函数的绝对值超过预定的阈值，对每一个天线检测期望波。

接收响应矢量估计部件，最好将由到达定时检测部件检测出的到达定时以外的时刻的第一和第二响应矢量中的响应的电平设为0。

自适应阵列处理部件，最好通过基于对第一和第二响应矢量的相应载波的分量导出的每一个载波的相关矩阵，导出用以抽出关于相应载波的期望波的权矢量。

无线装置最好这样：到达定时检测部件，还从由阵列天线接收的信号检测出n个干扰波(n：自然数，n≥1)的到达定时；接收响应矢量估计部件，就n个干扰波中的各干扰波估计出对从各起始到达波在保护间隔区间内到达的信号的第3～第(2n+1)响应矢量，并就n个干扰波中的各干扰波估计出分别对从各起始到达波在保护间隔区间以后到达的信号的第4～第(2n+2)响应矢量；第一傅里叶变换部件，还对第3～第(2n+2)响应矢量进行傅里叶变换，抽出对多个载波中的各载波的分量；自适应阵列处理部件，基于对来自第一傅里叶变换部件的从第1至第(2n+2)响应矢量的相应载波的分量，导出用以抽出相应载波的分量的权矢量。

另外，到达定时检测部件，最好根据在第二傅里叶变换部件中进行傅里叶变换之前的接收信号、和包含与多个载波对应的训练信号分量的参考信号之间的相关函数的绝对值超过预定的阈值，对每一个天线检测期望波和干扰波。

接收响应矢量估计部件，最好将由到达定时检测部件检测出的到达定时以外的时刻的从第1至第(2n+2)响应矢量中的响应的电平设为0。

自适应阵列处理部件，最好通过基于对从第1至第(2n+2)响应矢量的相应载波的分量导出的每一个载波的相关矩阵，导出用以抽出关于相应载波的期望波的权矢量。

自适应阵列处理部件，最好通过每一个载波的相关矩阵导出用以抽出关于相应载波的干扰波的权矢量。

接收响应矢量估计部件，最好通过最小均方误差法估计出从第1至第(2n+2)响应矢量。

根据本发明的另一方面，是一种自适应阵列处理方法，对于通过使用多个载波的正交频分通信方式在各有效码元区间上附加保护间隔区间来传送的信号，通过自适应阵列处理，按与载波对应的每一分量将其抽出，其中包括：从由具有多个天线的阵列天线接收的信号，至少检测出期望波的到达定时的步骤；估计对期望波中从起始到达波在保护间隔区间内到达的信号的第一响应矢量和对期望波中从起始到达波在保护间隔区间以后到达的信号的第二响应矢量的步骤；对第一和第二响应矢量进行傅里叶变换，抽出对多个载波中的各载波的分量的步骤；至少基于第一和第二响应矢量的每一个载波的分量，导出用以通过自适应阵列处理分离出关于期望波的与载波对应的分量的权矢量的步骤；对来自阵列天线的接收信号进行傅里叶变换，抽出每一个天线的接收信号的载波分量的步骤；以及通过对每一个天线的接收信号的载波分量乘上权矢量，抽出关于期望波的相应载波的分量的步骤。

自适应阵列处理方法最好这样：检测到达定时的步骤还包括检测出至少一个干扰波的到达定时的步骤；还包括，估计对干扰波中从起始到达波在保护间隔区间内到达的信号的第三响应矢量和对干扰波中从起始到达波在保护间隔区间以后到达的信号的第四响应矢量的步骤，及对第三和第四响应矢量进行傅里叶变换，抽出对多个载波中的各载波的分量的步骤；导出权矢量的步骤，基于从第一至第四响应矢量的每一个载波的分量导出权矢量。

