Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Empfang von Mehrfrequenzcodesignalen, bei welchen jedem Zeichen eine Kombination aus mehreren vorbestimmten Frequenzen entspricht und wobei das empfangene Signal durch einen Analog/Digital-Wandler in eine digitale Zeitfunktion umgewandelt wird, die durch digitale Filter während einer vorgegebenen Empfangszeit analysiert wird, und ein Bewerter am Ende der Empfangszeit die Ausgangswerte der Filter erhält und die An- oder Abwesenheit der vorbestimmten Frequenzen feststellt.
Aus der Schweizer Patentschrift Nr. 534 468 ist ein Empfänger für Mehrfrequenzcodesignale bekannt, bei welchem jedem zu übertragenden Zeichen eine Kombination von mehreren gleichzeitig übertragenen aus einer Anzahl vorbestimmter Frequenzen entspricht und welcher einen Analog/Digital Wandler zur Umwandlung des empfangenen Signals in eine digitale Zeitfunktion enthält, deren Werte in Abständen T auftreten. An den Ausgang des Analog/Digital-Wandlers ist ein digitales Filter angeschlossen, welches als Bandfilter für mindestens eine der Frequenzen wirkt. Eine an den Ausgang des digitalen Filters angeschlossene Grenzwertschaltung gibt beim Überschreiten eines vorbestimmten digitalen Wertes ein Signal ab.
Aus der Nachrichtentechnischen Zeitschrift 1972, S. 328 ist ferner ein Verfahren für den Empfang von Mehrfrequenzcodesignalen bekannt, um das Ergebnis am Filterausgang unabhängig von der Phase des Signals im Verhältnis zum Auswahlvorgang zu machen. Dieses Filter liefert zwei Funktionen, welche für die Resonanzfrequenz des Filters eine gegenseitige Phasenverschiebung von ar/2 besitzen; das Ausgangssignal des Filters wird als Wurzel aus der Quadratsumme dieser beiden Funktionen gebildet.
Die auf diese Weise erzielbaren Frequenzkennlinien entsprechen häufig nicht den an die Filter gestellten Anforderungen im Durchlass- und im Sperrbereich. auch bei langer Messe zeit.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zur digitalen Filterung in einem MFC (Mehrfrequenzcode)-Empfänger und eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens anzugeben, die hohen Anforderungen bei kurzer Messzeit entsprechen.
Das erfindungsgemässe Messverfahren ist dadurch gekennzeichnet. dass während jeder Empfangszeit im digitalen Filter für jede zu erkennende Frequenz die digitale Zeitfunktion mit einer geraden und einer ungeraden Musterfunktion korreliert wird und die Ergebnisse der Korrelationen einzeln quadriert und paarweise addiert werden.
Eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens ist dadurch gekennzeichnet, dass das digitale Filter aus folgenden Teilen besteht:
Einem Koeffizientenspeicher, welcher die Werte der Musterfunktionen für alle Frequenzen enthält, einem Multiplikator zur Multiplikation dieser Werte mit den Werten der digitalen Zeitfunktion, einer Addierschaltung zum Addieren des durch die Multiplikationen erhaltenen Produktes zu den aus vorhergehenden Multiplikationen und Additionen erhaltenen Produkten, einem Speicher, welcher die Ereignisse der Additionen speichert, einer Quadraturschaltung zur Bildung der Wurzel der Quadratsumme der beiden einer Frequenz zugeordneten Additionsergebnisse und einer Steuerschaltung zur Steuerung aller vorgenannten Schaltungen.
Das Verfahren und eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens werden im folgenden anhand der Figuren beispielsweise erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild zur Erläuterung des Verfahrens.
Fig. 2 eine Frequenzkennlinie eines bekannten digitalen Filters,
Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Korrelationsfilters für eine Frequenz,
Fig. 4 und 5 die Darstellung zweier Musterfunktionen für eine Frequenz,
Fig. 6 die Frequenzkennlinie eines erfindungsgemässen Filters,
Fig. 7 die Blockschaltung einer Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens,
Fig. 8 eine Darstellung zur Veranschaulichung des Verfahrens zur Berechnung der Wurzel aus der Quadratsumme zweier Werte.
Es sei als Beispiel angenommen, dass für jedes zu übertragende Zeichen gleichzeitig zwei Frequenzen aus einem Vorrat von 6 Frequenzen gesendet werden. Nach Vorschlägen des CCITT sind diese 6 Frequenzen für eine Übertragungsein.
richtung: 1380, 1500, 1620, 1740, 1860, 1980 Hz, für die andere Ubertragungseinrichtung: 1140, 1020, 900, 780, 660, 540 Hz.
