CH622919A5

CH622919A5 -

Info

Publication number: CH622919A5
Application number: CH1424876A
Authority: CH
Inventors: Michael Anthony Gerzon
Original assignee: Nat Res Dev
Priority date: 1975-11-13
Filing date: 1976-11-12
Publication date: 1981-04-30
Also published as: CA1063035A; FR2331930A1; FR2331930B1; DE2649525A1; DK505876A; JPS6131680B2; GB1550627A; IT1064312B; NL7612634A; JPS5261403A; US4081606A; DE2649525C2

Description

La présente invention a pour objet un décodeur pour installation de reproduction du son apte à permettre à l'auditeur de distinguer des sons provenant de sources disposées dans un i5 azimut de 360°.

Le brevet suisse No 580 376 et le brevet anglais No 1 494 761 se rapportent à des installations de reproduction du son qui permettent à l'auditeur de distinguer les sons provenant de sources s'étendant sur un azimut de 360° et qui utilisent 20 seulement deux canaux indépendants de transmission.

Dans l'une de ces installations, un canal porte les composantes du signal dites omnidirectionnelles qui contiennent des sons provenant de toutes les directions horizontales avec un gain égal. L'autre canal porte des composantes de signal dites d'azi-25 mut ou vectrices de phase contenant les sons avec une unité de gain dans toutes les directions horizontales mais avec un décalage de phase par rapport à la composante correspondante de signal omnidirectionnelle qui s'y rapporte, lequel décalage est de préférence égal à l'angle de l'azimut de l'arrivée mesuré à 3o partir d'une direction de référence convenable. Dans d'autres installations, les signaux des deux canaux comprennent des combinaisons linéaires des signaux omnidirectionnels et vecteurs de phase.

Le signal vecteur de phase P peut être décomposé dans des 35 composantes X et Y avec une différence de phase de 90°. Pour un son situé à un azimut $ par rapport à la direction frontale, la localisation est déterminée par

X Y

cos® : sin$=Re —- :Re ——

W W

40

où W est le signal omnidirectionnel et Re signifie «la partie

X Y

réelle de». Ainsi les parties imaginaires de —■ et ne

W w

45 contribuent sensiblement pas à la localisation du son. Au contraire, elles ont pour effet que les signaux phoniques ont une qualité déplaisante appelée communément «phasité» qui se manifeste dans les images larges qui sont difficiles à localiser et dans le fait que le son est peu naturel. On a trouvé que pour un so azimut particulier, plus le rapport de la partie imaginaire de

Y Y

—— vis-à-vis de la partie réelle — est important, plus la W w

«phasité» des signaux provenant de cet azimut particulier est 55 mauvaise.

Un signal omnidirectionnel est un signal particulier de la classe des signaux qui représente le signal de pression acoustique obtenable dans une position d'écoute. Similairement, un signal vecteur de phase est un signal particulier d'une classe de so signaux qui représente la vitesse des signaux acoustiques obte-nables dans la même position d'écoute. H convient de relever que, dans la présente description, le signal W peut être tout signal représentant ledit signal de pression acoustique et que les signaux X et Y peuvent être des signaux représentant les com-fi5 posantes orthogonales desdits signaux de vitesse acoustique.

La présente invention a pour but de minimiser la «phasité» des signaux psycho acoustiquement les plus importants. D'une façon générale, ces signaux sont ceux qui proviennent en face de

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l'auditeur. Cependant si en un temps quelconque il se produit un signal dominant provenant d'un azimut particulier, il peut être avantageux de minimiser la «phasité» de cet azimut et de changer les paramètres de la matrice de décodage pour l'azimut qui altère le son de la façon la plus importante. L'invention est 5 également applicable aux décodeurs des installations qui sont sujets à une «phasité» et qui ont un nombre de canaux supérieur à deux, et aux décodeurs pour les installations tridimensionnelles qui, en outre, distinguent les sons provenant de différentes hauteurs et qui ont à cet effet un troisième signal Z m représentant une troisième composante orthogonale des signaux de vitesse acoustique.