附图的简单说明

图1是表示本发明实施例的自适应阵列基站1000的结构的概略框图。

图2是说明图1中所示的自适应阵列基站1000的接收信号的概念图。

图3是说明期望波S_d(t)和干扰波S_u(t)的结构的概念图。

图4是说明图1所示的自适应阵列基站1000中相关器1030的动作的概念图。

图5是表示相关函数ρ_n，d(t)的时间相关性的图。

图6是表示图5中所示的相关函数ρ_n，d(t)的绝对值分量的时间相关性的图。

图7是表示响应ρ_n，dd(t)和响应ρ_n，du(t)的时间变化的图。

图8是表示复响应ρ_n，dd(t)和与此对应的由快速傅里叶变换得到的各载波的复响应ξ_n，dd(k)的图。

图9是说明整个自适应阵列基站1000的动作的第一流程图。

图10是说明整个自适应阵列基站1000的动作的第二流程图。

图11是频分多址、时分多址及空分多址各种通信系统中的信道的配置图。

图12是表示传统的SDMA用基站的发送接收系统2000的结构的概略框图。

图13是表示自适应阵列2100中与一位用户对应的发送接收部2100a的结构的框图。

图14是在OFDM方式中使用的多个载波(carrier waves)的频谱中抽出三个载波表示的图。

图15是表示以OFDM方式传送的传送码元的波形的图。

图16是说明接收了期望波和干扰波时的解调动作的概念图。

图17是说明自适应阵列基站3000的结构的概略框图。

图18是表示图17中所示的自适应阵列基站3000所接收的信号的定时的概念图。

图19是表示与自适应阵列通过后的与各载波对应的信号的强度分布的图。

图20是表示在图19中所示的场合各载波的信号合成后的强度分布的图。

图21是说明自适应阵列基站4000的结构的概略框图。

图22是说明图21中所示的自适应阵列基站4000的动作的概念图。

最佳实施方式

[实施例1]

图1是表示本发明实施例的自适应阵列基站1000的结构的概略框图。本发明的自适应阵列基站1000，在用户的终端等移动电台之间进行通过自适应阵列处理具有定向性的信号的发送接收。但是，通过以下说明可知，自适应阵列基站1000也可以通过空分复用方式来进行与移动电台之间的信号的发送接收。

参照图1，自适应阵列基站1000设有：由n个(n：自然数)天线构成的阵列天线；接受来自阵列天线#1～#n的信号，进行检波或模/数转换的A/D转换部1010；按每一个天线设置，并接受来自A/D转换部1010的输出来分离抽出对应天线的各载波的信号的n个FFT部1020.1～1020.n；接受来自A/D转换部1010的信号，如后所说明检测期望波和干扰波的到达定时的相关器1030；为了在相关器1030中检测期望波和干扰波的到达定时，保持与各期望波和干扰波对应的参考信号的存储器1040；从相关器1030接受快速傅里叶变换前的信号即从A/D转换部1010提供给相关器1030的信号和对在相关器1030中被检测的信号的到达定时的信息，以后面说明的顺序对期望波和干扰波估计响应矢量的接收响应矢量估计器1050；对应每个天线设置，接受在接收响应矢量估计器1050中被估计的各天线的接收响应，并通过进行快速傅里叶变换，抽出各载波的响应矢量的FFT部1060.1～1060.n；按每一载波设置，从FFT部1060.1～1060.n接受天线#1～#n的相应载波的响应矢量来进行自适应阵列处理的自适应阵列块1070.1～1070.N(N为载波总数)。

在图1中，只取出与第k个载波对应的自适应阵列块1070.k加以表示。

自适应阵列块1070.k设有：计算权矢量的接收权计算器1072.k；在一个输入节点分别接受来自FFT部1020.1～1020.n的与第k个载波对应的信号，在另一输入节点接受来自接收权计算器1072.k的权矢量的乘法器1080-1～1080-n；接受来自乘法器1080-1～1080-n的信号进行加法运算，并输出第k个载波的期望信号Sk(t)的加法器1090。

图2是说明图1中所示的自适应阵列基站1000的接收信号的概念图。

作为自适应阵列基站1000的接收波，有期望波S_d(t)、期望波的延迟波S_d(t-τ_s)、干扰波S_u(t)、干扰波的延迟波S_u(t-τ_i)。这里，时间τ_s和τ_i为延迟时间。这里，信号的下标d表示期望波的信号。另外，干扰波的信号加下标u来表示。

图3是说明期望波S_d(t)和干扰波S_u(t)的结构的概念图。

期望波S_d(t)没有特别的限定，例如包括起始的二码元的参考信号区间(训练信号区间)d(t)和与之连续的数据信号区间。

这里，参考信号d(t)是对排列在频域内的输入信号的训练码元进行反向傅里叶变换后的信号，为时域信号。

同样地，干扰波S_u(t)也包括例如起始的二码元的参考信号区间u(t)和与之连续的数据信号区间。

这里，不失一般性地假设期望波的参考信号区间d(t)为与干扰波的参考信号区间u(t)不同的信号的区间。

因此，自适应阵列基站1000可通过这种不同的参考信号(训练信号)来识别用户的终端等移动电台。

[相关器的动作]

