CH664218A5 - Verfahren und anordnung zur wenigstens teilweisen eliminierung eines stoersignals aus einem gesamtsignal. - Google Patents

Description

BESCHREIBUNG

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur wenigstens teilweisen Eliminierung eines Störsignals aus einem Gesamtsignal, sowie eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens.

Aus den deutschen Offenlegungsschriften 2 410 407, 2 744 845 und 3 132 471 sind Verfahren und Anordnungen zur Kompensation einer Störspannung bekannt, die bei der magnetisch-induktiven Durchflussmessung mit periodisch zwischen wenigstens zwei Zuständen geändertem Magnetfeld der an den Elektroden des Messkreises erhaltenen durchflussproportionalen Nutzspannung überlagert ist. Zu diesem Zweck wird die Gesamtspannung periodisch bei verschiedenen Zuständen des Magnetfelds abgetastet, und mehrere nacheinander erhaltene Abtastwerte werden additiv oder subtraktiv so zusammengefasst, dass sich die Störspannungsanteile gegenseitig aufheben, während die Nutzspannungsanteile infolge der periodisch wechselnden Zustände erhalten bleiben. Mit diesen bekannten Verfahren und Anordnungen kann ausser einer konstanten Störgleichspannung, die bei der magnetisch-induktiven Durchflussmessung sehr grosse Werte erreichen kann, auch eine lineare Änderung der Störgleichspannung zwischen aufeinanderfolgenden Abtastzeitpunkten kompensiert werden.

Wenn sich dagegen die Störspannung als Funktion der Zeit nichtlinear ändert, können die Anteile höherer Ordnung als vom Grad 1 mit diesen bekannten Verfahren und Anordnungen nicht kompensiert werden. Diese Anteile höherer Ordnung, also insbesondere der meist überwiegende quadratische Anteil sowie auch die gewöhnlich mit steigender Potenz kleiner werdenden Anteile noch höherer Ordnung, bleiben als Restfehler im AuSgangssignal erhalten.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines Verfahrens, das die wenigstens teilweise Eliminierung eines sich nichtlinear ändernden elektrischen Störsignals aus einem Gesamtsignal bis zu einer beliebig hohen Ordnung der nichtlinearen Anteile ermöglicht.

Nach der Erfindung wird diese Aufgabe dadurch gelöst, dass (p+1) Abtastwerte, die in gleichen Zeitabständen aus dem Gesamtsignal entnommen worden sind, mit den Binomialkoeffizienten ( £ ) proportionalen Gewichtungsfaktoren

Gk = C • (E) • (-l)k mitk = 0,1, ...p; C = const.

multipliziert und zur Bildung des Summensignals

P

£ Gk-UAk k = 0

summiert werden.

Wie in der folgenden Beschreibung nachgewiesen wird, ergibt das erfindungsgemässe Verfahren die Wirkung, dass

2

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

alle Glieder des Polynoms, das die nichtlineare Signalfunktion in dem Zeitintervall darstellt, in dem die Abtastwerte entnommen worden sind, bis zum Grad (p-1) eliminiert werden. Wenn somit das sich nichtlinear ändernde Störsignal in dem betreffenden Zeitintervall durch ein Polynom des Grades n ^ p-1 vollständig darstellbar ist, ist das Störsignal aus dem Gesamtsignal vollständig eliminiert. Wenn der Grad n des Polynoms höher ist, oder wenn die Polynomdarstellung nach dem Satz von Taylor nur näherungsweise mit einem Restglied möglich ist, bleibt ein Restfehler bestehen, der von den Gliedern höherer Ordnung bzw. vom Restglied stammt. Durch Erhöhung der Anzahl der in der angegebenen Weise verarbeiteten Abtastwerte kann dieser Restfehler beliebig klein gemacht werden.

Von besonderem Vorteil ist die Tatsache, dass die Wirkung des Verfahrens unabhängig von den Werten der Koeffizienten der Polynomdarstellung ist. Die Bemessung der Gewichtungsfaktoren ist daher nur in Abhängigkeit von der Anzahl der verarbeiteten Abtastwerte zu ändern. Die Wirkung des Verfahrens bleibt somit unverändert erhalten,

wenn sich die Polynomdarstellung des elektrischen Signals ändert, oder wenn es auf unterschiedliche Signale angewendet wird.

Wenn das Störsignal in dem Gesamtsignal einem Nutzsignal überlagert ist, das periodisch abwechselnd wenigstens zwei verschiedene Zustände annimmt, wie es insbesondere bei der magnetisch-induktiven Durchflussmessung der Fall ist, werden vorzugsweise die Abtastwerte periodisch abwechselnd bei verschiedenen Zuständen des Nutzsignals entnommen. Auf diese Weise bleibt das Nutzsignal im Summensignal erhalten.

Das erfindungsgemässe Verfahren wirkt in der angegebenen Weise stets auf das der Abtastung unterworfene Signal ein, unabhängig davon, woher dieses Signal stammt und in welcher Weise es vorbehandelt worden ist. Es ist daher möglich, an dem Signal vor der Abtastung Vorbehandlungen vorzunehmen, vorausgesetzt, dass eine zu kompensierende nichtlineare zeitliche Änderung erhalten bleibt. Beispielsweise kann bei der magnetisch-induktiven Durchflussmessung an der Elektrodenspannung eine an sich bekannte Vorkompensation zur Unterdrückung einer Störgleichspannung vorgenommen werden, oder die Elektrodenspannung kann in jeder Abtastperiode über ein vorgegebenes Zeitintervall integriert werden, so dass die Abtastwerte aus der integrierten Spannung entnommen werden.

Eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens enthält nach der Erfindung eine periodisch betätigbare Abtastschaltung, an deren Eingang das Gesamtsignal angelegt ist, eine Speicheranordnung zur Speicherung von (p+1) Abtastwerten, eine Gewichtungsanordnung, welche jeden der in der Speicheranordnung gespeicherten Abtastwerte mit einem zugeordneten Gewichtungsfaktor multipliziert, und eine Summierschaltung zur Summierung der von der Gewichtungsanordnung gelieferten gewichteten Abtastwerte.

Die Speicheranordnung, die Gewichtungsanordnung und die Summierschaltung können durch Analogschaltungen oder, bei Vorschaltung eines Analog/Digital-Wandlers,

durch Digitalschaltungen gebildet sein. Die Digitalschaltungen können gemäss der modernen Technologie auch durch einen entsprechend programmierten Mikrocomputer realisiert sein.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen an Hand der Zeichnung. In der Zeichnung zeigt:

Fig. 1 das Blockschaltbild einer zur Durchführung des erfindungsgemässen Verfahrens mit Analogschaltungen aus664218

gebildeten magnetisch-induktiven Durchflussmessanord-nung,

Fig. 2 das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Stufe des Analog-Schieberegisters in der Anordnung von Fig. 1,

Fig. 3 Diagramme von Signalen, die an verschiedenen Schaltungspunkten der Anordnungen von Fig. 1 und 5 auftreten,

Fig. 4 das Schema einer speziellen Ausführung der Abtast-und Speicherschaltung und der Gewichtungsanordnung von Fig. 1,

Fig. 5 das Blockschaltbild einer abgeänderten Ausführungsform der Anordnung von Fig. 1,

Fig. 6 eine andere abgeänderte Ausführungsform der Anordnung von Fig. 1 und

Fig. 7 eine mit Digitalschaltungen ausgebildete Ausführungsform der Anordnung von Fig. 1.