L'invention a donc pour objet un décodeur pour une installation de reproduction du son comportant au moins trois haut-parleurs entourant une zone d'écoute, comprenant des moyens i s d'entrée aptes à recevoir au moins deux signaux d'entrée comprenant les composantes d'un signal de pression et les composantes d'un signal de vitesse représentatives, respectivement, de la pression acoustique et de la vitesse acoustique en un emplacement d'écoute choisi, et des moyens de sortie répondant aux 20 moyens d'entrée, pour produire un signal de sortie respectif pour chaque haut-parleur, caractérisé par des moyens de soustraction répondant aux moyens d'entrée pour soustraire des composantes d'un signal de vitesse représentatif de la vitesse acoustique dans une direction choisie audit emplacement d'é- 25 coûte, un signal de polarisation directionnelle comprenant un signal dont toutes les composantes sont déphasées de 90° par rapport aux composantes du signal de pression.

Ce processus de soustraction est appelé ci-après «polarisation directionnelle». En général, la direction choisie sera la 30 direction du signal dominant ou le plus significatif. Lorsque la direction choisie est la direction frontale, le processus est appelé «polarisation frontale».

Dans le cas où toutes les sources de son les plus significatives ou une source de son dominante sont situées dans un azimut 35 particulier en tout temps, l'invention peut fournir des moyens pour déterminer cet azimut particulier à partir de signaux d'entrée et appliquer un signal de polarisation dépendant de cet azimut de façon à compenser la «phasité» des sources qui y sont logées. 40

Les composantes du signal de pression peuvent être des composantes du signal omnidirectionnel et les composantes du signal de vitesse peuvent être des composantes du signal vecteur de phase.

Ainsi, suivant une forme d'exécution de l'invention, les 45 signaux W, X et Y utilisés pour produire les signaux de sortie pour un signal d'entrée à deux canaux dans lequel la compensation pour la «phasité» dans la direction frontale est requise sont les suivants:

W=Win

Y=

1

vr j (P-kWJ

50

La fig. 1 est un schéma d'une installation de reproduction du son illustrant la disposition des haut-parleurs autour d'une position d'écoute et leur connexion à un décodeur.

La fig. 2 est un schéma-bloc d'un décodeur connu utilisable dans l'installation de la fig. 1.

La fig. 3 est un schéma-bloc d'un décodeur selon une forme d'exécution de l'invention.

La fig. 4 est un schéma-bloc d'un décodeur selon une autre forme d'exécution de l'invention, et

La fig. 5 est un schéma-bloc d'une partie d'un décodeur selon une troisième forme d'exécution de l'invention.

Il convient de noter que, dans la description qui suit, lorsqu'on se référera à un jeu de circuits de déphasage appliquant des déphasages différents à des canaux parallèles différents, le déphasage spécifié dans chaque cas sera un déphasage relatif, un déphasage additionnel uniforme pouvant être appliqué à tous les canaux si désiré. De façon similaire, lorsqu'on parlera des gains particuliers appliqués aux canaux parallèles, ces gains seront des gains relatifs, un gain additionnel général commun pouvant être appliqué à tous les canaux si désiré.

Avant de décrire les formes d'exécution de l'invention, il sera pratique de décrire la forme de base du type de décodeur utilisable avec des haut-parleurs rectangulaires désigné ci-après par l'indication de décodeurs WXY. L'invention peut être appliquée à tout décodeur de ce type.

En se référant à la fig. 1, un lieu d'écoute centré sur le point 10 est entouré par quatre haut-parleurs 11,12,13 et 14 qui sont disposés sur une zone rectangulaire. Les haut-parleurs 11 et 12 sous-tendent chacun un angle © égal, au sommet 10, par rapport à une direction de référence indiquée par la flèche 15. Le haut-parleur 13 est disposé en face du haut-parleur 11 et le haut-parleur 14 en face du haut-parleur 12. Ainsi, en admettant que la direction de référence est la direction frontale, le haut-parleur 11 est disposé à gauche en avant, le haut-parleur 12 à droite en avant, le haut-parleur 13 à droite en bas et le haut-parleur 14 à gauche en bas. Les quatre haut-parleurs 11 à 14 sont branchés de façon à recevoir des signaux de sortie respectifs LF, RF, RB et LB provenant d'un décodeur 16 qui a deux bornes d'entrée 17 et 18, le signal omnidirectionnel reçu Wj étant relié à la borne 17 et le signal vecteur de phase Pj à la borne 18.