图4是说明图1所示的自适应阵列基站1000中的相关器1030的动作的概念图。

对于期望波，设输入到相关器1030的信号中有起始到达信号S_d(t)、以比保护间隔期间小的延迟时间τ₂到达的短延迟信号S_d(t-τ₂)及以保护间隔期间以上的延迟时间τ₃到达的长延迟信号S_d(t-τ₃)。对于干扰波也同样，设其中有起始到达信号S_u(t)、以比保护间隔期间小的延迟时间τ₂到达的短延迟信号S_u(t-τ₂)及以保护间隔期间以上的延迟时间τ₃到达的长延迟信号S_u(t-τ₃)。

在自适应阵列基站1000中，相关器1030工作时需要对进行FFT处理前的信号进行处理，因此，为了进行这样的FFT前的信号处理，相关器1030用充分短的取样定时取样接收信号。

从天线#n输入到相关器1030的信号X_n(t)，可由以下式(16)来表示。

X_n(t)＝h_n，1S_d(t)+h_n，2S_d(t-τ₂)+h_n，3S_d(t-τ₃)+…+

       p_n，1S_u(t)+p_n，2S_u(t-τ₂)+p_n，3S_u(t-τ₃)+…+

       n_n(t)

                                                …(16)

在式(16)中，h_n，1表示用第n个天线#n接收的期望波的起始波的响应(响应矢量的元素)，p_n，1表示用第n个天线#n接收的干扰波(SDMA中的复用方)的起始波的响应。

同样地，系数h_n，2和h_n，3表示用第n个天线#n接收的期望波的延迟波的响应(响应矢量的元素)，系数p_n，2和p_n，3表示用第n个天线#n接收的干扰波(SDMA中的复用方)的延迟波的响应。

另外，如上所述信号S_d(t)为期望波的信号，信号S_u(t)为干扰波(SDMA中的复用方)的信号。

但是，在另外存在干扰或复用用户时，在式(16)中增加干扰波的项。

计算天线#n的接收信号X_n(t)与期望波的参考信号S_d(t)(t为参考信号区间)之间的相关函数ρ_n，d(t)和天线#n的接收信号X_n(t)与干扰波的参考信号S_u(t)(t为参考信号区间)之间的相关函数ρ_n，u(t)如下。

ρ_n，d(t)＝h_n，1δ(t)+h_n，2δ(t-τ₂)+h_n，3δ(t-τ₃)+I_d(t)

                                                   …(17)

ρ_n，u(t)＝p_n，1δ(t)+p_n，2δ(t-τ₂)+p_n，3δ(t-τ₃)+I_u(t)

                                                   …(18)

在期望波的参考信号和天线#n的接收信号之间的相关函数ρ_n，d(t)中，留有期望波和参考信号之间的相关分量，还留有小的干扰波和噪声之间的相关分量I_d(t)。

同样地，在天线#n的接收信号和干扰波的参考信号之间的相关函数ρ_n，u(t)中，不仅留有干扰波和参考信号之间的相关分量，还留有少量的干扰波和噪声之间的相关分量I_u(t)。

这样的相关函数ρ_n，d(t)或者相关函数ρ_n，u(t)也称为“滑动相关”。

图5是表示这种相关函数ρ_n，d(t)的时间相关性的图。

再有，相关函数ρ_n，d(t)实际上是复数，因此，是一种在复平面上其绝对值和相位随时间变化的信号，但在图5中，为了简化而只表示了复平面上的预定方向的分量。

参照图5，首先，在相关函数ρ_n，d(t)中作为起始到达信号分量存在峰值P1。在紧接着该峰值P1之后，与短延迟信号分量对应地存在峰值P2。另外，在从该短延迟信号分量的峰值P2延迟的时刻存在与长延迟信号分量对应的峰值P3。

对干扰波的相关函数ρ_n，u(t)也有相同的情况。

图6是表示图5中所示的相关函数ρ_n，d(t)的绝对值分量的时间相关性的图，在图6中，值Vt表示用以进行如后所说明的处理的阈值。

[接收响应矢量估计器的动作]

上述的相关函数ρ_n，d(t)相当于第n个天线的期望波信号的接收响应(复数)，但通过这种相关性求出的复响应中有噪声或干扰的非正交分量残留，因此误差大。

但是，通过该相关函数ρ_n，d(t)，能够正确地求出起始到达信号的到达时刻或延迟信号的到达时间的延迟时间本身。

因此，接收响应矢量估计器1050按如下所说明的步骤进行利用由相关函数ρ_n，d(t)或相关函数ρ_n，u(t)求出的延迟时间能更正确地求出期望波用户终端的接收响应和干扰波用户终端的接收响应的程序。

(步骤1)

首先，相对如图6中所示的相关函数的绝对值|ρ_n，d(t)|和|ρ_n，u(t)|，预先设定阈值Vt，并提取阈值以上的信号。这里，作为这样的阈值Vt，可采用预定的值，或者采用抽出从最大的信号电平到低预定值的信号等的基准。

