Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Regelanordnung in einem elektromagnetischen Vibratorantrieb einer Vibrationsfördervorrichtung mit mindestens einer Vibratorspule und Schwingfedern.
Vibrationsfördervorrichtungen werden in Verteiler-, Sortier-, Zufuhrautomaten für Verpackungs-, Montage- und Fertigungsautomaten (-strassen) verwendet. In Hochleistungsautomaten ist eine hohe Transportgeschwindigkeit erforderlich. Ausserdem soll die Transportgeschwindigkeit unabhängig von Lastschwankungen, Netzspannungs- und Netzfrequenzvariationen konstant bleiben. Eine bekannte Methode zum Konstanthalten der Vibrationsamplitude besteht darin, die Amplitude der Schwingungen durch Schwingungsaufnehmer zu erfassen, mit einer Referenzspannung zu vergleichen und durch Phasenanschnittsteuerung eines Thyristor-Leistungsstellgliedes die in die Vibratorspule eingespeiste Energie zu steuern.
In den meisten Fällen kann mit diesem Prinzip nicht auf die maximal ausnutzbare Transportgeschwindigkeit geregelt werden, weil die minimale Netzspannung und die maximale Belastung schon ausserhalb des Regelbereichs liegen würden.
Eine weitere bekannte Methode zur optimalen Ausnutzung der Vibratorantriebe besteht darin, dass die Speisespannung und die Speisefrequenz mittels elektronischen Kreisen stabilisiert werden. Bei Laständerungen wird aber die optimale Frequenz nicht automatisch eingestellt, und dadurch bleibt die Lastabhängigkeit bestehen.
Die Aufgabe der Erfindung besteht daher darin eine Regelanordnung zu schaffen, durch welche die Transportgeschwindigkeit bei einer Vibrationsfördervorrichtung automatisch konstant gehalten und auf die maximal ausnutzbare Transportgeschwindigkeit geregelt werden kann.
Zu diesem Zweck ist die Regelanordnung gemäss der Erfindung gekennzeichnet durch eine erste Schaltvorrichtung, die beim Einschalten der Anordnung einen Hochspannungsimpuls, dessen Dauer einen Bruchteil der Periode der Eigenfrequenz der Fördervorrichtung beträgt, zum Ingangsetzen der Fördervorrichtung auf die Vibratorspule schaltet, durch einen Vibrationsfühler, der am Fuss der Fördervorrichtung derart angeordnet ist, dass er bei der grössten Auslenkung der Schwingfedern noch nicht berührt wird, und der ein Abbild der Schwingungen der Fördervorrichtung einem linearen Verstärker zuführt, welcher die durch den Vibrationsfühler aufgenommenen Signale derart verstärkt, dass eine Folge von Hochspannungsimpulsen mit der Eigenfrequenz der Fördervorrichtung erzeugt und auf die Vibratorspule geschaltet wird,
durch einen Phasenschieber der den Anfang der Hochspannungsimpulse vorwärts oder rückwärts auf den Nulldurchgang der Schwingungsamplitude verschiebt, durch eine Begrenzungsschaltvorrichtung, die die Hochspannungsimpulse unterdrückt, sobald deren Maximalwert einen Sollwert überschreitet, durch eine zweite Schaltvorrichtung, die Niederspannungsimpulse anstelle der Hochspannungsimpulse auf die Vibratorspule schaltet, sobald die Begrenzungsschaltvorrichtung anspricht, wobei Dauer, Phase und Frequenz der Niederspannungsimpulse gleich wie diejenigen der Hochspannungsimpulse bleiben und durch eine dritte Schaltvorrichtung, die in der Vibratorspule aufgebaute Energie abbaut.
Anhand der beiliegenden Zeichnung werden nachfolgend Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben.
Die Figuren 1, 2, 3 und 4 zeigen Schaltschemata je einer Ausführungsform.
Figur 5 zeigt Signalfolgen des Ausführungsbeispiels nach Figur 1.
Fig. 1 zeigt einen Vibratorantrieb 30 mit einem Elektromagneten 18, einem Schwingungsfühler 20 und einem Permanentmagneten 19. Mit der Spule des Elektromagneten 18 ist ein Leistungstransistor 22 in Serie geschaltet, dessen Emitter am Nullpunkt des Systems angeschlossen ist. Parallel zu dem Transistor 22 ist eine Hochleistungs-Zener-Diode 23 geschaltet. Die Spule des Elektromagneten 18 kann entweder über eine Diode 17 von einer Niederspannungsquelle = 24 V oder über den einstellbaren Widerstand 16 von der Summe der beiden Gleichstromquellen = 240 V + = 24 V erregt werden, sobald der Transistor 22 leitend ist. Die Gleichspannungsquelle = 240 V wird aus der Niederspannungsquelle = 24 V mittels eines 5 klIz Schwingkreises 12 eines Verstärkers 13, eines Leistungszerhackers Gleichstrom/Wechselstrom 14 und eines Gleichrichters 15 gebildet.