La fig. 2 représente un décodeur WXY connu, apte à constituer le décodeur 16 lorsque l'angle 0=45°. Le décodeur prend la forme d'un circuit WXY 20 et d'une matrice d'amplitude 22. Le circuit WXY 20 produit un signal de sortie W représentant la pression, un signal de sortie X représentant la vitesse avant-arrière, et un signal de sortie Y représentant la vitesse gauche-droite. Ces signaux sont alors appliqués à la matrice d'amplitude 22 qui produit les signaux de sortie désirés LB, LF, RFetRB.

La matrice d'amplitude 22 assure la fonction du groupe suivant d'équation:

X=

vT

P =

V2"

j P-

V2"

j kWin où k est une constante positive située entre 0 et 1, de préférence entre 1/3 et 1/2. La soustraction de jkWin de Y ne modifie pas les localisations du son d'une manière quelconque mais modifie seulement la «phasité» en réduisant la partie imaginaire de Y/W.

Il est à noter que la réduction de la «phasité» frontale a pour effet d'augmenter la «phasité» à l'arrière lorsque P est négatif. Cependant, la «phasité» derrière l'auditeur est psycho acousti-quement moins importante de sorte qu'une amélioration générale est dès lors néanmoins obtenue.

Le dessin représente, à titre d'exemple, plusieurs formes d'exécution de l'objet de l'invention.

LB = Vi (-X+W+Y)

55 LF = V2 (X +W+Y)

RF = V2 (X+W-Y)

RB = V2 (-Y+W-Y)

Tout décodeur qui produit les quatre signaux de sortie LB, LF, RF et RB est l'équivalent d'un circuit WXY et d'une 60 matrice d'amplitude et constitue ainsi un décodeur WXY, pour autant que

V2 (—LB+LF—RF+RB) =0.

65 Le circuit WXY 20 peut avoir plus de deux entrées. En fait ce décodeur est le même que le décodeur représenté à la fig. 5 du brevet suisse susmentionné No 580 376, les circuits de décalage de phase de 90° servant comme partie active du circuit

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WXY 20 et les additionneurs et inverseurs de phase servant de matrice d'amplitude 22.

La nature du circuit WXY dépend de la forme des signaux d'entrée. Si, comme représenté, les signaux d'entrée comprennent un signal omnidirectionnel W! et un signal vecteur de phase Pj de même grandeur que le signal omnidirectionnel, mais avec une différence de phase égale au complément de l'angle d'azimut, les sorties du circuit WXY 20 sont disposées de la façon suivante par rapport à ces entrées:

W = Wj

X = -4=- P, Y = -L- jPj

V2 V2

La fig. 3 représente un décodeur similaire à celui de la fig. 2 mais polarisé en avant. La polarisation vers l'avant du décodeur comprend un circuit WXY 24 qui est similaire au circuit WXY 20 excepté en ce qu'il présente une sortie additionnelle j W. Les sorties X et W sont reliées directement à la matrice d'amplitude 22 comme précédemment. La sortie j W est reliée, à travers un amplificateur à gain variable 26, à un circuit de soustraction 28 où elle est soustraite de la sortie Y du circuit WXY 24. La sortie Y du circuit de soustraction 28 est reliée à la matrice d'amplitude 22. L'amplificateur de gain 26 est réglé sur k, c'est-à-dire sur une valeur positive située entre 0 et 1, comme indiqué précédemment. Dans le cas où le circuit WXY 20 a reçu deux signaux d'entrée comprenant des composantes omnidirection-nelles et des composantes vectrices de phase, k pourra se situer entre 1/3 et 1/2.

Une modification similaire peut être apportée aux décodeurs WXY décrits dans le brevet anglais No 1 494 761. La soustraction du signal j W du signal Y peut être effectuée en tout point situé entre le circuit WXY et la matrice d'amplitude. Commodément, cette soustraction est effectuée sur les signaux de sortie du circuit WXY mais d'autres arrangements sont possibles. Par exemple, comme représenté à la fig. 4, la sortie du circuit WXY 24 peut être reliée aux filtres respectifs 30 à 33, le filtre 31 pour le signal W étant du type I et les filtres 30 et 32 pour les signaux X et Y étant du type II comme décrit dans le demande susmentionnée. Le filtre 33 pour le signal j W est du type III qui a une phase en concordance de réponse identique à celles des filtres des types I et II. Grâce à cela, la constante k est dépendante de la fréquence, de sorte que le degré de la «phasité» résiduelle peut être contrôlé en fonction de la sensibilité de l'oreille humaine à la «phasité» à chaque fréquence. Cependant, une simplification et une économie du décodeur peuvent être obtenues en réalisant le filtre de type III identique à celui du type I, auquel cas la fonction de ces deux filtres peut être accomplie par un seul filtre opérant sur le signal W avec un circuit de déphasage de 90° utilisé pour produire le signal jW à partir de la sortie de ce filtre. Les signaux sont alors appliqués à un étage de contrôle de circuit 34 et à un étage de contrôle de distance 38 sensiblement comme décrit dans le brevet anglais susmentionné.