(步骤2)

如以下说明，通过所谓的将阵列输出和参考信号之间的均方误差最小化的MMSE(Minimum Mean Square Error：最小均方误差)法，对这样提取的信号正确地估计出复响应。

这里，对于天线中的某一个，设对该天线的接收信号取样后的信号串为矢量X，则如下所示。

X＝[x₁，x₂，x₃，…]^T                            …(19)

虽然没有特别的限制，但这种矢量的元素数量可以是例如64样值或128样值。

另外，将对期望波的参考信号进行反向傅里叶变换后的信号设为sd₁、sd₂、sd₃、…。若设期望波的延迟信号经路径k到达，且其延迟时间为τ_k，则关于这种期望波的参考信号可与由上述的接收信号的取样值构成的矢量对应，表示如下。

d_k＝[□，□，…□，sd₁，sd₂，…]^T             …(20)

在上述的式(20)中，用□表示的元素存在与延迟时间τ_k相当的个数。另外，例如在参考信号的前端存在保护间隔时，作为用□表示的元素的值，存在于该保护间隔的信号的反向傅里叶变换的分量存在于该部分内。

另外，为了简化说明，在以下的说明中只考虑存在一个干扰信号的情况。

这时，与上述相同地，将对干扰信号的参考信号进行反向傅里叶变换后的元素的时序列表示为su₁、su₂、…。设干扰波的延迟信号路径k′到达，且其延迟时间为τ_k′，则干扰信号的参考信号的时序列可与由接收信号的取样元素构成的矢量X对应，表示如下。

u_k′＝[□，□，…□，su₁，su₂，…]^T           …(21)

以下，设通过MMSE法估计响应矢量时，对于期望波存在多个具有不同延迟时间的路径k例如三个，干扰波的路径k′也存在多个例如三个。

在这种条件下，例如对第n个天线的接收信号求出响应矢量的处理，相当于求出对期望波的响应h_k和对干扰波的响应p_k′，使得用以下式(22)表示的评价函数J₁极小化。

$J_1={\left|\right|X-\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{h}_k\·d_k-\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{p}_k\·u_k\left|\right|}^2\·\·\·\left(22\right)$

这里，若将矩阵Q和矢量a如式(23)和(24)定义，则评价函数J₁成为如(25)所示。

$a=\left(\begin{array}{c}{h}_1\\ h_2\\ \·\\ \·\\ \·\\ p_1\\ p_2\\ \·\\ \·\\ \·\end{array}\right)\·\·\·\left(24\right)$

J₁＝‖X-Qa‖²

  ＝(X-Qa)^H(X-Qa)

  ＝X^HX-X^HQa-a^HQ^HX+a^HQ^HQa

                                               …(25)

另外，可根据该评价函数J₁对矢量a极小的条件，通过以下步骤如式(26)求出矢量a。

$\frac{\∂}{\∂a}{J}_1=\frac{\∂}{\∂a}\left(X^{H}X\right)-\frac{\∂}{\∂a}\left(X^H\mathrm{Qa}\right)-\frac{\∂}{\∂a}\left(a^H{Q}^{H}X\right)+\frac{\∂}{\∂a}\left(a^H{Q}^H\mathrm{Qa}\right)$

$=0-0-2Q^{H}X+2Q^H\mathrm{Qa}=0$

∴a＝(Q^HQ)^-1Q^Hx                                …(26)

通过如上所述，能够对期望信号和干扰信号求出各路径的复振幅。

以上的程序例如是对第n个天线的导出处理，但这种处理同样适用于其它天线，从而对每一个天线求出期望波和干扰波的响应。

(步骤3)

将除如上所述因阈值以上而被提取且复响应被估计的信号以外的信号电平均设在0。

通过这种处理，可除去残留的噪声或干扰分量。

(步骤4)

以下，对于比保护间隔时间长延迟时间，将其复响应设为0，只将由与保护间隔时间以内的延迟波对应的分量构成的复响应的信号，对于期望波设为接收响应ρ_n，dd(t)，对于干扰波设为接收响应(相关函数)ρ_n，ud(t)。这里，下标dd表示对期望波在保护间隔以内的信号，下标ud表示对干扰波在保护间隔以内的信号。

(步骤5)

同样地，将比保护间隔时间短延迟波的复响应均设为0，将其以外的复响应的电平残留的响应重新设定，对于期望波设为响应(相关函数)ρ_n，du(t)，对于干扰波设为响应(相关函数)ρ_n，un(t)。