Beim erfindungsgemässen wie auch bei bekannten Verfahren werden die auf Leitung 1 (Fig. 1) empfangenen Signale f,(t) zunächst in einem Analog/Digital-Wandler 2 abgetastet und jeder Abtastwert in ein digitales Codesignal f(nT) umgesetzt. Dieses wird einer Reihe von parallelgeschalteten Filtern 4, . . .46 zugeführt. von denen jedes auf eine der zu erkennenden Frequenzen f ... f6 abgestimmt ist und je nach dem Vorhandensein oder Nichtvorhandensein der betreffenden Frequenz ein Ausgangssignal auf der zugeordneten Leitung 5,...5, abgibt.
Der Auswerter 6 wertet die Signale aus und gibt an seinem Ausgang 7 ein das empfangene Signal kennzeichnendes Codesignal ab. Eine bekannte Anordnung hat für einen be stimmten Zeitpunkt der Abfrage des Filterausganges nach dem Einschalten des Filters eine Frequenzkennlinie nach Fig. 2. Diese weist ein Maximum bei der Frequenz f3 auf und mehrere Nullstellen in konstanten Abständen, z. B. bei den Frequenzen f1, f und f4. Dabei ist der Abstand des Maximums von den ersten Nullstellen und die Abstände der Nullstellen untereinander gegeben durch:
Af= 1 (t",= Integrationszeit) t",
Die Nullstellen und das Maximum sind dabei so gelegt, dass sie auf die vorkommenden Frequenzen fallen.
Erhöht man die Zahl der Abtastungen bis zur Ablesung, so rücken die Nullstellen näher zusammen und die Maxima in der Nähe der Seitenfrequenzen werden niedriger, doch wird damit die Bandbreite bei der Resonanz kleiner und die zur Erkennung nötige Zeit grösser.
Die in Fig. 2 gezeigten Anforderungen an die Dämpfung in der Nähe der Frequenzen f2 und f4 können bei einer solchen Anordnung nicht erfüllt werden.
Fig. 3 zeigt ein Korrelatorpaar als Frequenzfilter zur Durchführung des erfindungsgemässen Verfahrens. Das am Ausgang des Analog/Digital-Wandlers erhaltene Signal f,(nT) auf der Leitung 3 wird Wert für Wert im Multiplikator 11 mit den Werten einer Musterfunktion f2(nT) multipliziert und über einen Summator 12 zu einer Verzögerungsschaltung 13 geleitet, die die Signale um die Zeit T verzögert und zu einem zweiten Eingang des Summators 12 zurückführt. Dieser Vorgang wiederholt sich für jeden Abtastwert. Somit bildet diese Anordnung die Produktsumme
EMI1.1
wobei die Zahl der Abtastungen 2 N + 1 ist und von n n . .. n = +N gezählt wird.
Das gleiche geschieht im Multiplikator 11 * mit einer Funktion f,*(nT), im Summator 12* und im Verzögerungsglied 13*. Zur Zeit (N + 1) T werden die beiden Schalter 14 und 14* geschlossen und in Block 15 wird die Wurzel der Quadratsumme gebildet, die über die Ausgangsleitung 5 zum Auswerter gegeben wird.
Die einzelnen Korrelationsfilter 41, 42. . .46 unterscheiden sich voneinander nur durch die in ihnen verwendeten Musterfunktionen f2 und f2*.
Die zu einer Frequenz gehörenden beiden Musterfunktionen müssen den im folgenden dargestellten Bedingungen genügen.
Das Empfangssignal fi(t) = A cos(t + #); A # 0 (1) werde mit der Frequenz fT = 1/T abgetastet und mit den beiden Musterfunktionen f2(nT) und f2*(nT) kreuzkorreliert, wobei die Musterfunktion folgende Symmetrien aufweisen: f2(nT) = f2(-nT) für In Z N (2) f2*(nT) = -f2*(-nT) für Inl d N;
f2 (0) = 0 (3) f2(nT) = f2*(nT) = 0 für Inl > N Für die Korrelationssummen ergibt sich:
EMI2.1
Es lässt sich nun zeigen, dass für alle # und d) gilt: Min [A .|F(#)l, A . F*(#)|] < I(#, #) < Max [A .|F(#)|, A .|F* (#)|] (8)
EMI2.2
wobei Min [A |F(#)|, A . |F*(#)|] bedeutet, dass für jedes der kleineren der beiden Werte A - iF ( < o)I und A - IF* (o)l genommen werden muss; entsprechend ist Max [...] definiert.