La soustraction du signal j W peut aussi être effectuée après l'étage de contrôle de montage 34 et/ou l'étage de contrôle de distance 38, bien que cela signifie alors que la compensation résultante pour la «phasité» variera avec ces réglages.

La présente invention ne s'appliquera pas uniquement aux décodeurs ayant des entrées omnidirectionnelles et vectrices de phase, mais pourra aussi s'appliquer à des classes plus générales de signaux encodés sur deux canaux. Par exemple, elle pourra être appliquée à un processus d'encodage tel qu'une combinaison linéaire A de deux canaux remplace le signal omnidirectionnel, et qu'une autre combinaison linéaire B est (cos 4>—j q sin 4>) fois celle de la combinaison linéaire A, où 4> est choisi sensiblement pour chaque position de son encodé et q est une constante réelle différente de 0. $ peut être égal à l'angle d'azimut utilisé pendant le processus d'encodage ou peut être une fonction de cet angle. Dans les équations de décodage qui 5 suivent, 4> est traité comme étant un angle à partir duquel le son sera entendu après le décodage.

Le décodeur de tels signaux aura les équations suivantes:

W = A X = aB 10 Y = aj q-1 (B—kA)

où a est une constante qui peut être dépendante de la fréquence et k est une constante positive inférieure à 1. La soustraction de kA du signal Y est apte à produire une polarisation vers l'avant de façon à réduire les composantes du décalage de 15 phase de 90° de if pour les sons pour lesquels 4> est proche de zéro. La valeur d'à sera idéalement aux alentours de V2~ pour des fréquences sensiblement inférieures à 350 Hz, et autor de 1/V2~ pour des fréquences sensiblement plus élevées.

L'effet de polarisation vers l'avant dans l'expression ci-20 dessus, pour Y, n'est pas seulement de réduire la «phasité» des sons vers l'avant mais également d'augmenter le gain des sons en provenance de l'arrière et de réduire celle des sons frontaux. Cela peut aider à compenser des gains relatifs excessifs à l'avant dans les signaux A et B pendant l'encodage. H y a plusieurs 25 systèmes dans lesquels de tels gains frontaux excessifs existent.

Par exemple, l'invention pourra être appliquée à des signaux à deux canaux dans lesquels les signaux dans les deux canaux sont des combinaisons linéaires de C et D (avec des décalages de phase possibles), où C a un gain de (1+[i cos <ï> + |xj sin O), et 30 D a un gain de (fx + cos <ï> — j sin <E>), où (x est une constante différente de zéro. Les deux signaux ont un gain égal pour chaque azimut <J> et le signal D retarde par rapport au signal C d'un angle de phase de 4>, exactement comme pour un encodage omnidirectionnel/vecteur de phase, mais C n'a pas un gain 35 constant avec l'angle, son gain d'énergie réel étant (1 + 2 + 2 fi cos ) pour l'azimut . Lorsque jx est positif, ce gain est plus élevé à l'avant qu'à l'arrière et ces signaux peuvent être décodés en traitant C comme un signal omnidirectionnel et D comme un signal vecteur de phase, et en utilisant la polarisation 40 frontale pour aider à restaurer l'égalité des gains pendant la reproduction comme aussi à réduire la «phasité» pour les sons provenant de l'avant.

L'invention peut également être appliquée à des installa-45 tions à trois canaux du type dans lesquelles le troisième canal est de qualité inférieure à celle des deux autres canaux. Par exemple, sur un enregistrement à trois canaux, les deux canaux de haute qualité peuvent être des canaux de base de bande et le troisième canal utiliser un sous-porteur.