Fig. 1 zeigt schematisch ein innen isoliertes Rohr 1, durch das eine elektrisch leitende Flüssigkeit senkrecht zur Zeichenebene strömt. Eine Magnetfeldspule 2, die aus Symmetriegründen in zwei gleiche, zu beiden Seiten des Rohres 1 angeordnete Hälften unterteilt ist, erzeugt im Rohr ein senkrecht zur Rohrachse gerichtetes Magnetfeld H. Im Innern des Rohres 1 sind zwei Elektroden 3 und 4 angeordnet, an denen eine induzierte Spannung abgegriffen werden kann, die der mittleren Durchflussgeschwindigkeit der elektrisch leitenden Flüssigkeit durch das Magnetfeld proportional ist. Eine Spulensteuerschaltung 5 steuert den durch die Magnetfeldspule 2 fliessenden Strom in Abhängigkeit von einem Steuersignal, das vom Ausgang 6a einer Steuerschaltung 6 geliefert wird.

Die Elektroden 3 und 4 sind mit den beiden Eingängen eines Differenzverstärkers 7 verbunden, der somit an seinem Ausgang eine Spannung liefert, die der Spannung zwischen den beiden Elektroden 3 und 4 proportional ist. Dem Differenzverstärker 7 ist ein Verstärker 8 nachgeschaltet.

An den Ausgang des Verstärkers 8 ist eine Abtast- und Speicherschaltung 10 angeschlossen, die bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1 durch ein Analog-Schieberegister mit (p+1) Registerstufen lOo, lOi, IO2,... 10k,... 10P-2, 10p-i, 10p gebildet ist. Jede dieser Registerstufen kann beispielsweise den in Fig. 2 für die Registerstufe 10k dargestellten Aufbau haben. Ein Eingang 10a ist an den Ausgang der vorhergehenden Registerstufe oder, im Fall der Registerstufe 10p, an den Ausgang des Verstärkers 8 angeschlossen. Ein Ausgang 10b ist mit dem Eingang der nachfolgenden Registerstufe verbunden. Zwischen dem Eingang 10a und dem Ausgang 10b sind hintereinander zwei Abtastspeicher («sample & hold») bekannter Art angeschlossen. Der erste Abtastspeicher ist symbolisch durch einen Schalter Sl, einen Kondensator Cl und einen hochohmigen Trennverstärker A1 dargestellt ; der zweite Abtastspeicher besteht in entsprechender Weise aus einem Schalter S2, einem Kondensator C2 und einem hochohmigen Trenn Verstärker A2. Die Funktionsweise solcher Abtastspeicher ist bekannt: Wenn der Schalter S1 kurzzeitig geschlossen wird, lädt sich der Kondensator Cl auf den Momentanwert der am Eingang 10a anliegenden Spannung auf. Nach dem Öffnen des Schalters Sl bleibt der abgetastete Spannungswert auf dem Kondensator Cl bestehen, da der hochohmige Trenn Verstärker AI ein Abf Hessen der Ladungen verhindert. Der gespeicherte Spannungswert steht am Ausgang des Trennverstärkers AI zur Verfügung. Wenn der Schalter S2 kurzzeitig geschlossen wird, lädt sich der Kondensator C2 auf die Ausgangsspannung des Trennverstärkers AI auf, so dass er also den auf dem Kondensator Cl gespeicherten Abtastwert übernimmt.

3

s

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

664 218

4

Dieser Abtastwert steht am Ausgang des Trennverstärkers A2, also am Ausgang 10b der Registerstufe zur Verfügung.

Jede Registerstufe hat einen Stufenausgang 10c, der mit dem Ausgang des Trenn Verstärkers AI verbunden ist, so dass an diesem Ausgang der auf dem Kondensator Cl gespeicherte Abtastwert ständig verfügbar ist.

Die Schalter S1 und S2, die schematisch als mechanische Schalter dargestellt sind, sind in Wirklichkeit sehr schnell arbeitende elektronische Schalter, die durch Steuersignale betätigbar sind. Der Schalter S2 wird durch ein Steuersignal betätigt, das an einen Steuereingang lOd der Registerstufe angelegt wird. Der Schalter S1 wird durch ein Steuersignal betätigt, das an einen Steuereingang 1 Oeder Registerstufe angelegt wird. Die Steuereingänge lOd aller Registerstufen sind parallel zueinander an einen Ausgang 6b der Steuerschaltung 6 angeschlossen. Die Steuereingänge 10e aller Registerstufen sind parallel zueinander an einen Ausgang 6c der Steuerschaltung 6 angeschlossen. Wie später anhand der Zeitdiagramme D und E von Fig. 3 noch genauer erläutert wird, gibt die Steuerschaltung 6 an den Ausgängen 6b und 6c Steuerimpulse ab, die zeitlich gegeneinander versetzt sind. Durch jeden am Ausgang 6b abgegebenen Steuerimpuls werden die Schalter S2 aller Registerstufen kurzzeitig gesch lossen, so dass sich jeder Kondensator C2 auf den Abtastwert auflädt, der zuvor auf dem Kondensator Cl der gleichen Registerstufe gespeichert war. Durch jeden am Ausgang 6c abgegebenen Steuerimpuls werden alle Schalter S1 gleichzeitig geschlossen, wodurch sich der Kondensator Cl jeder Registerstufe auf den am Eingang 10a bestehenden Spannungswert auflädt. Dies ist bei der Registerstufe 10P der Augenblickswert der Ausgangsspannung des Verstärkers 8, der auf diese Weise abgetastet wird, und bei den übrigen Regisierstufen der jeweils in der vorhergehenden Registerstufe gespeicherte Abtastwert. Auf diese Weise werden durch jedes Impulspaar, das von der Steuerschaltung 6 an den Ausgängen 6h und 6c abgegeben wird, die im Schieberegister 10 gespeicherten Abtastwerte um eine Stufe verschoben, und ein neuer Abtastwert aus der Ausgangsspannung des Verstärkers 8 wird in die Registerstufe 10P eingegeben. Die in den Registerstufen gespeicherten Abtastwerte stehen an den Ausgängen 10c zur Verfügung.