Für Frequenzdetektion werden also die Koeffizientenfolgen f,(nT) und f2*(nT) der trigonometrischen Reihen in Gl.
(5) und (7) so gewählt, dass F (co) und F* (o) dieselbe Selektionscharakteristik annähern (Fig. 6a, 6b). Der Wert von l(o,(p) liegt dann für beliebige # zwischen A - IF ( < o) und A - IF* ( )|.
Die Berechnung der Koeffizienten f2 (nT) und f2(nT) in Gl. (5) und (7) ist ein Problem der linearen Approximation von Funktionen wie es beispielsweise in Cheney, E. W. Introduction to Approximation Theory, McGraw Hill, New York,
1966, beschrieben wird.
Es tritt in der gleichen Form bei der Synthese von Transversalfiltern mit linearem Phasengang auf und wurde in der
Literatur schon mehrmals behandelt. Für den Empfang von MFC-Signalen sind Selektionscharakteristiken mit konstanter Welligkeit in einzelnen Bereichen von besonderem Interesse.
In Hofstetter E, A New Technique for the Design of Non-Recursive Digital Filters, Technical Note of the Lincoln
Laboratory, MIT, 1970 , und Parks, T. W. McClellan, J. H., Chebyshev Approximation for Non-Recursive Digital Filters with Linear Phase, IEEE Trans. on Circuit Theory, Vol.
CT-19, Nr. 2, March 1972, pp. 189 bis 194 werden Verfahren zur Berechnung von Musterfunktionen zur Erzielung derartiger Selektionscharakteristiken angegeben.
Fig. 4 gibt als Beispiel die graphische Darstellung einer Musterfunktion f2. Dabei ist der Abstand T der Abtastungen
125 plus, die Prüfzeit 128 T = 16 ms und die Frequenz 660 Hz.
Fig. 5 zeigt die Musterfunktion 2* für das gleiche Filter.
Abwechslungsweise verschwindet eine der beiden Musterfunktionen in jedem Abtastzeitpunkt (vergleiche nächsten Abschnitt).
Die Frequenzkennlinie F(co) eines Korrelators ist in Fig.
6 dargestellt. Die eingezeichneten Punkte im Durchlassbereich zeigen das Toleranzintervall der zu detektierenden Frequenz (660 + 10 Hz) nach den Normen des CCITT für das System R2. Die Punkte im Sperrbereich geben die Lage der benachbarten und deshalb zu unterdrückenden MFC-Frequenzen an. Die Dämpfung beträgt in diesem Beispiel etwa 40 dB. Die Frequenzlinie F*() für das andere Teilfilter stimmt im Durchlassbereich mit F*(to) im Rahmen der Genauigkeit der Zeichnung überein, im Sperrbereich ergeben sich unbedeutende Abweichungen.
Die Frequenzkennlinie für den Ausgang der Quadratureinheit 1 (0t, o) liegt für beliebige Phasen jedes des Eingangssignals zwischen F(co) und F*(o) [Gl. (8)]; demzufolge werden die Nebenfrequenzen ebenfalls mindestens um 40 dB unterdrückt.
Ein zweiter Durchlassbereich ergibt sich aus der Kammstruktur der Frequenzkennlinie bei 4000-660 Hz (bei anderen Frequenzen fk bei 4000-fk). Weitere Durchlassbereiche treten bei Frequenzen über 4000 Hz auf. Dies ist nicht störend, da keine Frequenzen über 2 kHz auftreten. Die beiden Frequenzkennlinien bei 1980 Hz und 2020 Hz überschneiden sich, was jedoch aus demselben Grunde unschädlich ist.
Für die Wahl der Abtastfrequenz gelten die folgenden Überlegungen: Wie aus Gl. (7) ersichtlich, ist für < 3 = lt fT : F* (#)= 0, unabhängig von den Werten f2*(nT). Aus diesem Grund ist für die Detektion der MFC-Signale des Systems R2 die
PCM-kompatible Abtastfrequenz von 4 kHz nicht geeignet, da die höchste MFC-Frequenz von 1980 + 10 Hz so nahe an der halben Abtastfrequenz liegt, dass ein sehr steiler Abfall des betreffenden F* (w) zwischen 1990 und 2000 Hz notwendig wäre, was eine grosse Anzahl Werte (N) der entsprechenden Musterfunktion f2*(nT) und somit eine sehr lange Korrelationszeit verlangen würde.