这里，下标du表示对期望波比保护间隔时间长的延迟波，下标uu表示对干扰波具有比保护间隔时间长的延迟时间的延迟波。

对这样求出的干扰波的响应，在SDMA中相当于对复用用户的复响应。

图7是表示通过如上所述计算出的响应ρ_n，dd(t)和响应ρ_n，du(t)的时间变化的图。

图7中存在三个路径，对起始到达波和第一个延迟波的来自路径1和路径2的信号以保护间隔长以内到达基站，与路径3对应的延迟波，在从起始波的到达时间经过保护间隔长以上的延迟时间之后到达自适应阵列基站1000。

因此，响应ρ_n，dd(t)中包含两个峰值，响应ρ_n，du(t)中包含一个峰值。

通过这样的程序，对期望波导出与响应ρ_n，dd(t)相当的由各天线的响应构成的第一响应矢量和与响应ρ_n，du(t)相当的由各天线的响应构成的第二响应矢量。

同样，对于干扰波的响应，也导出与响应ρ_n，ud(t)相当的由各天线的响应构成的第三响应矢量和与响应ρ_n，uu(t)相当的由各天线的响应构成的第四响应矢量。

再有，当干扰波存在m波(m≥2)时，同样对第m波的干扰波，导出相当于只由与保护间隔时间以内的延迟波对应的分量构成的复响应的由各天线的响应构成的第(2m+1)的响应矢量，及相当于只留下与保护间隔时间以后的延迟波对应的分量的复响应的由各天线的响应构成的第(2m+2)的响应矢量。

[FFT部1060.1～1060.n的动作]

通过如上所述，在接收响应矢量估计器1050中逐个天线地求出响应。

接着，在FFT部1060.1～1060.n中进行如下处理。

通过对从期望终端发送并以保护间隔以内到达的信号的复响应ρ_n，dd(t)进行快速傅里叶变换，变换成每一个载波的复响应ξ_n，dd(k)。这里，k是载波的编号。

图8是表示复响应ρ_n，dd(t)和与此对应的由快速傅里叶变换得到的每个载波的复响应ξ_n，dd(k)的图。

对所有的天线进行同样的操作，从而计算出所有天线的每个载波的复响应。按每一个载波算出将复响应作为元素的响应矢量。另外，通过对复响应ρ_n，du(t)进行快速傅里叶变换得到每一个载波的复响应ξ_n，du(k)。

若进行这样的处理，则例如将对在第k个载波的保护间隔期间以内到达的信号的响应矢量d_d(k)以式(27)表示。同样地，根据从期望终端发送并以保护间隔以上的延迟时间到达的信号的复响应ρ_n，du(t)，由式(28)计算出第k个载波的响应矢量d_u(k)。

d_d(k)＝[ξ_1，dd(k)，ξ_2，dd(k)，…，ξ_n，dd(k)]^T    …(27)

d_u(k)＝[ξ_1，du(k)，ξ_2，du(k)，…，ξ_n，du(k)]^T    …(28)

同样地，通过对从干扰用户(在SDMA中，除期望用户以外的所有连接用户)发送并以保护间隔以内到达的信号的复响应ρ_n，ud(t)进行快速傅里叶变换，变换成每一个载波的响应ξ_n，ud(k)，由式(29)计算出干扰波的第k个载波的响应矢量i_d(k)。

同样地，对于干扰波，通过对以保护间隔期间以后到达的信号的复响应ρ_n，uu(t)进行快速傅里叶变换，变换成每一个载波的响应ξ_n，uu(k)，对以保护间隔以上的延迟时间到达的干扰波的响应矢量i_u(k)由式(30)表示。

i_d(k)＝[ξ_1，ud(k)，ξ_2，ud(k)，…，ξ_n，ud(k)]^T    …(29)

i_u(k)＝[ξ_1，uu(k)，ξ_2，uu(k)，…，ξ_n，uu(k)]^T    …(30)

再有，存在多个干扰或复用用户时，按每一个干扰波或复用用户计算出这样的响应矢量。

[接收权计算器的动作]