Der Ausgang 10c jeder Registerstufe des Schieberegisters 10 ist mit dem Eingang einer zugeordneten Gewichtungsschaltung 1 lo, 111, 1 h,... 11 k,... 11 p-2, 1 lp-i, 1 lp in einer Gew ichtungsanordnung 11 verbunden. In jeder Gewichtungsschaltung wird der zugeführte Abtastwert mit einem Gewichtungsfaktor Go, Gì, G2,... Gk,... GP-2, GP-i, GP multipliziert. Da die Abtastwerte bei dem dargestellten Beispiel Analogspannungswerte sind, können die Gewichtungsschaltungen 1 lo bis 1 lp vorzugsweise Verstärker mit den Gewichtungsfaktoren entsprechender Verstärkung sein.

Die Ausgänge der Gewichtungsschaltungen 110 bis 11P sind mit den Eingängen einer Summierschaltung 12 verbunden, die die Summe der Ausgangssignale der Gewichtungsschaltungen bildet. Der Ausgang der Summierschaltung 12, an dem das Summensignal erscheint, ist mit dem Eingang einer steuerbaren Invertierschaltung 13 verbunden, die durch ein vom Ausgang 6d der Steuerschaltung 6 geliefertes Steuersignal in die eine oder in die andere von zwei Stellungen gebracht wird, wobei sie in der einen Stellung das von der Summierschaltung 12 gelieferte Summensignal vorzeichenrichtig durchlässt, während sie in der anderen Stellung das Vorzeichen des Summensignals umkehrt.

An den Ausgang der steuerbaren Invertiertschaltung 13 ist ein weiterer Abtastspeicher 14 angeschlossen, der wieder symbolisch durch einen Schalter S3, einen Speicherkondensator C3 und einen hochohmigen Trennverstärker A3 dargestellt ist. Der Schalter S3 wird durch Steuerimpulse betätigt,

die von einem Ausgang 6e der Steuerschaltung 6-geliefert werden. Bei jedem Steuerimpuls wird der Augenblickswert der von der Summierschaltung 12 gelieferten Summenspannung mit dem durch die Invertierschaltung 13 bestimmten Vorzeichen abgetastet und auf dem Speicherkondensator C3 gespeichert.

Dieser Abtastwert steht am Ausgang des Abtastspeichers 14 als Messspannung Um für den Durchfluss im Rohr 1 zur Verfügung.

Die Diagramme A, B, C, D, E, F, G von Fig. 3 zeigen den zeitlichen Verlauf von Signalen, die an den mit den gleichen Buchstaben bezeichneten Schaltungspunkten von Fig. 1 auftreten. Zur Vereinfachung werden auch die Signale selbst mit den gleichen Buchstaben bezeichnet.

Das Diagramm A zeigt das vom Ausgang 6a der Steuerschaltung 6 zur Spulensteuerschaltung 5 gelieferte Steuersignal, das periodisch abwechselnd den Signalwert 1 oder den Signalwert 0 annimmt. Die Periodendauer Tm des Steuersignals A bestimmt die Dauer eines Messzyklus.

Die Spulensteuerschaltung 5 ist so ausgebildet, dass sie beim Signalwert 1 des Steuersignals A einen Gleichstrom konstanter Grösse in der einen Richtung und beim Signalwert 0 des Steuersignals A einen Gleichstrom der gleichen Grösse, jedoch entgegengesetzter Richtung durch die Magnetfeldspule 2 schickt. Die Spulensteuerschaltung 5 kann einen Stromregler enthalten, der den Strom bei jeder Polarität auf den gleichen konstanten Wert + Im bzw. -Im regelt. Der Verlauf des durch die Magnetfeldspule 2 fliessenden Stroms ist im Diagramm B dargestellt. Infolge der Induktivität der Magnetfeldspule erreicht der Strom nach jeder Umschaltung den konstanten Wert Im der entgegengesetzten Polarität nur mit einer gewissen Verzögerung.

Das Magnetfeld H hat den gleichen zeitlichen Verlauf wie der Strom I. Bekanntlich beruht die induktive Durchflussmessung darauf, dass sich die durch das Rohr 1 fliessende, elektrisch leitende Flüssigkeit wie ein durch das Magnetfeld H bewegter elektrischer Leiter verhält, in welchem nach dem Faraday'schen Induktionsgesetz eine Spannung induziert wird, die einerseits dem Magnetfeld H und andererseits der Bewegungsgeschwindigkeit proportional ist. Bei konstanter Strömungsgeschwindigkeit der Flüssigkeit hat somit diese durchflussproportionale Nutzspannung den gleichen zeitlichen Verlauf wie das Magnetfeld H, also den im Diagramm B dargestellten zeitlichen Verlauf des Spulenstroms I. Wenn nur diese Nutzspannung vorhanden wäre, würde somit am Ausgang des Verstärkers 8 die im Diagramm C' dargestellte Spannung erscheinen, die, abgesehen von den Übergangszu-ständen, periodisch abwechselnd den konstanten Wert +Un und den konstanten Wert -Un annehmen würde. Man könnte diese Spannung beispielsweise in gleichen Zeitabständen At = Tm/2 in jeder Halbperiode jeweils nach dem Erreichen des konstanten Wertes abtasten und die aufeinanderfolgenden Abtastwerte mit entsprechender Vorzeichen-umkehrung jedes zweiten Abtastwerts als Mass für den Durchfluss verwenden.

In Wirklichkeit ist jedoch der Idealfall des Diagramms C' nicht erfüllt. Vielmehr ist die durchflussproportionale Nutzspannung einer Strömspannung überlagert, die ihre Ursache insbesondere in unterschiedlichen elektrochemischen Gleichspannungen hat. Die Störspannung ist zeitlich nicht konstant, sondern ändert sich nichtlinear in Abhängigkeit von der Zeit, wobei sie sehr grosse Werte erreichen kann. Somit erscheint am Ausgang des Verstärkers 8 eine Gesamtspannung Ug, wie sie als Beispiel im Diagramm C von Fig. 3 dargestellt ist: Die Nutzspannung Un des Diagramms C' ist der Störspannung Us überlagert, deren zeitlicher Verlauf durch die gestrichelte Kurve dargestellt ist. Es ist unmittelbar zu erkennen, dass eine Abtastung dieser Gesamtspannung

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

5

664218

Ug, beispielsweise in den gleichen Zeitabständen At wie im Diagramm C', keine Abtastwerte ergeben würde, die unmittelbar als Mass für den Durchfluss im Rohr 1 verwendet werden könnten. Die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 7 hat natürlich ebenfalls den zeitlichen Verlauf des Diagramms C.

Die zuvor beschriebenen Schaltungen von Fig. 1, die sich an den Ausgang des Verstärkers 8 anschliessen, ermöglichen es, die im Gesamtsignal Ug enthaltene, sich nichtlinear ändernde Steuerspannung Us weitgehend zu kompensieren und somit ein Messsignal zu erhalten, das dem Durchfluss im Rohr 1 mit grosser Genauigkeit proportional ist.