Andererseits wird bei Verwendung der PCM-Abtastfrequenz von 8 kHz der Aufwand aller Musterfunktionen verdoppelt. Diese Vergrösserung des Aufwandes kann vermieden werden, wenn bei fT = 8 kHz f2+(nT)= O, für n = 2 m, m = 0, + 1, + 2, + 3, gesetzt wird (Fig. 5).
Dadurch erhält F* (o) eine gerade Symmetrie bezüglich o = R f-r12 = 2 a 2000 Hz.
Dieselbe Symmetrie entsteht bei F (o), wenn f2(nT) - O für n = 2 m + 1; m = 0,i 1, + 2, + 3, gesetzt wird (Fig. 4).
Somit lässt sich mit F ( < 3) und F* (o) ein Durchlassbereich in der Nähe von 2000 Hz erzeugen.
Bei einer Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens lassen sich die Korrelatoren nach Fig. 3 durch eine im Zeitmultiplex arbeitende Schaltung zusammenfassen. Dabei werden die in Fig. 3 gezeichneten Teile (Multiplikator, Quadrierschaltung) nur einmal notwendig, während alle Musterfunktionen in einem Speicher und alle Verzögerungen in einem Schieberegister zusammengefasst werden. Die gleiche Einrichtung kann ausserdem gleichzeitig zum Empfang und zur Diskriminierung der Signale von mehreren Kanälen benutzt werden. Ein solcher Empfänger ist in Fig. 7 dargestellt.
Durch einen Schalter 82 werden die auf den Leitungen 81 ankommenden Signale umschichtig abgefragt und im Analog/ Digital-Wandler 83 in vier digitale Zeitfunktionen umgewandelt.
Mit lik und l*jk in den beiden Schieberegistern sind die Zwischenresultate der Akkumulationen der verschiedenen Korrelatoren bezeichnet. Der erste Index (j) bezeichnet den Telephonkanal, zu dem der Speicherinhalt gehört und der zweite (k) die Musterfunktion, mit der kreuzkorreliert wird, d. h., welche Frequenz damit detektiert werden soll. Die 1 < D) und l* (o, 4)) in Gl. (4) und (6) sind die I jk und l*lk der entsprechenden Telephonkanäle und Frequenzen, wenn die Akkumulation abgeschlossen ist.
Im Verlauf von 125 ,us werden alle Kanäle einmal abgefragt. Jeder der digitalen Werte wird in K Multiplikationen mit je einem Wert einer von K Musterfunktionen multipliziert, wobei jede Musterfunktion für eine der zu diskriminierenden Frequenzen gerechnet ist. Dabei werden die während einer Abtastperiode erhaltenen Werte mit den Musterfunktionen fk, die in der nächsten Abtastperiode mit den Musterfunktionen fk* multipliziert. Diese Produkte gehen über die Additionsschaltung 86 zum Schieberegister, welches aus zwei Teilen 87 und 88 besteht. Jeder Teil enthält j K-Speicherstellen, wobei I die Anzahl der Kanäle (z. B. 4) und K die Anzahl der zu diskriminierenden Frequenzen bezeichnet (z. B. 6).
Vom Ausgang des Schieberegisters gehen die gespeicherten Werte zur Additionsschaltung 86 zurück und werden dort zu dem nächsten Produkt addiert. Am Ende der Prüfzeit, im Beispiel nach Fig. 4 und 5 also nach 128 T = 16 ms wird der Schalter 89 geöffnet und die beiden Schalter 90 und 91 geschlossen, wodurch die Berechnung der Wurzel der Quadratsumme für jedes Paar der gespeicherten Werte in der Berechnungsschaltung 92 zugeführt wird. Dies geschieht also 1 Kmal. Die erhaltenen Werte werden auf den Auswerter 93 geführt, welche nacheinander aufgrund der für jede Frequenz erhaltenen Werte für jeden der 4 Kanäle feststellt, welche Frequenzen während der Prüfung in diesem Kanal anwesend waren und dementsprechend codierte Signale an seinen vier Ausgängen 94 gibt. Alle Schaltungen werden durch die Steuerschaltung 95, die einen Taktgenerator enthält, gesteuert.