Der negative Pol des Gleichrichter-Ausganges ist mit dem positiven Pol der Gleichstromquelle = 24 V verbunden.
Die Freigabe der Hochspannungsimpulse durch einen UND-Verstärker 13 ist synchronisiert mit dem Schalten des Transistors 22 durch den Verstärker 21, ausgehend von einem Schaltsignal G. Das Schaltsignal G wird wie folgt gebildet: beim Öffnen des Schalters b1 steigt der Ausgang A des Verstärkers 1 auf ein Spannungsniveau U1. Gleichzeitig steigt auch Ausgang B des Emitterfolgers 2 nahezu auf den Wert Ul, wo die Ansprechschwelle des Triggers 4 liegt, und der Ausgang C wechselt von 0 auf 1. Am Ausgang D des Differenziergliedes 5 erscheint ein kurzer Impuls. Der Ausgang E des monostabilen Multivibrators 6 ändert sich gleichzeitig auf 0 und bekommt wieder den Wert 1 nach der Zeitverzögerung Tl; am Ende der Zeitverzögerung T,, erscheint am Ausgang F des Differenziergliedes 7 ein kurzer Impuls.
Der Ausgang G des monostabilen Multivibrators 8 ändert sich gleichzeitig auf 0 und bekommt wieder den Wert 1 nach einer Zeitverzögerung T2.
Während der Zeit T2 wird der Verstärker 21 so gesteuert, dass der Transistor 22 leitend wird. Wenn der Ausgang I des Triggers 10 gleich 0 ist, wird während T2 am Ausgang K des UND-Verstärkers 11 ein Signal erscheinen. Dieses gibt wäh rend der Zeit T2 das Oszillatorsignal am Ausgang des UND Verstärkers 13 frei, und es wird ein Gleichstromimpuls = 240 V während der Zeit T2 am Ausgang des Gleichrichters 15 erscheinen.
Der Elektromagnet 18 wird von der Summe der beiden in Serie geschalteten Gleichstromquellen erregt, und die Diode 17 bleibt gesperrt, weil der Punkt M positiver als = + 24 V ist. Dieser Anfangsimpuls erzeugt Schwingungen. Das Wechselstromsignal, aufgenommen durch den Fühler 20, überlagert sich der Spannung Ul. Sobald der Wert am Ausgang B unter die Anspruchschwelle des Triggers 4 sinkt, wird der Ausgang C auf 0 kippen. Sobald der Wert am Ausgang B über die Ansprechschwelle des Triggers 4 steigt, kippt Ausgang C wieder auf 1. Der beschriebene Vorgang wiederholt sich, und ein zweiter Impuls aus der Summe der beiden Gleichstromquellen wird den Elektromagneten 18 erregen. Die Schwingungsamplitude steigt dadurch, und es wird sich ein Gleichgewicht zwischen der eingespeisten Energie und dem Verlust einstellen.
Wenn die Schwingungsamplitude den gewünschten Wert überschreitet, steigt U2 im Punkt B' so hoch.
dass sie die Ansprechschwelle des Triggers 10 erreicht und der Ausgang I des Triggers 10 auf 1 kippt. Dadurch wird der Ausgang K des UND-Verstärkers 11 den Wert 1 bekommen, und die Freigabe des Leistungszerhackers 14 wird verriegelt.
Der Elektromagnet 18 wird nur von der Gleichstromquelle = 24 V während T2 über die Diode 17 erregt. Wegen des Fehlens von Energie nimmt die Schwingungsamplitude solange ab, bis das Signal B' unter die Ansprechschwelle des Triggers 10 sinkt und der Ausgang H des Differenziergliedes 9 den Trigger 10 am Ende der Zeit T2 auf 0 zurückstellen kann.
T1 und damit die optimale Phase des Stromimpulses bezogen auf die Eigenschwingung des Vibrators sind einstellbar. T2 ist ebenfalls einstellbar, wodurch die Energie der Stromimpulse zum Vibratorantrieb optimal angepasst werden kann. Auch der Widerstand 16 ist einstellbar, wodurch die Energie der Stromimpulse ohne Verlängerung der Zeit T2 angepasst werden kann. Die Amplitudenbegrenzung, und dadurch die Transportgeschwindigkeit, kann durch das Potentiometer 3 eingestellt werden. Ausserdem ist der Arbeitspunkt des Verstärkers 1 einstellbar, um den Angangswert U1 beeinflussen zu können.