Die Diagramme D, E, F, G von Fig. 3 zeigen die Steuersignale, die an den Ausgängen 6b, 6c, 6d bzw. 6e der Steuerschaltung 6 erscheinen. Diese Steuersignale sind, ebenso wie das Steuersignal A, binäre Signale, die entweder den Signalwert 1 oder den Signalwert 0 annehmen. Bei den Signalen D, E und G, die an die Schalter Sl, S2 bzw. S3 der Abtastspeicher im Schieberegister 10 bzw. in der Speicherschaltung 14 angelegt werden, bedeutet der Signalwert 1 das Schliessen des Schalters, also die Abtastphase, und der Signalwert 0 das Öffnen des Schalters, also die Haltephase.

Die Steuersignale E sind, wie bereits zuvor erläutert wurde, kurze Impulse, von denen jeder die Verschiebung der im Schieberegister 10 stehenden Abtastwerte um eine Registerstufe und das Einbringen eines neuen Abtastwerts aus der am Ausgang des Verstärkers 8 anliegenden Gesamtspannung Ug (Diagramm C) in die Registerstufe 10P bewirkt. Die Impulse des Diagramms D, die jeweils den Impulsen E in kurzem Zeitabstand vorangehen, sind nur Hilfsimpulse, welche die Zwischenspeicherung der Abtastwerte auf den Kondensatoren C2 der Registerstufen zur Vorbereitung der anschliessenden Verschiebung in die nächste Registerstufe bewirken.

Die durch die Abtastimpulse E bestimmten Abtast-und Verschiebezeitpunkte folgen in gleichen Zeitabständen At = Tm/2 aufeinander und liegen in jeder Halbperiode der Nutzspannung Un in dem Zeitintervall, in welchem sich der Strom I, das Magnetfeld H und die Nutzspannung Un nach dem Abklingen des Einschwingvorgangs stabilisiert haben.

In Fig. 3 ist angenommen, dass eine Abtastung im Zeitpunkt to erfolgt. In diesem Zeitpunkt wird somit ein Abtastwert

Uao = Uso + Un aus der am Schaltungspunkt C anliegenden Gesamtspannung Ug von der Eingangsstufe 10P des Schieberegisters 10 abgetastet und gespeichert.

Im Zeitpunkt ti = to + At wird der Abtastwert Uao in die nächste Registerstufe 10P-i verschoben, und gleichzeitig wird ein neuer Abtastwert

Registerstufe Abtastwert

Abtastzeitpunkt

1 Oo Uao = Uso + Un

101 Uai = Usi - Un

102 Ua2 = Us2 + Un

10k UAk = Usk + Un • (-l)k to ti = to + At t2 = to + 2 At tk = to + kAt

Registerstufe Abtastwert

Abtastzeitpunkt

10p-2 -

Ua(P-2) = Üs(P-2) + Un

.(_1)p-2

tP-2 = to + (p-2) At

5 10p-l

Ua(p-i) = Us(p-i) H- Un ■

(-I)P-1

tp-i = to + (p—1) At

10p

Uap = Usp + Un (~1)p

tP = to + p At

Dabei ist zur Vereinfachung unterstellt, dass sich der 10 Durchfluss im gesamten Zeitintervall von to bis to + pAt nicht geändert hat, so dass die Nutzspannung in allen Abtastpunkten den gleichen Betrag Un, jedoch abwechselnd entgegengesetztes Vorzeichen hatte.

Jeder dieser Abtastwerte wird mit dem Gewichtungsfaktor 15 Go, Gi,... Gk,... GP in der zugeordneten Gewichtungsschaltung Ilo, 111,... 11 k,... I lp multipliziert, und in der Summierschaltung 12 wird die Summe der gewichteten Abtastwerte gebildet. Durch die besondere Bemessung der Gewichtungsfaktoren wird erreicht, dass im Summensignal die 20 nichtlineare Störspannung Us weitgehend eliminiert ist, die Nutzspannung Un dagegen erhalten bleibt.

Die Gewichtungsfaktoren Go bis Gp sind zu diesem Zweck den (p+1) Binomialkoeffizienten ( £ ) mit abwechselndem Vorzeichen proportional. In einer beliebigen Gewichtungs-25 Schaltung Gk ist also der Gewichtungsfaktor

Gk = C - (£) • (-l)kmitk = 0, l,...,n

(1)

30 eingestellt, wobei C ein für alle Gewichtungsschaltungen gleicher, konstanter Faktor ist, von dem nachfolgend zur Vereinfachung angenommen werden soll, dass er den Wert 1 hat.

Jeder Binomialkoeffizient kann bekanntlich nach der fol-35 genden Formel berechnet werden:

(£)■

k! • (p-k)!

(2)

40 oder auch aus dem Pascal'schen Dreieck entnommen werden, in dem sich jeder Zahlenwert aus der Summe der beiden darüber stehenden Zahlen in der vorhergehenden Zeile ergibt:

45

50

Uai = Usi - Un in die Registerstufe 10P eingebracht. Der Vorgang wiederholt ss sich regelmässig, so dass schliesslich nach (p+1) Abtastungen im Zeitpunkt tP = to + p • At der Abtastwert Uao in der Registerstufe lOo angelangt ist und die Registerstufen lOobis 10P die folgenden Abtastwerte von den angegebenen Abtastzeitpunkten enthalten : 60

1

1

1

1

2

1

1

3

3

1

1

4

6

4

1

1 5

10

10

5 1

1 6

15

20

15

6 1

1 7 21

35

35

21 7 1

usw.

Fig. 4 zeigt als Beispiel die Ausbildung des Schieberegisters 10 und der Gewichtungsschaltungen 1 lo bis 116 für den Fall 65 p = 6, also die Speicherung und Verarbeitung von p + 1 = 7 Abtastwerten mit Angabe der Gewichtungsfaktoren der einzelnen Gewichtungsschaltungen, die nach der obigen Formel (1) die folgenden Werte.haben:

664218

6

GÖ

Gs

G4

G3

G2

Gi

Go

+ 1

-6

+ 15

-20

+ 15

-6

+ 1

Die Summierung der mit diesen Gewichtungsfaktoren multiplizierten (p+1) Abtastwerte, die in gleichen Zeitabständen At aus dem Gesamtsignal entnommen worden sind, hat zur Folge, dass im Summensignal die sich nichtlinear ändernde Störspannung, je nach deren Verlauf, vollständig oder zumindest weitgehend eliminiert ist. Diese Wirkung lässt sich folgendermassen erklären:

Es sei eine nichtlineare Funktion F(t) durch ein Polynom vom Grad n dargestellt:

n

F(t) = ao + ait + a2t2 + ... + ait' + ... + antn = £ ait'.

i = 0

Man berechnet (p+1) Funktionswerte für in gleichen Abständen At liegende Werte der Variablen t gemäss der am Schluss der Beschreibung angeführten Tabelle.