Mit den oben eingeführten Symmetrien von 4) (so) und F* (o) muss zwar das Eingangssignal mit 8 kHz abgetastet werden, jeder Abtastwert wird aber abwechslungsweise nur zum betreffenden Ijj oder l*-,j akkumuliert. Das bewirkt, dass während einem Abtastintervall die Inhalte der beiden Schieberegister (Fig. 7) um die Länge eines Registers weiter geschoben werden. Ohne die Symmetrien von F ( < 3) und F* (o) müsste während einem Abtastintervall die Information um die Länge beider Register geschoben werden und somit doppelt so viele Multiplikationen und Additionen ausgeführt wer den.
Mit den Symmetrien in F (o) und F* ( < 3) wird der Aufwand an Koeffizientenspeicher und arithmetischen Operationen gleich wie bei einem System, das mit 4 kHz Abtastfrequenz arbeitet und die oberste MFC-Frequenz nicht detektieren kann.
Die Quadratureinheit
Eine direkte Berechnung von
EMI3.1
mit digitaler Arithmetik ist sehr aufwendig. Es besteht aber die Möglichkeit, diese Funktion relativ einfach linear zu approximieren. In einem x, y, z Koordinatensystem (Fig. 8) bilden die Gesamtheit der Punkte, die der Gleichung 11 genügt, einen Kegel, dessen Achse mit der z-Achse zusammenfällt und dessen Öffnungswinkel 90" beträgt. Dieser Kegel schneidet die Ebene z = z(, in einem Kreis 96.
Nähert man für positive x und y den Kegelmantel durch vier Ebenen 91, 92, 93, 94 an, wobei für die Ebene 91 x > 2y z (x, y) = aix + bly für die Ebene 92 2y > x > y z (x, y) = a2x + b2y für die Ebene 93 y > x > y/2 z (x, y) = b2x + a,y für die Ebene 94 y/2 > x z (x, y) = blx + aWy so lautet die Näherungsgleichung z (x, y) = ajx + bjx. Durch geeignete Wahl der a, und bi kann z auf 1,35ovo genau angenähert werden, z.
B. mit a, = 0,98644 b1 = 0,23287 a2 = 0,81651 b2 = 0,58851
PATENTANSPRUCH 1
Verfahren zum Empfang von Mehrfrequenzcodesignalen, bei welchen jedem Zeichen eine Kombination aus mehreren vorbestimmten Frequenzen entspricht und wobei das empfan gene Signal durch einen Analog/Digital-Wandler in eine digitale Zeitfunktion umgewandelt wird, die durch digitale Filter während einer vorgegebenen Empfangszeit analysiert wird, und ein Bewerter am Ende der Empfangszeit die Ausgangswerte der Filter erhält und die An- oder Abwesenheit der vorbestimmten Frequenzen feststellt, dadurch gekennzeichnet,
dass während jeder Empfangszeit im digitalen Filter für jede zu erkennende Frequenz die digitale Zeitfunktion mit einer geraden und einer ungeraden Musterfunktion korreliert wird und die Ergebnisse der Korrelationen einzeln quadriert und paarweise addiert werden.
UNTERANSPRÜCHE
1. Verfahren nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeich net, dass für jede zu erkennende Frequenz die Korrelation dadurch ausgeführt wird, dass jeder Wert der digitalen Zeitfunktion mit dem entsprechenden Wert mindestens einer der beiden Musterfunktionen multipliziert wird, dass jedes
**WARNUNG** Ende DESC Feld konnte Anfang CLMS uberlappen**.
The invention relates to a method for receiving multi-frequency code signals, in which each character corresponds to a combination of several predetermined frequencies and wherein the received signal is converted by an analog / digital converter into a digital time function which is analyzed by digital filters during a predetermined reception time , and an evaluator at the end of the reception time receives the output values of the filters and determines the presence or absence of the predetermined frequencies.
From Swiss patent specification No. 534 468 a receiver for multi-frequency code signals is known, in which each character to be transmitted corresponds to a combination of several simultaneously transmitted from a number of predetermined frequencies and which contains an analog / digital converter for converting the received signal into a digital time function whose values occur at intervals T. A digital filter, which acts as a band filter for at least one of the frequencies, is connected to the output of the analog / digital converter. A limit value circuit connected to the output of the digital filter emits a signal when a predetermined digital value is exceeded.