50 Dans une installation à trois canaux, les trois signaux transmis sont Win, P et P*, où P* est le signal dont le gain directionnel est le complexe conjugué de celui de P. Les gains respectifs des trois signaux pour l'azimut O sont 1, (cos <ï>—j sin 4>) et (cos 4>+j sin ). Un circuit WXY idéal pour ces trois canaux sans 55 polarisation frontale est donné par:

W = Win X = ß (V2P+V2P*)

Y = ß('/2jP-'/2jP*)

6(J où ß est une constante réelle qui peut être dépendante de la fréquence. Ce décodeur ne souffre pas du défaut de «phasité» mais donne une signification égale aux signaux P et P*. Afin de réduire la signification du signal P* supposé de faible qualité, le type suivant de décodeur a été proposé:

<>5

W = win

X = ß[tP+(l-t)P*]

Y = ß [t j P—( 1—t) jP *]

5

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où t est un nombre positif situé entre lh et 1. Si t = 'h, le décodeur résultant est un décodeur à trois canaux entiers décrit ci-dessus et lorsque t = 1 le décodeur résultant est un décodeur à deux canaux, t peut varier de fréquence si désiré. Ce système est sujet à un défaut de «phasité» et afin de réduire la «phasité» 5 pour les images frontales, il pourra être polarisé de la façon suivante:

W = Win

X = ß[tP + (l-t)P*] 10

Y = ß[tjp (1 —t)jP*—k(2t— l)jWin]

Quoique des effects latéraux indésirables de l'augmentation du gain à l'arrière par rapport à celle de l'avant se produisent également, l'importance de ces effets est moindre que dans un décodeur à deux canaux. 15

Dans une installation entièrement à trois canaux, il y a des canaux autres que le j W qui sont un déphasage de 90° par rapport à W pour tous les azimuts. Toute combinaison linéaire réelle de jW, j(P+P*) et (P—P*) présente le déphasage de 90° requis. En conséquence, un décodeur à trois canaux peut être 2o polarisé vers l'avant sans affecter la localisation de son image de base par l'adjonction d'une combinaison linéaire réelle quelconque de ces trois signaux à X et Y dans l'équation du décodeur de base. Une telle polarisation n'a pas nécessairement à être effectuée dans la direction frontale (auquel cas elle n'est pas une 25 polarisation frontale), mais elle peut être utilisée pour altérer le gain du décodeur dans certaines directions par rapport aux autres.

Avec certains signaux encodés, toute source significative de son ou une source de son dominante peut être située à un azimut 30 particulier à tout moment. Dans ce cas, il peut être désirable d'appliquer un signal de polarisation pour réduire les composantes imaginaires des composantes du signal de vitesse pour cet azimut particulier.

35

Plus précisément, une matrice de décodage peut à cet effet présenter les équations de décodage suivantes:

W = Win X = Y (P+ju Win)

Y = y (jP+jvWJ

où y est une constante réelle qui peut dépendre de la fréquence et u et v sont des nombres réels, représentant des gains, qui varient en fonction de la distribution que l'on déduit des sons dans les signaux encodés. 45

Si l'on déduit que tous les sons dans les signaux encodés sont à l'azimut , alors les valeurs idéales de u et v sont:

u s sin

v s —cos<ï> 50

afin de supprimer les composantes de phase décalées à 90° de X et Y. Si la tendance générale des sons est de s'approcher de l'azimut <ï>, mais avec une certitude de r <1, où r peut être en rapport avec la projection des sources de son hors de l'azimut <E>, le fait d'admettre que 55

u = rsin

v s — rcosO

donne des résultats acceptables. Des imprécisions dans les estimations de 4> et de r n'affectent pas les résultats subjectifs de façon très critique du fait que les azimuts voisins de 4> sont également décodés avec une «phasité» relativement faible.

Différentes méthodes d'estimation de $ et de r sont connues et une technique sera décrite ci-après à titre d'exemple:

La fig. 5 illustre un circuit WXY comprenant une polarisa- „5 tion variable pour le décodage des signaux Win et jP.

Le signal Win est appliqué à un circuit de déphasage à 0° 50 pour produire le signal W, et à un circuit de déphasage de 90°

52 pour produire le signal jW|n. De façon similaire, le signal vecteur de phase jP est appliqué à un circuit de déphasage à —90° 54 et à un circuit de déphasage à 0° 56. Les sorties de ces circuits de déphasage 54 et 56 sont reliées, à travers des additionneurs respectifs 58 et 60, aux sorties X et Y du circuit WXY, les additionneurs 58 et 60 étant utilisés pour appliquer la polarisation requise comme cela sera décrit ci-après.