Wenn man jeden Funktionswert Fk der Tabelle mit den zugeordneten Binomialkoeffizient (-l)k • (£) wechselnden Vorzeichens multipliziert und die Summe S der Produkte bildet:

P n

S- S (-l)k• (k)* Z ai(t + kAt)', (3)

k = 0 i = 0

so gilt

S = 0 für p S n + 1. (4)

Daraus folgt:

Wenn die im Gesamtsignal Ug am Schaltungspunkt C enthaltene nichtlineare Störspannung Us in dem Zeitintervall, in welchem die im Schieberegister 10 gespeicherten (p+1) Abtastwerte entnommen worden sind, durch ein Polynom des Grades n darstellbar ist, so entsprechen die in den (p+1) gespeicherten Abtastwerten Uao bis Uap enthaltenen Störspannungsanteile Uso bis Usp offensichtlich den Funktionswerten der Tabelle, und die Summe der mit den Gewichtsfaktoren Go bis GP multiplizierten Störspannungsanteile ist

P

X Gk • Usk = 0 für n < p. (5)

k = 0

Unter dieser Voraussetzung sind also die Störspannungsanteile im Summensignal vollständig eliminiert.

Dagegen gilt für die Summe der mit den Gewichtungsfaktoren Go bis GP multiplizierten Nutzspannungsanteile in den Abtastwerten:

P P

S (-l)k-(pk)-[(-l)k-un]=±|UN|. S (Ï) (6)

k = 0 k = 0

Wenn die Voraussetzung der Gleichung (5) erfüllt ist, so dass die Störspannungsanteile vollständig eliminiert sind, besteht somit die Summenspannung ausschliesslich aus einer Nutzspannung, die bei konstantem Betrag Un der Nutzspan-nungs-Abtastwerte gleich dem Produkt aus diesem Betrag,

multipliziert mit der Summe der Beträge der Gewichtungsfaktoren Go bis GP ist.

Bei dem Zahlenbeispiel von Fig. 4 enthält in diesem Fall das Summensignal die Nutzspannung 64 Un.

Wenn sich dagegen der Durchfluss und damit die Nutzspannung in dem betreffenden Zeitintervall ändert, entspricht die im Summensignal enthaltene Nutzspannung einem gewichteten Mittelwert der in den Abtastwerten enthaltenen Nutzspannungsanteile.

Der Vorgang wiederholt sich in jeder weiteren Abtastpe-riode mit der gleichen Wirkung, wenn die obigen Voraussetzungen erfüllt bleiben. Jedoch kehrt sich nach jeder Abtastperiode At das Vorzeichen des Nutzspannungsanteils im Summensignal um. Deshalb ist der Summierschaltung 12 die steuerbare Invertierschaltung 13 nachgeschaltet, die durch das vom Ausgang 6d der Steuerschaltung 6 gelieferte Steuersignal betätigt wird, dessen zeitlicher Verlauf im Diagramm F von Fig. 3 dargestellt ist. Dadurch wird das Vorzeichen des Summensignals von Abtastperiode zu Abtastperiode umgekehrt, so dass der Nutzspannungsanteil stets mit dem gleichen Vorzeichen erhalten wird.

Der Abtastspeicher 14 wird durch die im Diagramm G von Fig. 3 dargestellten Steuerimpulse betätigt, die zeitlich auf die Abtast- und Verschiebeimpulse des Diagramms E folgen. Somit tastet der Abtastspeicher 14 das vorzeichenrichtige Summensignal immer dann ab, wenn alle Umschalt-, Abtast-und Verschiebevorgänge beendet sind. Der jeweils zuletzt erhaltene Abtastwert des Summensignals bleibt auf dem Speicherkondensator C3 gespeichert und steht am Ausgang des Abtastspeichers 14 kontinuierlich als Messspannung Um zur Verfügung.

Aus der vorstehenden Erläuterung geht hervor, dass die Störspannungsanteile im Summensignal nur dann vollständig eliminiert sind, wenn die beiden folgenden Voraussetzungen erfüllt sind:

1. Die Störspannung muss in dem Zeitintervall, in dem die jeweils verarbeiteten Abtastwerte entnommen worden sind, durch ein Polynom des Grades n als Funktion derZeit darstellbar sein;

2. die Anzahl (p+1 ) der gespeicherten und verarbeiteten Abtastwerte muss mindestens um 2 grösser sein als der Grad n des Polynoms.

Es bleibt zu untersuchen, ob diese Voraussetzungen erfüllbar sind, und welche Auswirkungen eine unvollständige Erfüllung dieser Voraussetzungen hat.

Nach dem Satz von Taylor kann jede Funktion, die in einem Intervall (n+ l)-mal stetig differenzierbar ist, näherungsweise durch ein Polynom des Grades n dargestellt werden, wobei gewöhnlich ein Restglied bleibt. Da sich die betrachteten Störspannungen stetig differenzierbar ändern, ist eine solche näherungsweise Polynomdarstellung im Regelfall möglich.

Wenn die Störspannungsfunktion exakt durch ein Polynom vom endlichen Grad n darstellbar wäre, wäre es theoretisch immer möglich, die Anzahl (p+1) der gespeicherten und verarbeiteten Abtastwerte so gross zu wählen, dass die Bedingung p è n + 1 erfüllt wäre. In der Praxis wäre es jedoch selbst in diesem Fall aus mehreren Gründen nicht zweckmässig, die Anzahl der gespeicherten und verarbeiteten Abtastwerte allzu gross zu wählen :

- Bei diskretem Schaltungsaufbau (wie in Fig. I) wäre der Schaltungsaufwand entsprechend gross.

- Da das erhaltene Messignal ein gewichteter Mittelwert der im gesamten Zeitintervall abgetasteten Nutzsignalwerte ist, folgt es Änderungen des Nutzsignals (also der Mess-grösse) nur mit einer Verzögerung, die um so grösser ist, je grösser die Anzahl der gespeicherten und verarbeiteten Abtastwerte ist.

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

- Wenn die Bedingung p > n + 1 nicht erfüllt ist, ergeben die Polynomglieder, deren Grad höher als (p—1) ist, sowie bei näherungsweiser Polynomdarstellung das Taylor'sche Restglied einen restlichen Störspannungsanteil im Summensignal. Dieser Restfehler ist gewöhnlich schon bei verhältnismässig kleinen Werten von p im Verhältnis zu der erforderlichen Messgenauigkeit vernachlässigbar, so dass sich eine weitere Vergrösserung der Anzahl der gespeicherten und verarbeiteten Abtastwerte im Hinblick auf die damit verbundenen Nachteile (Schaltungsaufwand, Ansprechverzögerung) nicht lohnt.