From the Nachrichtenentechnische Zeitschrift 1972, p. 328, a method for the reception of multi-frequency code signals is also known in order to make the result at the filter output independent of the phase of the signal in relation to the selection process. This filter provides two functions which have a mutual phase shift of ar / 2 for the resonance frequency of the filter; the output signal of the filter is formed as the root of the square sum of these two functions.
The frequency characteristics that can be achieved in this way often do not meet the requirements placed on the filters in the passband and stopband. even with a long trade fair.
It is an object of the invention to specify a method for digital filtering in an MFC (multi-frequency code) receiver and a device for carrying out the method which meet high requirements with a short measurement time.
The measuring method according to the invention is characterized. that during each reception time in the digital filter for each frequency to be recognized, the digital time function is correlated with an even and an odd pattern function and the results of the correlations are individually squared and added in pairs.
A device for carrying out the method is characterized in that the digital filter consists of the following parts:
A coefficient memory which contains the values of the pattern functions for all frequencies, a multiplier for multiplying these values with the values of the digital time function, an adding circuit for adding the product obtained by the multiplications to the products obtained from previous multiplications and additions, a memory which stores the events of the additions, a quadrature circuit for forming the root of the square sum of the two addition results assigned to a frequency and a control circuit for controlling all of the aforementioned circuits.
The method and an arrangement for carrying out the method are explained below with reference to the figures, for example. Show it:
1 shows a block diagram to explain the method.
2 shows a frequency characteristic of a known digital filter,
3 shows a block diagram of a correlation filter for a frequency,
4 and 5 show two pattern functions for a frequency,
6 shows the frequency characteristic of a filter according to the invention,
7 shows the block diagram of a device for carrying out the method,
8 shows a representation to illustrate the method for calculating the square root of the square sum of two values.
It is assumed as an example that for each character to be transmitted, two frequencies from a supply of 6 frequencies are transmitted simultaneously. According to the proposals of the CCITT, these 6 frequencies are for transmission.
Direction: 1380, 1500, 1620, 1740, 1860, 1980 Hz, for the other transmission device: 1140, 1020, 900, 780, 660, 540 Hz.
In the method according to the invention and in the known method, the signals f, (t) received on line 1 (FIG. 1) are first sampled in an analog / digital converter 2 and each sampled value is converted into a digital code signal f (nT). This is a series of parallel-connected filters 4,. . .46 supplied. each of which is tuned to one of the frequencies f ... f6 to be recognized and emits an output signal on the assigned line 5, ... 5 depending on the presence or absence of the relevant frequency.
The evaluator 6 evaluates the signals and outputs a code signal characterizing the received signal at its output 7. A known arrangement has for a certain time the query of the filter output after switching on the filter has a frequency characteristic according to FIG. 2. This has a maximum at the frequency f3 and several zeros at constant intervals, for. B. at frequencies f1, f and f4. The distance between the maximum and the first zeros and the distances between the zeros is given by:
Af = 1 (t ", = integration time) t",
The zeros and the maximum are set so that they fall on the frequencies that occur.
If the number of scans up to the reading is increased, the zeros move closer together and the maxima in the vicinity of the side frequencies become lower, but the bandwidth at the resonance becomes smaller and the time required for detection larger.
The requirements for attenuation in the vicinity of the frequencies f2 and f4 shown in FIG. 2 cannot be met with such an arrangement.
3 shows a correlator pair as a frequency filter for carrying out the method according to the invention. The signal f, (nT) received at the output of the analog / digital converter on the line 3 is multiplied value by value in the multiplier 11 with the values of a pattern function f2 (nT) and passed via a summator 12 to a delay circuit 13 which the Signals delayed by time T and fed back to a second input of summer 12. This process is repeated for each sample. This arrangement thus forms the product sum
EMI1.1
where the number of samples is 2 N + 1 and of n is n. .. n = + N is counted.
The same happens in the multiplier 11 * with a function f, * (nT), in the summator 12 * and in the delay element 13 *. At the time (N + 1) T the two switches 14 and 14 * are closed and in block 15 the root of the sum of squares is formed, which is sent to the evaluator via the output line 5.
The individual correlation filters 41, 42. .46 differ from each other only in the pattern functions f2 and f2 * used in them.
The two model functions belonging to a frequency must meet the conditions set out below.