基于如上所述由快速傅里叶变换求出的每一个天线的第k个载波的响应矢量，接收权计算器1070.k通过如下所述计算出对第k个载波的接收权矢量。

如下所述，由FFT部1060.1～1060.n求出第k个载波的保护间隔以内的延迟时间的期望波的响应矢量d_d(k)、超过保护间隔的延迟时间的期望波的响应矢量d_u(k)、保护间隔以内的延迟时间的干扰波的响应矢量i_d(k)、超过保护间隔的延迟时间的干扰波的响应矢量i_u(k)。

d_d(k)＝[ξ_1，dd(k)，ξ_2，dd(k)，…，ξ_n，dd(k)]^T

d_u(k)＝[ξ_1，du(k)，ξ_2，du(k)，…，ξ_n，du(k)]^T

i_d(k)＝[ξ_1，ud(k)，ξ_2，ud(k)，…，ξ_n，ud(k)]^T    …(31)

i_u(k)＝[ξ_1，uu(k)，ξ_2，uu(k)，…，ξ_n，uu(k)]^T

根据这些信号，由式(32)计算出第k个载波的相关矩阵R_xx ^(k)，并基于此由式(33)计算出期望信号的接收权矢量。

另外，由式(34)计算出在SDMA的场合对复用信号对象的接收权矢量。

R_xx ^(k)＝d_d*(k)d_d(k)^T+d_u*(k)d_u(k)^T+i_d*(k)i_d(k)^T

        +i_u*(k)i_u(k)^T+σ²I

                                                …(32)

W_d ^(k)＝R_xx ^(k)-1d_d*(k)                         …(33)

W_i ^(k)＝R_xx ^(k)-1i_d*(k)                         …(34)

在式(32)中，σ²为正实数，该值可以根据经验避免相关矩阵的奇异点来求出，也可作为系统的热噪声功率的值。另外，I表示n×n的单位矩阵。

再有，当不存在干扰波时，在式(32)中相当于干扰波的项变成0，即使在只有期望波的场合，也由式(33)计算出期望信号的接收权矢量。

图9和图10是说明以上所说明的自适应阵列基站1000的整个动作的流程图。

参照图9，处理开始时(步骤S100)，在相关器1030中，对阵列天线的各天线取得接收信号和期望波的参考信号之间的滑动相关(步骤S102)。

另外，在相关器1030中，对阵列天线的各天线取得接收信号和干扰波的参考信号之间的滑动相关(步骤S104)。

接着，在接收响应矢量估计器1050中，对期望波提取具有超过预定的阈值的相关值的绝对值的信号，对干扰波提取具有超过预定的阈值的相关值的绝对值的信号(步骤S106，S108)。

另外，在接收响应矢量估计器1050中，通过MMSE法等对期望波和干扰波估计出对提取的信号的复响应(步骤S110)。然后，将除所提取的信号以外的信号的电平设为0(步骤S112)。

然后，在接收响应矢量估计器1050中，将比保护间隔长延迟时间的信号分量设为0，求出对期望波的接收响应ρ_n，dd(t)和对干扰波的接收响应ρ_n，ud(t)(步骤S114)。另外，在接收响应矢量估计器1050中，将比保护间隔短延迟时间的信号分量设为0，求出对期望波的接收响应ρ_n，du(t)和对干扰波的接收响应ρ_n，uu(t)(步骤S116)。

接着，参照图10，在FFT部1060.1～1060.n中，通过对接收响应ρ_n，dd(t)、接收响应ρ_n，ud(t)、接收响应ρ_n，du(t)及接收响应ρ_n，uu(t)进行傅里叶变换，对各天线求出每一个载波的复响应(步骤S118)。

由此导出：1)对期望波中以保护间隔以内的延迟到达的信号的每一个载波的复响应矢量d_d(k)，2)对期望波中以超过保护间隔的延迟到达的信号的每一个载波的复响应矢量d_u(k)，3)对干扰波中以保护间隔以内的延迟到达的信号的每一个载波的复响应矢量i_d(k)，以及4)对干扰波中以超过保护间隔的延迟到达的信号的每一个载波的复响应矢量i_u(k)(步骤S120)。

另外，在接收权计算器1072.k中，基于导出的复响应矢量，导出第k个载波的相关矩阵R_xx ^(k)，对期望波计算出对第k个载波的权矢量(步骤S122)。

在乘法器1080-1～1080-n和加法器1090中，在对来自阵列天线的各天线的接收信号进行傅里叶变换后所得到的每一个载波的信号上乘上权矢量，从而抽出对第k个载波的期望信号(步骤S124)。再有，在SDMA方式中，根据需要也对干扰波求出权矢量并抽出干扰波。

另外，若合成每一个载波的分量，则能够进行以OFDM方式传送的信号的解调。由此结束处理(步骤S130)。

在如上所述的方法中，短延迟信号没有因与起始到达波之间的相位差而衰减反而被合成的理由是：由于每一个载波的响应矢量d_d(k)中包含起始信号和短延迟信号两种分量，因此，逐个载波地对各起始信号和短延迟信号进行自适应阵列动作以使波束对准。