Für das beschriebene Verfahren der Störspannungskompensation gilt daher folgendes:

- Durch die angegebene Speicherung, Gewichtung und Summierung von (p+1) Abtastwerten wird die im Gesamtsignal enthaltene, sich zeitlich nichtlinear ändernde Störspannung bis zum Grad (p-1) des die Störspannungsfunktion (näherungsweise) darstellenden Polynoms kompensiert;

- der verbleibende Restfehler kann durch entsprechende Erhöhung der Anzahl der gespeicherten und verarbeiteten Abtastwerte beliebig klein gemacht werden, jedoch mit entsprechender Vergrösserung der Ansprechverzögerung und gegebenenfalls des Schaltungsaufwands.

Die angegebenen Wirkungen treten für jede am Abtastpunkt vorhandene Spannung ein, die sich innerhalb des betrachteten Zeitintervalls in einer durch ein Polynom darstellbaren Weise zeitlich nichtlinear ändert. Von besonderer Bedeutung ist dieTatsache, dass die Kompensation bis zum Grad (p-1) völlig unabhängig von den Werten der Polynom-Koeffizienten ao, ai,... an ist. Die gleiche Kompensationsschaltung ist also für sehr verschiedene Polynomdarstellungen in gleicher Weise wirksam, so dass es insbesondere ohne Nachteil ist, wenn sich die Polynomdarstellung der zu kompensierenden Spannung im Lauf der Zeit ändert.

Ebenso ist es für die Kompensation ohne Bedeutung, von welcher Art das Nutzsignal ist, dem die zu kompensierende Spannung überlagert ist. Die Beschaffenheit des Nutzsignals ist lediglich dafür von Bedeutung, welches verbleibende Mes-signal nach der Kompensation der Störspannung am Ausgang erhalten wird. Insbesondere ist es nicht notwendig, dass das Nutzsignal, wie bei dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel angenommen wurde, in den aufeinanderfolgenden Abtastzeitpunkten entgegengesetzte Vorzeichen hat. Die Anordnung von Fig. 1 ergibt beispielsweise auch dann ein brauchbares Messsignal, wenn das Magnetfeld H seine Richtung nicht ändert, sondern abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird, und sogar dann, wenn das Magnetfeld zwischen zwei verschiedenen Werten gleicher Richtung umgeschaltet wird. In allen diesen Fällen ist die Nutzspannung dem Durchfluss periodisch abwechselnd mit verschiedenen Koeffizienten proportional, und das am Ausgang erhaltene Messsignal ergibt sich aus der Differenz der abwechselnd erhaltenen Nutzspannungswerte, multipliziert mit der halben Summe der Gewichtungsfaktoren. Die beschriebene Störspannungskompensation bleibt davon völlig unberührt.

Es sind jedoch auch Anwendungsfälle des beschriebenen Verfahrens denkbar, bei denen die abgetastete Gesamtspannung Ug durch ein Polynom darstellbar ist und daher bis zum Grad (p-1) kompensiert wird. Man kann dadurch beispielsweise zeitliche Änderungen eines Signals erfassen, die den Grad (p-1) übersteigen.

Ferner ist es für die beschriebene Störspannungskompensation unmassgeblich, wenn das abgetastete Gesamtsignal gewissen Vorbehandlungen unterworfen worden ist. Es ist lediglich zu beachten, dass der zu kompensierende Signalanteil am Abtastpunkt in dem betrachteten Zeitintervall durch ein Polynom darstellbar ist.

664218

Fig. 5 zeigt als Beispiel eine Abänderung der Durchfluss-messanordnung von Fig. 1, bei welcher die an den Elektroden 3 und 4 abgegriffene Gesamtspannung vor der Abtastung einer bei der induktiven Durchflussmessung üblichen Vorbehandlung unterworfen wird. Diese Vorbehandlung hat den Zweck, eine Sättigung des Verstärkers 8 zu verhindern, wenn die im Gesamtsignal enthaltene Störgleichspannung einen sehr grossen Wert annimmt. Zu diesem Zweck ist zwischen den Differenzverstärker 7 und den Verstärker 8 eine Summierschaltung 15 eingefügt, und es ist ein Kompensationskreis 16 vorgesehen, dessen Ausgangssignal dem zweiten Eingang der Summierschaltung 15 zugeführt wird. Der Kompensationskreis 16 enthält einen Operationsverstärker 17, dessen invertierender Eingang an den Ausgang des Verstärkers 8 angeschlossen ist und dessen nichtin vertierender Eingang, der als Bezugseingang dient, an Masse gelegt ist. An den Ausgang des Operationsverstärkers 17 ist ein weiterer Abtastspeicher 18 angeschlossen, der wieder durch einen Schalter S4, einen Speicherkondensator C4 und einen hochohmigen Trennverstärker A4 dargestellt ist. Der Ausgang des Trennverstärkers A4 bildet den Ausgang des Kompensationskreises 16, der mit der Summierschaltung 15 verbunden ist.

Der Schalter S4 wird durch Steuersignale betätigt, die vom Ausgang 6f der Steuerschaltung 6 geliefert werden und im Diagramm H von Fig. 3 dargestellt sind. Diese Steuersignale sind kurze Impulse, die in jeder durch das Steuersignal A bestimmten Halbperiode des Spulenstroms I auf das Abtastsignal E folgen, so dass der Schalter S4 nach jeder Entnahme eines Abtastwerts aus dem Gesamtsignal kurzzeitig geschlossen wird. Wenn der Schalter S4 geschlossen ist, besteht ein geschlossener Regelkreis vom Ausgang des Verstärkers 8 über den Operationsverstärker 17, den Abtastspeicher 18 und die Summierschaltung 15 zum Eingang des Verstärkers 8. Dieser Regelkreis bringt die Spannung am • invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 17, d.h. die Ausgangsspannung des Verstärkers 8, auf das am nichtin-vertierenden Eingang anliegende Bezugspotential, also das Massepotential. Der Ausgang des Abtastspeichers 18 nimmt daher in jedem durch das Schliessen des Schalters S4 bestimmten Kompensationszeitpunkt eine Kompensationsspannung an, die der am anderen Eingang der Summierschaltung 15 gleichzeitig anliegenden, vom Ausgang des Differenzverstärkers 7 gelieferten Signalspannung entgegengesetzt gleich ist, so dass die Ausgangsspannung des Verstärkers 8 zu Null gemacht wird. Nach dem Öffnen des Schalters S4, also in der Haltephase des Abtastspeichers 18, bleibt die Kompensationsspannung am Ausgang des Abtastspeichers 18 bestehen, und diese gespeicherte Kompensationsspannung wird in der Summierschaltung 15 zu der jeweils anliegenden Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 7 addiert.