Die Schaltung nach Fig. 2 arbeitet wie die Schaltung nach Fig. 1. Der Unterschied liegt nur darin, dass die beiden Gleichspannungsquellen parallel geschaltet sind.
Die Schaltung nach Fig. 3 verwendet einen gesteuerten Siliziumgleichrichter 22' anstelle des Transistors 22. Das Einschalten erfolgt durch das Differenzierglied 24. Das Löschen erfolgt durch die Schaltvorrichtungen 25, 26, 27 über einen Löschkondensator 28. Die Diode 29 verhindert das Entladen des Löschkondensators über die Last. D Diode 42 und die Zenerdiode 41 ersetzen die Zenerdiode 23 von Fig. 1 und 2.
Die Schaltung nach Fig. 4 arbeitet mit zwei Gleichstromquellen, wobei die Gleichspannung = 240 V stetig vorhanden ist. Sie wird durch den gesteuerten Siliziumgleichrichter 32' zur Erregung des Elektromagneten 18 verwendet.
Das Einschalten erfolgt durch einen Entkopplungsverstärker 13 und ein Differenzierglied 34. Das Löschen erfolgt durch die Schalteinrichtungen 34, 35, 36, 37 über einen Löschkondensator 38. Die Diode 39 verhindert das Entladen des Löschkondensators über den Widerstand 16.
Die Einheiten 12, 13, 14 und 15 fallen hier weg. Die Steuerung des Gleichrichters 32' ist die gleiche wie in der Schaltung nach Fig. 3.
Fig. 5 zeigt die Signalfolge der Schaltung nach Fig. 1 für einen stationären Fall und für den Fall, dass U2 die Ansprechschwelle des Triggers 10 überschreitet.
The present invention relates to a control arrangement in an electromagnetic vibrator drive of a vibration conveying device with at least one vibrator coil and oscillating springs.
Vibration conveyors are used in distribution, sorting and feeding machines for packaging, assembly and production machines (lines). A high transport speed is required in high-performance machines. In addition, the transport speed should remain constant regardless of load fluctuations, mains voltage and mains frequency variations. A known method for keeping the vibration amplitude constant is to detect the amplitude of the vibrations by vibration sensors, to compare it with a reference voltage and to control the energy fed into the vibrator coil by phase control of a thyristor power control element.
In most cases, this principle cannot be used to regulate the maximum usable transport speed, because the minimum mains voltage and the maximum load would already be outside the control range.
Another known method for optimal use of the vibrator drives is that the supply voltage and the supply frequency are stabilized by means of electronic circuits. When the load changes, however, the optimum frequency is not set automatically, and the load dependency therefore remains.
The object of the invention is therefore to create a control arrangement by means of which the transport speed in a vibration conveyor device can be automatically kept constant and can be regulated to the maximum usable transport speed.
For this purpose, the control arrangement according to the invention is characterized by a first switching device which, when the arrangement is switched on, switches a high-voltage pulse, the duration of which is a fraction of the period of the natural frequency of the conveyor device, to the vibrator coil in order to start the conveyor device, through a vibration sensor which is on The foot of the conveying device is arranged in such a way that it is not touched when the oscillating springs are deflected the greatest, and which feeds an image of the vibrations of the conveying device to a linear amplifier, which amplifies the signals picked up by the vibration sensor in such a way that a sequence of high-voltage pulses with the Natural frequency of the conveyor device is generated and switched to the vibrator coil,
by a phase shifter that shifts the beginning of the high-voltage pulses forward or backward to the zero crossing of the vibration amplitude, by a limiting switching device that suppresses the high-voltage pulses as soon as their maximum value exceeds a setpoint value, by a second switching device that switches the low-voltage pulses instead of the high-voltage pulses to the vibrator coil as soon as the limit switching device responds, the duration, phase and frequency of the low-voltage pulses remaining the same as those of the high-voltage pulses and, by means of a third switching device, which dissipates the energy built up in the vibrator coil.
Exemplary embodiments of the invention are described below with the aid of the accompanying drawings.
Figures 1, 2, 3 and 4 show circuit diagrams of one embodiment.
FIG. 5 shows signal sequences of the exemplary embodiment according to FIG.