因此，即使载波的频率不同也不会以反相合成。另外，根据相关矩阵R_xx ^(k)的式有四个有效的信号分量项(干扰为其中一项)，所以被耗用的自由度为3，因此，例如在4阵元天线中，能够进行完全零方向(complete null direction)控制。

相对地，在不根据如上述的方式而对所有的信号进行零控制(nullcontrol)时，也需对短延迟进行指向零(direct null)的控制。这时，4阵元天线中自由度不足，不能得到足够的特性。

[实施例2]

在实施例1中，作为接收响应矢量估计器1050的动作，根据式(22)～(26)中所说明的方法，求出了期望信号的复响应和干扰信号的复响应。

但是，在期望信号的参考信号区间与干扰信号的参考信号区间之间不存在重叠时，就不能直接照样采用式(22)～(26)中所说明的方法。

在实施例2中，就即使在这种场合也能使用的期望信号的复响应和干扰信号的复响应的导出方法进行说明。

(期望信号响应的估计)

在求出期望信号的复响应时，使用由以下式(35)提供的评价函数J₂。再有，若无特别说明，则以下式中的符号与式(22)～(26)相同。

$J_2={\left|\right|X-\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{h}_k\·d_k\left|\right|}^2\·\·\·\left(35\right)$

这里，使用由以下式(36)和式(37)定义的矩阵Q′和矢量h。

$h=\left(\begin{array}{c}{h}_1\\ h_2\\ h_3\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\end{array}\right)\·\·\·\left(37\right)$

此时，式(35)改写成如下。

J₂＝‖X-Q′h‖²                              …(38)

与式(26)相同地，对于矢量h根据极小值的条件，由以下式(39)求出对期望波的路径k的复响应h_k。

h＝(Q′^HQ′)^-1Q′X                           …(39)

(干扰信号响应的估计)

在求出干扰信号的复响应时，使用由以下式(40)给出的评价函数J₃。

$J_3={\left|\right|X-\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{p}_k\·u_k\left|\right|}^2\·\·\·\left(40\right)$

这里，使用由以下式(41)和式(42)定义的矩阵Q″和矢量p。

$p=\left(\begin{array}{c}{p}_1\\ p_2\\ p_3\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\\ \·\end{array}\right)\·\·\·\left(42\right)$

此时，式(40)改写成如下。

J₃＝‖X-Q″p‖²                              …(43)

与式(39)相同地，对于矢量p根据极小值的条件，由以下式(44)求出对干扰波的路径k′的复响应p_k′。

p＝(Q″^HQ″)^-1Q″X                           …(44)

通过由接收响应矢量估计器1050执行如以上所说明的复响应的估计方法，可取得与实施例1相同的效果。

如以上所说明，若采用本发明的自适应阵列基站结构，则能够将保护间隔以内的多路径信号完全以最大比率合成，从而使接收灵敏度最大化。另外，在合成保护间隔以内的多路径信号时，不耗用天线自由度，因此，可维持干扰抑制性能。

工业上的可利用性

如上所述，根据本发明的无线装置和自适应阵列处理方法，即使在对OFDM传送方式进行自适应阵列接收的场合也提高接收灵敏度，因此特别适用于自适应阵列基站。

Claims (12)

1.一种发送接收通过使用多个载波的正交频分通信方式在各有效码元区间上附加保护间隔区间来传送的信号的无线装置，

其中设有：

具有多个天线(#1～#n)的阵列天线；

从由所述阵列天线接收的信号检测出期望波的到达定时的到达定时检测部件(1030)；

接收响应矢量估计部件(1050)，它估计对所述期望波中从起始到达波在所述保护间隔区间内到达的信号的第一响应矢量和对所述期望波中从起始到达波在所述保护间隔区间以后到达的信号的第二响应矢量；

对所述第一和第二响应矢量进行傅里叶变换，抽出对所述多个载波中的各载波的分量的第一傅里叶变换部件(1060.1～1060.n)；

对来自所述阵列天线的接收信号进行傅里叶变换，抽出对每一个所述天线的接收信号的各载波的分量的第二傅里叶变换部件(1020.1～1020.n)；以及

自适应阵列处理部件(1070.1～1070.n)，它按所述多个载波中的每一个载波设置，各自从所述第二傅里叶变换部件接收在对每一个所述天线的接收信号的载波的分量中相应载波的分量，抽出所述期望波中的相应载波的分量；

所述自适应阵列处理部件基于对来自所述第一傅里叶变换部件的至少所述第一和第二响应矢量的相应载波的分量，导出用以抽出所述相应载波的分量的权矢量。

2.如权利要求1所述的无线装置，其特征在于：

所述到达定时检测部件，根据在所述第二傅里叶变换部件中进行傅里叶变换前的所述接收信号、和包含与所述多个载波对应的训练信号分量的参考信号之间的相关函数的绝对值超过预定的阈值，对每一个所述天线检测所述期望波。