Der zeitliche Verlauf der Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 7 entspricht nach wie vor dem Diagramm C von Fig. 3. Dagegen zeigt das Diagramm J von Fig. 3 den durch die Wirkung des Kompensationskreises 16 erzielten zeitlichen Verlauf der Ausgangsspannung des Verstärkers 8, die der Abtastung unterworfen wird. Sie unterscheidet sich von dem Spannungsverlauf des Diagramms C dadurch, dass sie in jedem durch das Schliessen des Schalters S4 bestimmten Kompensationszeitintervall auf den Wert Null gebracht wird und nach dem Öffnen des Schalters S4 sich von diesem Wert Null aus ändert. Die in der Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 7 enthaltene Störgleichspannung ist durch den in der Kompensationsspannung enthaltenen Störgleichspannungsanteil kompensiert. Der in der Kompensationsspannung enthaltene Nutzspannungsanteil addiert sich zu dem im Ausgangssignal des Differenzverstärkers 7 enthal7

s

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

664 218

8

tenen Nutzspannungsanteil der nächsten Halbperiode wegen des entgegengesetzten Vorzeichens. Diesem doppelten Wert des Nutzspannungsanteils ist nur noch die in der Halbperiode auftretende Störspannungsänderung überlagert. Das Ausgangssignal des Verstärkers 8 weicht daher vom Wert Null nach beiden Richtungen nur um den doppelten Wert des Nutzsignals und die überlagerte Störspannungsänderung ab. Der Verstärker 8 kann somit einen grossen Verstärkungsfaktor haben, ohne dass die Gefahr einer Sättigung besteht. Der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers 7 wird dagegen so klein bemessen, dass er auch bei einer grossen Störgleichspannung nicht übersteuern kann.

Wie aus dem Diagrammi von Fig. 3 zu erkennen ist, enthält die am Ausgang des Verstärkers 8 vorhandene Gesamtspannung, die der Abtastung unterworfen wird, immer noch die zeitliche Änderung der überlagerten Störspannung, die durch die anschliessende gewichtete Summierung von (p+1) Abtastwerten kompensiert wird. Durch die Vorkompensation ergeben sich jedoch zwei zusätzliche Vorteile:

1. Das am Punkt C anliegende Störpolynom erscheint infolge der Vorkompensation für die Auswertung am Punkt J erniedrigt. Bezogen auf die am Punkt C, also am Ausgang des Differenzverstärkers 7 bestehende Störspannung wird also mit (p+ 1 ) gespeicherten und verarbeiteten Abtastwerten eine Kompensation bis zum Grad p erzielt.

2. Durch die Vorkompensation wird der Nutzspannungsanteil in jedem Abtastwert verdoppelt, so dass die am Ausgang der Speicherschaltung 14 erhaltene Messspannung Um bei gleichen Werten des Magnetfelds den doppelten Wert wie im Fall von Fig. 1 hat.

Fig. 6 zeigt eine weitere mögliche Vorbehandlung des der Abtastung unterworfenen Gesamtsignals durch eine Abänderung der Anordnung von Fig. 1. Diese Abänderung besteht darin, dass zwischen den Ausgang des Verstärkers 8 und den Eingang der Abtast-und Speicherschaltung 10 ein Integrator 20 eingefügt ist. derdurch einen Operationsverstärker 21 gebildet ist. in dessen Rückkopplungskreis ein Kondensator C5 liegt. Zw ischen den Ausgang des Verstärkers 8 und den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 21 ist ein Schalter S5 eingefügt, dessen Schliesszeit das Integrationszeitintervall bestimmt. Ein weiterer Schalter S6, der parallel zum Kondensator C5 liegt, dient zur Entladung des Kondensators C5, um die Anfangsbedingung der Integration einzustellen. Die Schalter S5 und S6 werden durch Steuersignale betätigt, die von weiteren Ausgängen der Steuerschaltung 6 geliefert werden.

Das durch Schliessen des Schalters S5 definierte Integrationszeitintervall kann sich beispielsweise in jeder Abtastperiode vom Beginn des stationären Zustands (nach dem Abklingen des Einschwingvorgangs) bis zum Abtastzeitpunkt erstrecken. Die abgetastete Gesamtspannung ist dann nicht mehr die Ausgangsspannung des Verstärkers 8, sondern ein durch Integration dieser Ausgangsspannung über ein definiertes Zeitintervall erhaltener Spannungswert. Bei Bestehen einer nichtlinearen Störspannungsänderung am Ausgang des Verstärkers 8 sind auch in den integrierten Spannungswerten noch nichtlineare Störspannungsänderungen enthalten, die in der beschriebenen Weise durch die gewichtete Summierung von (p+1) Abtastwerten bis zum Grad (p-1 ) des Polynoms am Ausgang des Verstärkers 8 eliminiert werden.

Die I ntegrationsschaltung 20 von Fig. 6 kann natürlich auch in Verbindung mit der Vorkompensation von Fig. 5 angewendet werden.

Die Erfindung ist natürlich auch nicht auf die Verwendung der in den Figuren 1, 5 und 6 als Beispiel dargestellten Schaltungsanordnungen für die Signalverarbeitung beschränkt.

Vielmehr kann jede geeignete Schaltungsanordnung verwendet werden, die in der Lage ist, (p+1 ) Abtastwerte zu speichern, die gespeicherten Abtastwerte mit den angegebenen Gewichtungsfaktoren zu multiplizieren und die s gewichteten Abtastwerte zu summieren. Insbesondere können zu diesem Zweck anstelle der zuvor beschriebenen analogen Schaltung auch digitale Schaltungen verwendet werden.

Fig. 7 zeigt als Beispiel eine mit digitalen Schaltungen aus-lo gebildete Ausführungsform der Anordnung zur Durchführung des beschriebenen Verfahrens. Sie unterscheidet sich von der Anordnung von Fig. 1 dadurch, dass an den Ausgang des Verstärkers 8 ein analoger Abtastspeicher 30 der bereits beschriebenen Bauart mit einem Schalter S7, einem i5 Speicherkondensator C7 und einem hochohmigen Trenn Verstärker A7 angeschlossen ist. Der Schalter S7 wird durch die Steuerimpulse E vom Ausgang 6c der Steuerschaltung 6 betätigt, so dass das Ausgangssignal des Verstärkers 8 in gleicher Weise wie bei der Anordnung von Fig. 1 abgetastet wird. 20 An den Ausgang des Abtastspeichers 30 ist ein Analog/ Digital-Wandler 31 angeschlossen, der jeden am Ausgang des Abtastspeichers 30 erscheinenden analogen Abtastwert in einen durch eine binäre Codegruppe dargestellten digitalen Abtastwert umwandelt. Die vom Analog/Digital-Wandler 31 25 gelieferten binären Codegruppen werden beispielsweise parallel in ein digitales Schieberegister 32 eingegeben, das (p+ 1) digitale Registerstufen 32o... 32k... 32P enthält, von denen jede zur Aufnahme einer einen digitalen Abtastwert darstellenden binären Codegruppe geeignet ist. Die digitalen 30 Abtastwerte werden in dem durch die Steuerimpulse E bestimmten Abtasttakt durch das Schieberegister 32 verschoben. Die Stufenausgänge des digitalen Schieberegisters 32 sind mit einer digitalen Gewichtungsanordnung 33 verbunden, die jeden im digitalen Schieberegister 32 stehenden 35 digitalen Abtastwert mit einem der zuvor definierten Gewichtungsfaktoren Go... Gk... GP multipliziert. Die auf diese Weise gewichteten digitalen Abtastwerte werden in einer digitalen Summierschaltung 34 addiert.