1 shows a vibrator drive 30 with an electromagnet 18, a vibration sensor 20 and a permanent magnet 19. A power transistor 22, whose emitter is connected to the zero point of the system, is connected in series with the coil of the electromagnet 18. A high-power Zener diode 23 is connected in parallel with transistor 22. The coil of the electromagnet 18 can be excited either via a diode 17 from a low voltage source = 24 V or via the adjustable resistor 16 from the sum of the two direct current sources = 240 V + = 24 V as soon as the transistor 22 is conductive. The direct voltage source = 240 V is formed from the low voltage source = 24 V by means of a 5 small resonant circuit 12 of an amplifier 13, a power chopper direct current / alternating current 14 and a rectifier 15.
The negative pole of the rectifier output is connected to the positive pole of the DC power source = 24 V.
The release of the high-voltage pulses by an AND amplifier 13 is synchronized with the switching of the transistor 22 by the amplifier 21, based on a switching signal G. The switching signal G is formed as follows: when the switch b1 is opened, the output A of the amplifier 1 rises a voltage level U1. At the same time, output B of emitter follower 2 also rises almost to the value Ul, where the response threshold of trigger 4 is, and output C changes from 0 to 1. A short pulse appears at output D of differentiating element 5. The output E of the monostable multivibrator 6 changes at the same time to 0 and gets the value 1 again after the time delay T1; At the end of the time delay T ,, appears at the output F of the differentiating element 7, a short pulse.
The output G of the monostable multivibrator 8 changes at the same time to 0 and gets the value 1 again after a time delay T2.
During the time T2, the amplifier 21 is controlled in such a way that the transistor 22 becomes conductive. If the output I of the trigger 10 is equal to 0, a signal will appear at the output K of the AND amplifier 11 during T2. This releases the oscillator signal at the output of AND amplifier 13 during time T2, and a DC pulse = 240 V during time T2 at the output of rectifier 15 will appear.
The electromagnet 18 is excited by the sum of the two direct current sources connected in series, and the diode 17 remains blocked because the point M is more positive than = +24 V. This initial impulse creates vibrations. The alternating current signal, recorded by the sensor 20, is superimposed on the voltage Ul. As soon as the value at output B falls below the threshold of trigger 4, output C will tilt to 0. As soon as the value at output B rises above the response threshold of trigger 4, output C switches back to 1. The process described is repeated and a second pulse from the sum of the two direct current sources will excite electromagnet 18. The oscillation amplitude increases as a result, and a balance will be established between the energy fed in and the loss.
When the oscillation amplitude exceeds the desired value, U2 rises so high at point B '.
that it reaches the response threshold of trigger 10 and output I of trigger 10 switches to 1. As a result, the output K of the AND amplifier 11 will get the value 1, and the release of the power chopper 14 is locked.
The electromagnet 18 is only excited by the direct current source = 24 V during T2 via the diode 17. Due to the lack of energy, the oscillation amplitude decreases until the signal B 'falls below the response threshold of the trigger 10 and the output H of the differentiating element 9 can reset the trigger 10 to 0 at the end of the time T2.
T1 and thus the optimal phase of the current pulse in relation to the natural oscillation of the vibrator can be set. T2 is also adjustable, which means that the energy of the current pulses to the vibrator drive can be optimally adapted. The resistor 16 is also adjustable, so that the energy of the current pulses can be adjusted without extending the time T2. The amplitude limitation, and thus the transport speed, can be set using potentiometer 3. In addition, the operating point of the amplifier 1 can be set in order to be able to influence the initial value U1.
The circuit according to FIG. 2 works like the circuit according to FIG. 1. The only difference is that the two DC voltage sources are connected in parallel.
The circuit according to FIG. 3 uses a controlled silicon rectifier 22 'instead of the transistor 22. Switching on is effected by the differentiating element 24. The erasure is effected by the switching devices 25, 26, 27 via an extinguishing capacitor 28. The diode 29 prevents the extinguishing capacitor from discharging weight. D diode 42 and the zener diode 41 replace the zener diode 23 of FIGS. 1 and 2.
The circuit according to FIG. 4 operates with two direct current sources, the direct voltage = 240 V being continuously present. It is used by the silicon controlled rectifier 32 'to excite the electromagnet 18.
A decoupling amplifier 13 and a differentiating element 34 are used to switch on. The switching devices 34, 35, 36, 37 are used to erase the function via a quenching capacitor 38. The diode 39 prevents the quenching capacitor from discharging via the resistor 16.
The units 12, 13, 14 and 15 are omitted here. The control of the rectifier 32 'is the same as in the circuit of FIG. 3.
FIG. 5 shows the signal sequence of the circuit according to FIG. 1 for a stationary case and for the case that U2 exceeds the response threshold of trigger 10.