On peut démontrer que, pour des buts pratiques, cos O et sin $ peuvent être considérés comme étant donnés par:

_2rcos*= En(W,—P)—En( Win+P)

et 2r sin <ï> =

En(Win)

En(Win+jP)—En(Win—jP) En(Win)

où En(S) signifie l'enveloppe de la forme d'onde S.

Dans le circuit représenté à la fig. 5, le signal omnidirectionnel Wjn est appliqué à un détecteur d'enveloppe 58' pour produire le signal En(Win) qui est le dénominateur des deux expressions mentionnées ci-dessus. Le signal En(Win+P) est produit par un détecteur d'enveloppe 60' répondant à un additionneur 62, et le signal En(Win—P) est produit par un détecteur d'enveloppe 64 qui répond à un circuit de soustraction 66. Les sorties des détecteurs d'enveloppe 60' et 64 sont appliquées à un circuit de soustraction 68 pour produire le numérateur de l'expression pour cos <î>, et celui-ci est divisé par la sortie du détecteur d'enveloppe 58' dans le diviseur 70. La sortie du diviseur 70 est multipliée par jWin dans un multiplicateur 72 pour obtenir le signal de polarisation requis pour la sortie Y. Le signal de polarisation est alors appliqué, à travers un amplificateur à gain variable 74, à l'additionneur 60.

Le signal de polarisation pour la sortie X est obtenu de façon similaire. Le signal En(Win+jP) est produit par un détecteur d'enveloppe 76 qui répond à un additionneur 78. Le signal En(Win—jP) est produit par un détecteur d'enveloppe 80 qui répond à un circuit de soustraction 82. Les sorties des détecteurs d'enveloppe 76 et 80 sont appliquées à un circuit de soustraction 84 dont la sortie est divisée par la sortie du détecteur d'enveloppe 58 dans un diviseur 86. La sortie du diviseur 86 est multipliée par la sortie du circuit de déphasage 52 dans un multiplicateur 88, et le signal de polarisation est appliqué à l'additionneur 58 à travers un amplificateur 90.

Ainsi, les signaux de polarisation appliqués aux sorties X et Y du circuit représenté à la fig. 5 sont dépendants de l'azimut, du son dominant représenté par les signaux codés Win et P, et la grandeur des signaux de polarisation dépend de la grandeur du signal dominant comparée avec la grandeur des signaux provenant d'autres directions. Si des sons d'égale intensité proviennent de directions situées à des azimuts très différents, de telle sorte qu'il n'y a pas de signal dominant, les entrées sur les circuits de soustraction 68 et 84 sont égales, de sorte que leurs sorties sont nulles.

Un décodeur simplifié à polarisation variable peut être obtenu en appliquant un signal de polarisation variable seulement sur la sortie Y du circuit WXY et pas sur la sortie X, c'est-à-dire en choisissant u égal à zéro. Cela améliore la résolution directionnelle vers l'avant et/ou vers l'arrière, mais pas sur les côtés.

La polarisation directionnelle peut aussi être appliquée à des montages de haut-parleurs non rectangulaires. Par exemple, dans un arrangement polygonal régulier, le signal envoyé à chaque haut-parleur peut être:

où X' et Y' sont les sorties du signal de vitesse du circuit WXY, et K[ et K2 sont tous deux plus grands que zéro, et où 0 est l'azimut du haut-parleur auquel le signal est envoyé. Les termes

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6

k3jW et k4jW sont des termes de polarisation directionnelle. kb k2, k3 et k4 peuvent dépendre de la fréquence et/ou de la direction instantanée supposée des signaux dominants, mais autrement ils sont des constantes réelles. Le circuit nécessaire pour améliorer de tels décodeurs polygonaux diffère de celui illustré aux figs. 2 à 5 uniquement par le fait que la sortie de la matrice d'amplitude 22 est remplacée par une matrice d'amplitude ayant n sorties Sj (correspondant aux haut-parleurs, aux azimuts ©j, .. .©„ espacés les uns des autres de 360° /n) donnée par

S—k! W+k2 X cos 0i+k3 Y sin ©j s Lorsque la polarisation directionnelle est appliquée à une installation tri-dimensionnelle, la polarisation peut être appliquée à la composante Z du signal de vitesse comme aussi aux composantes X et/ou Y.