Es ist unmittelbar zu erkennen, dass die digitalen Schal-40 tungen von Fig. 7 in gleicher Weise arbeiten wie die Analogschaltungen von Fig. 1, so dass eine am Ausgang des Verstärkers 8 bestehende nichtlineare Störspannung in dem am Ausgang der digitalen Summierschaltung 34 erhaltenen Summensignal bis zum Grad (p-1) eliminiert ist, während die 45 Nutzsignale in der geschilderten Weise erhalten bleiben.

Wie bei der Anordnung von Fig. 1 kann an den Ausgang der digitalen Summierschaltung 34 eine steuerbare Invertierschaltung 35 angeschlossen sein, die in diesem Fall gleichfalls digital ausgebildet ist.

so Der Betrieb der digitalen Schaltungen wird durch Steuersignale von der Steuerschaltung 6 synchronisiert.

Die Ausbildung der digitalen Schaltungen 32,33,34,35 braucht nicht näher beschrieben zu werden, da sie für jeden Fachmann offensichtlich ist. Insbesondere können diese 55 Schaltungen gemäss der modernen Technologie durch einen geeignet programmierten Mikrocomputer realisiert werden. Die Mikrocomputer-Lösung ergibt insbesondere den Vorteil, dass die Anzahl der gespeicherten und verarbeiteten Abtastwerte ohne Vergrösserung des Schaltungsaufwands beliebig 60 erhöht werden kann.

Natürlich sind auch andere Abänderungen der beschriebenen Schaltungen möglich, die für den Fachmann offensichtlich sind. Beispielsweise kann anstelle der in den Figuren 1, 5 und 6 dargestellten parallelen Gewichtung und 65 Summierung auch eine serielle Verarbeitung erfolgen, indem die Abtastwerte nacheinander mit entsprechender Gewichtung aufintegriert werden.

9 664218

Tabelle

Funktions werte der Funktion F(t) Binomial-

koeffizient n

Fo = F(to) = ao + ait + a2t2 + ... ait' + ... ant" = 2 ait1 + (jj)

i = 0

n

Fi = F(to + At) =ao + ai(t + Ät) =az(t + At)2 + .. .ai(t + At)' + ...an(t +At)n = £ ai(t + At)"' - (?)

i = 0

n

F2 = F (to + 2 At) = ao + ai (t + 2At) + a2 (t + 2At)2 + ... ai (t + 2At)' + an (t + 2At)n = a' (t + 2At)' + (•>)

i = 0

n

Fk = F (to + kAt) = ao + ai (t + kAt) + a2 (t + kAt)2 +...ai(t + kAt)' + .. .an(t + kAt)n = 2 ai(t + kAt)' (— l)k - (^)

i = 0

n

FP = F (to + pAt) = ao + ai (t + pAt) = a2 (t + pAt)2 + ... ai (t + pAt)' + ... an (t + pAt)n = £ ai (t + pAt)' (- l)p • (£)

i = 0

B

6 Blatt Zeichnungen

Claims (12)

664 218 PATENTANSPRÜCHE

1. Verfahren zur wenigstens teilweisen Eliminierung eines Störsignals Us aus einem Gesamtsignal Ug, dadurch gekennzeichnet, dass (p+1 ) Abtastwerte (Uao bis Uap), die in gleichen Zeitabständen (At) aus dem Gesamtsignal (Ug) entnommen worden sind, mit den Binomialkoeffizienten ( £ ) proportionalen Gewichtungsfaktoren

Gk = C • (£) ■ (-l)kmitk = 0,1, ...p; C = const.

multipliziert und zur Bildung des Summensignals

P

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei welchem das Störsignal in dem Gesamtsignal einem Nutzsignal überlagert ist, das periodisch abwechselnd wenigstens zwei verschiedene Zustände annimmt, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastwerte periodisch abwechselnd bei verschiedenen Zuständen des Nutzsignals (Un) entnommen werden.

2 Gk • ÜAk k = 0

summiert werden.

3. Verfahren nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch seine Anwendung bei der mit Hilfe eines sich periodisch zwischen wenigstens zwei Zuständen ändernden Magnetfeldes durchgeführten magnetisch-induktiven Durchflussmessung zur Kompensation der Störspannung, die der durchflussproportionalen Nutzspannung in der Elektrodenspannung überlagert ist.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektrodenspannung eine Kompensationsspannung überlagert wird, die bei einem vorhergehenden Zustand des Magnetfelds so gebildet worden ist, dass die Elektrodenspannung bei diesem vorhergehenden Zustand zu Null kompensiert worden ist, und dass die Abtastwerte aus der auf diese Weise kompensierten Elektrodenspannung entnommen werden.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Gesamtsignal in jeder Abtastperiode über ein vorgegebenes Integrationszeitinter-vall integriert wird, und dass die Abtastwerte aus dem integrierten Signal entnommen werden.

6. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine periodisch betätigbare Abtastschaltung (10p; 30), an deren Eingang das Gesamtsignal angelegt ist, eine Speicheranordnung ( 10; 32) zur Speicherung von (p+1) Abtastwerten, eine Gewichtsanordnung (11 ; 33), welche jeden der in der Speicheranordnung (10; 32) gespeicherten Abtastwerte mit einem zugeordneten Gewichtungsfaktor (Go... GP) multipliziert, und durch eine Summierschaltung (12; 34) zur Summierung der von der Gewichtungsanordnung (11; 33) gelieferten gewichteten Abtastwerte.

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastschaltung ( 10p), die Speicheranordnung ( 10), die digitale Gewichtsanordnung (11) und die Summierschaltung ( 1 2) durch Analogschaltungen gebildet sind.

8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastschaltung (10p) und die Speicheranordnung (10) durch ein Analog-Schieberegister ( 10) gebildet sind, dessen Eingangs-Registerstufe (10p) die Abtastschaltung bildet.

9. Anordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Gewichtungsanordnung (11) für jeden gespeicherten analogen Abtastwert einen Verstärker (Ilo... 1 lp) enthält, dessen Verstärkung dem Gewichtungsfaktor (Go... GP) entspricht.

10. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Abtastschaltung (30) ein Analog/Digital-Wandler (31) nachgeschaltet ist, und dass die Speicheranordnung (32), die Gewichtungsanordnung (33) und die Summierschaltung (34) durch Digitalschaltungen gebildet sind.

11. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Speicheranordnung (32) durch ein digitales Schieberegister gebildet ist.

12. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Speicheranordnung (32), die Gewichtungsanordnung (33) und die Summierschaltung (34) durch einen entsprechend programmierten Mikrocomputer realisiert sind.