3.如权利要求1所述的无线装置，其特征在于：

所述接收响应矢量估计部件，将由所述到达定时检测部件检测的所述到达定时以外的时刻的所述第一和第二响应矢量中的响应的电平设为0。

4.如权利要求1所述的无线装置，其特征在于：

所述自适应阵列处理部件，通过基于对所述第一和第二响应矢量的相应载波的分量导出的每一个所述载波的相关矩阵，导出用以抽出关于所述相应载波的所述期望波的权矢量。

5.如权利要求1所述的无线装置，其特征在于：

所述到达定时检测部件，还从由所述阵列天线接收的信号检测出n个干扰波的到达定时，其中n为自然数，n≥1；

所述接收响应矢量估计部件，就所述n个干扰波中的各干扰波估计对从各起始到达波在所述保护间隔区间内到达的信号的第3～第(2n+1)响应矢量，并就所述n个干扰波中的各干扰波估计分别对从各所述起始到达波在所述保护间隔区间以后到达的信号的第4～第(2n+2)响应矢量；

所述第一傅里叶变换部件，还对所述第3～第(2n+2)响应矢量进行傅里叶变换，抽出对所述多个载波中的各载波的分量；

所述自适应阵列处理部件，基于对来自所述第一傅里叶变换部件的从所述第1至第(2n+2)响应矢量的相应载波的分量，导出用以抽出所述相应载波的分量的权矢量。

6.如权利要求5所述的无线装置，其特征在于：

所述到达定时检测部件，根据在所述第二傅里叶变换部件中进行傅里叶变换前的所述接收信号、和包含与所述多个载波对应的训练信号分量的参考信号之间的相关函数的绝对值超过预定的阈值，对每一个所述天线检测所述期望波和所述干扰波。

7.如权利要求5所述的无线装置，其特征在于：

所述接收响应矢量估计部件，将由所述到达定时检测部件检测的所述到达定时以外的时刻的从所述第1至第(2n+2)响应矢量中的响应的电平设为0。

8.如权利要求5所述的无线装置，其特征在于：

所述自适应阵列处理部件，通过基于对从所述第1至第(2n+2)响应矢量的相应载波的分量导出的每一个所述载波的相关矩阵，导出用以抽出关于所述相应载波的所述期望波的权矢量。

9.如权利要求8所述的无线装置，其特征在于：

所述自适应阵列处理部件，通过每一个所述载波的相关矩阵导出用以抽出关于所述相应载波的所述干扰波的权矢量。

10.如权利要求5所述的无线装置，其特征在于：

所述接收响应矢量估计部件，通过最小均方误差法估计从所述第1至第(2n+2)响应矢量。

11.一种自适应阵列处理方法，对于通过使用多个载波的正交频分通信方式在各有效码元区间上附加保护间隔区间来传送的信号，通过自适应阵列处理，按与所述载波对应的每一分量将其抽出，其特征在于包括：

从由具有多个天线(#1～#n)的阵列天线接收的信号，至少检测出期望波的到达定时的步骤；

估计对所述期望波中从起始到达波在所述保护间隔区间内到达的信号的第一响应矢量和对所述期望波中从起始到达波在所述保护间隔区间以后到达的信号的第二响应矢量的步骤；

对所述第一和第二响应矢量进行傅里叶变换，抽出对所述多个载波中的各载波的分量的步骤；

至少基于所述第一和第二响应矢量的每一个载波的分量，导出用以通过自适应阵列处理分离出关于期望波的与所述载波对应的分量的权矢量的步骤；

对来自所述阵列天线的接收信号进行傅里叶变换，抽出每一个所述天线的接收信号的载波分量的步骤；以及

通过对每一个所述天线的接收信号的载波分量乘上所述权矢量，抽出关于所述期望波的所述相应载波的分量的步骤。

12.如权利要求11所述的自适应阵列处理方法，其特征在于：

所述检测到达定时的步骤还包括检测出至少一个干扰波的到达定时的步骤；

还包括，

估计对所述干扰波中从起始到达波在所述保护间隔区间内到达的信号的第三响应矢量和对所述干扰波中从起始到达波在所述保护间隔区间以后到达的信号的第四响应矢量的步骤，及

对所述第三和第四响应矢量进行傅里叶变换，抽出对所述多个载波中的各载波的分量的步骤；

所述导出权矢量的步骤，基于从所述第一至第四响应矢量的每一个载波的分量导出所述权矢量。

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