C

2 feuilles dessins

Claims

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REVENDICATIONS

1. Décodeur pour une installation de reproduction du son comportant au moins trois haut-parleurs entourant une zone d'écoute, comprenant des moyens d'entrée aptes à recevoir au moins deux signaux d'entrée comprenant les composantes d'un signal de pression et les composantes d'un signal de vitesse représentatives, respectivement, de la pression acoustique et de la vitesse acoustique en un emplacement d'écoute choisi, et des moyens de sortie répondant aux moyens d'entrée, pour produire un signal de sortie respectif pour chaque haut-parleur, caractérisé par des moyens de soustraction (28) répondant aux moyens d'entrée pour soustraire des composantes d'un signal de vitesse (Yin) représentatif de la vitesse acoustique dans une direction choisie audit emplacement d'écoute, un signal de polarisation directionnelle comprenant un signal dont toutes les composantes sont déphasées de 90° par rapport aux composantes du signal de pression (W).
2. Décodeur suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que ledit signal de polarisation directionnelle est constitué par une fraction du signal de pression déphasé de 90°.
3. Décodeur suivant la revendication 2, caractérisé par le fait que des moyens d'amplification (26) appliquent aux moyens de soustraction (28) une fraction du signal de pression déphasé entre 1/3 et 1/2.
4. Décodeur suivant l'une des revendications 1,2 ou 3, caractérisé par le fait que les moyens d'entrée sont agencés de façon à recevoir, comme composantes du signal de pression des composantes d'un signal omnidirectionnel (Wj) et, comme composantes du signal de vitesse, des composantes d'un signal vecteur de phase (Pj).
5. Décodeur suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que les moyens d'entrée sont agencés de façon à recevoir trois signaux d'entrée et à dériver de ceux-ci un signal de pression et deux signaux de vitesse qui, pour tous les sons, sont soit en phase soit déphasés de 180° par rapport au signal de pression, des moyens appliquant aux moyens de soustraction (28) un signal de polarisation directionnelle sous forme de combinaisons réelles linéaires du signal de pression déphasé de 90° et des signaux de vitesse déphasés de 90°.
6. Décodeur suivant la revendication 5, caractérisé par le fait que les moyens d'entrée sont agencés de façon à produire deux signaux de vitesse qui sont respectivement la somme d'un signal vecteur de phase et de son complexe conjugué et la différence entre le signal vecteur de phase déphasé de 90° et son complexe conjugué.
7. Décodeur suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que les moyens d'entrée comprennent des moyens répondant aux signaux d'entrée pour déterminer l'angle d'azimut de la source de son la plus significative et produire un premier et un second signal de polarisation directionnelle dépendant dudit angle azimut.
8. Décodeur suivant la revendication 7, caractérisé par le fait que les moyens d'entrée comprennent des circuits de déphasage de 0° et — 90° (54,56) pour produire deux signaux de vitesse mutuellement orthogonaux des additionneurs (58,60) appliquant le premier signal de polarisation directionnelle au signal de vitesse déphasé de —90° et le second signal de polarisation directionnelle au signal de vitesse.
9. Décodeur suivant la revendication 8, caractérisé par le fait que les moyens répondant aux signaux d'entrée sont agencés pour produire un premier signal de polarisation directionnelle proportionnel au complément du cosinus dudit angle d'azimut et un second signal de polarisation directionnelle proportionnel au sinus dudit angle d'azimut.
10. Décodeur suivant la revendication 9, caractérisé par le fait que les moyens répondant aux signaux d'entrée sont agencés pour produire un premier signal de polarisation directionnelle proportionnel à la différence entre l'enveloppe de la différence entre les signaux de pression et de vitesse et l'enveloppe de la somme des signaux de pression et de vitesse, divisée par l'enveloppe du signal de pression, et un second signal de polarisation directionnelle proportionnel à la différence entre l'enveloppe de 5 la somme du signal de pression et du signal de vitesse déphasé de —90° et l'enveloppe de la différence entre le signal de pression et ledit signal de vitesse déphasé de —90°, divisée par l'enveloppe du signal de pression.