The received signal fi (t) = A cos (t + #); A # 0 (1) is sampled with the frequency fT = 1 / T and cross-correlated with the two pattern functions f2 (nT) and f2 * (nT), the pattern function having the following symmetries: f2 (nT) = f2 (-nT) for In ZN (2) f2 * (nT) = -f2 * (- nT) for Inl d N;
f2 (0) = 0 (3) f2 (nT) = f2 * (nT) = 0 for Inl> N For the correlation sums we get:
EMI2.1
It can now be shown that for all # and d) the following applies: Min [A. | F (#) l, A. F * (#) |] <I (#, #) <Max [A. | F (#) |, A. | F * (#) |] (8)
EMI2.2
where Min [A | F (#) |, A. | F * (#) |] means that for each of the smaller of the two values A - iF (<o) I and A - IF * (o) l must be taken; Max is [...] defined accordingly.
For frequency detection, the coefficient sequences f, (nT) and f2 * (nT) of the trigonometric series in Eq.
(5) and (7) are chosen so that F (co) and F * (o) approximate the same selection characteristic (Fig. 6a, 6b). The value of l (o, (p) is then for any # between A - IF (<o) and A - IF * () |.
The calculation of the coefficients f2 (nT) and f2 (nT) in Eq. (5) and (7) is a problem of linear approximation of functions as it is for example in Cheney, E. W. Introduction to Approximation Theory, McGraw Hill, New York,
1966, is described.
It occurs in the same form in the synthesis of transversal filters with a linear phase response and was used in the
Literature already dealt with several times. For the reception of MFC signals, selection characteristics with constant ripple in individual areas are of particular interest.
In Hofstetter E, A New Technique for the Design of Non-Recursive Digital Filters, Technical Note of the Lincoln
Laboratory, MIT, 1970 and Parks, T. W. McClellan, J. H., Chebyshev Approximation for Non-Recursive Digital Filters with Linear Phase, IEEE Trans. On Circuit Theory, Vol.
CT-19, No. 2, March 1972, pp. 189 to 194 give methods for calculating pattern functions to achieve such selection characteristics.
4 gives the graphical representation of a pattern function f2 as an example. The distance T is the samples
125 plus, the test time 128 T = 16 ms and the frequency 660 Hz.
Fig. 5 shows the pattern function 2 * for the same filter.
One of the two pattern functions alternately disappears at each sampling time (see next section).
The frequency characteristic curve F (co) of a correlator is shown in Fig.
6 shown. The points drawn in the pass band show the tolerance interval of the frequency to be detected (660 + 10 Hz) according to the CCITT standards for the R2 system. The dots in the blocked area indicate the position of the neighboring and therefore suppressed MFC frequencies. The attenuation in this example is about 40 dB. The frequency line F * () for the other sub-filter agrees in the pass band with F * (to) within the accuracy of the drawing, in the stop band there are insignificant deviations.
The frequency characteristic for the output of the quadrature unit 1 (0t, o) lies for any phases of each of the input signal between F (co) and F * (o) [Eq. (8th)]; consequently the side frequencies are also suppressed by at least 40 dB.
A second pass band results from the comb structure of the frequency characteristic at 4000-660 Hz (for other frequencies fk at 4000-fk). Further pass bands occur at frequencies above 4000 Hz. This is not disruptive as there are no frequencies above 2 kHz. The two frequency characteristics at 1980 Hz and 2020 Hz overlap, but this is harmless for the same reason.
The following considerations apply to the selection of the sampling frequency: As can be seen from Eq. (7), for <3 = lt fT: F * (#) = 0, regardless of the values f2 * (nT). For this reason, the detection of the MFC signals of the system R2 is the
PCM-compatible sampling frequency of 4 kHz is not suitable because the highest MFC frequency of 1980 + 10 Hz is so close to half the sampling frequency that a very steep drop in the relevant F * (w) between 1990 and 2000 Hz would be necessary, which a large number of values (N) of the corresponding model function f2 * (nT) and thus a very long correlation time would require.
On the other hand, when using the PCM sampling frequency of 8 kHz, the complexity of all pattern functions is doubled. This increase in effort can be avoided if, at fT = 8 kHz, f2 + (nT) = 0, for n = 2 m, m = 0, + 1, + 2, + 3, is set (FIG. 5).
This gives F * (o) an even symmetry with respect to o = R f-r12 = 2 a 2000 Hz.
The same symmetry arises at F (o) if f2 (nT) - O for n = 2 m + 1; m = 0, i 1, + 2, + 3, is set (Fig. 4).
Thus, with F (<3) and F * (o), a pass band in the vicinity of 2000 Hz can be generated.
In a device for carrying out the method, the correlators according to FIG. 3 can be combined by a circuit operating in time division multiplex. The parts shown in FIG. 3 (multiplier, squaring circuit) are only necessary once, while all pattern functions are combined in a memory and all delays in a shift register. The same device can also be used to receive and discriminate signals from several channels at the same time. Such a receiver is shown in FIG.
A switch 82 interrogates the incoming signals on lines 81 and converts them into four digital time functions in the analog / digital converter 83.
The intermediate results of the accumulations of the various correlators are designated with lik and l * jk in the two shift registers. The first index (j) denotes the telephone channel to which the memory content belongs and the second (k) the pattern function with which it is cross-correlated, i.e. i.e. which frequency is to be detected with it. The 1 <D) and l * (o, 4)) in Eq. (4) and (6) are the I jk and l * lk of the respective telephone channels and frequencies when the accumulation is complete.
In the course of 125 µs, all channels are polled once. Each of the digital values is multiplied in K multiplications by a value of one of K pattern functions, each pattern function being calculated for one of the frequencies to be discriminated. The values obtained during one sampling period are multiplied by the template functions fk, and those obtained in the next sampling period by the template functions fk *. These products go via the addition circuit 86 to the shift register, which consists of two parts 87 and 88. Each part contains j K storage locations, where I denotes the number of channels (e.g. 4) and K the number of frequencies to be discriminated (e.g. 6).
The stored values are returned from the output of the shift register to the addition circuit 86, where they are added to the next product. At the end of the test time, in the example according to FIGS. 4 and 5 after 128 T = 16 ms, the switch 89 is opened and the two switches 90 and 91 are closed, whereby the calculation of the root of the sum of squares for each pair of the stored values in the calculation circuit 92 is fed. So this happens 1 Kmal. The values obtained are fed to the evaluator 93 which, based on the values obtained for each frequency, determines in succession for each of the 4 channels which frequencies were present in this channel during the test and outputs accordingly coded signals at its four outputs 94. All circuits are controlled by the control circuit 95 which includes a clock generator.
With the symmetries of 4) (see above) and F * (o) introduced above, the input signal must be sampled at 8 kHz, but each sampled value is only accumulated alternately for the relevant Ijj or l * -, j. This has the effect that the contents of the two shift registers (FIG. 7) are shifted further by the length of one register during a sampling interval. Without the symmetries of F (<3) and F * (o), the information would have to be shifted by the length of both registers during a sampling interval and thus twice as many multiplications and additions would have to be carried out.
With the symmetries in F (o) and F * (<3), the cost of coefficient memory and arithmetic operations is the same as in a system that works with a 4 kHz sampling frequency and cannot detect the uppermost MFC frequency.
The quadrature unit
A direct calculation of
EMI3.1
using digital arithmetic is very laborious. However, it is possible to approximate this function linearly in a relatively simple manner. In an x, y, z coordinate system (FIG. 8), the totality of the points which satisfies equation 11 form a cone, the axis of which coincides with the z-axis and the opening angle of which is 90 ". This cone intersects the plane z = z (, in a circle 96.
If the surface of the cone is approximated for positive x and y by four planes 91, 92, 93, 94, where for plane 91 x> 2y z (x, y) = aix + bly for plane 92 2y> x> yz (x , y) = a2x + b2y for level 93 y> x> y / 2 z (x, y) = b2x + a, y for level 94 y / 2> xz (x, y) = blx + aWy is as follows the approximation equation z (x, y) = ajx + bjx. By suitable choice of a, and bi, z can be approximated to an accuracy of 1.35ovo, e.g.
B. with a, = 0.98644 b1 = 0.23287 a2 = 0.81651 b2 = 0.58851
PATENT CLAIM 1
Method for receiving multi-frequency code signals, in which each character corresponds to a combination of several predetermined frequencies and wherein the received signal is converted by an analog / digital converter into a digital time function which is analyzed by digital filters during a predetermined reception time, and a At the end of the reception time, the evaluator receives the output values of the filter and determines the presence or absence of the predetermined frequencies, characterized in that
that during each reception time in the digital filter for each frequency to be recognized the digital time function is correlated with an even and an odd pattern function and the results of the correlations are individually squared and added in pairs.
SUBCLAIMS
1. The method according to claim 1, characterized in that for each frequency to be recognized, the correlation is carried out in that each value of the digital time function is multiplied by the corresponding value of at least one of the two pattern functions that each
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