Monopuls-Verfolgungsradargerät Das Hauptpatent betrifft ein Monopuls-Radargerät zur selbsttätigen Winkelverfolgung eines sich bewegen den Ziels, mit einem Sender zum Aussenden von Im pulsen hochfrequenter, elektromagnetischer Energie, ei nem Empfänger zum getrennten Empfang von Echo signalen, welche entsprechend mindestens zweier zur Radarsymmetrieachse, d. h.
zum Verfolgungsstrahl sym metrisch liegender Antennenstrahlungsbündel erhalten werden und pro Winkelkoordinate einer Nachführ schaltung, die durch ein Fehlersignal gesteuert wird, dessen Grösse und Vorzeichen von dem entsprechend der Zielabweichung in bezug auf die Radarsymmetrie achse veränderlichen Amplituden- und/oder Phasenver hältnis mindestens zweier Zwischenfrequenzsignale ab hängig sind, die beim Empfang der Echosignale von der Empfangsvorrichtung geliefert werden.
Gemäss dem Patentanspruch des Hauptpatentes zeichnet sich dieses Gerät dadurch aus, dass das er wähnte Fehlersignal von Niederfrequenzsignalen abge leitet wird, die durch kohärente Detektion der Zwi schenfrequenzsignale erhalten werden und die zu der infolge der Zielbewegung auftretenden Doppler-Ver- schiebung der Echosignale proportional sind.
Bei der im Hauptpatent beschriebenen Ausfüh rungsform werden die Echosignale mit Hilfe schmaler Torimpulse, die einer in jedem der für die erwähnte Detektion erforderlichen Detektoren vorhandenen Tor schaltung zugeführt werden, in bezug auf die Entfer nung ausgewählt.
Wie im Hauptpatent ausführlich erläutert, vermag ein solches Monopulsradargerät ein Ziel auch dann zu verfolgen, wenn die Zielechos durch Störzeichen ver deckt sind.
Die Erfindung bezweckt, ein solches Monopuls- Radargerät derart zu verbessern, dass die Aufschaltung dieses Radars auf ein Ziel, dessen Azimut und unge- fähre Entfernung z. B. durch ein Rundsuchradar be stimmt worden sind, auch beim Vorliegen starker Fest zeichen auf schnelle und wirksame Weise erfolgen kann, um es anschliessend winkel- und entfernungsmässig au tomatisch zu verfolgen.
Das Monopuls-Verfolgungsradargerät nach der vor liegenden Erfindung zeichnet sich hierzu dadurch aus, dass es wenigstens eine von einem frühen und einem späten breiten Entfernungstorimpulsen gesteuerte erste Vorrichtung enthält, deren Eingangskreis wenigstens eine Löschstufe mit Verzögerungsleitung besitzt, der wenigstens eines der kohärent demodulierten Ausgangs signale des Empfängers zugeführt wird, wobei diese Vorrichtung weiterhin dazu eingerichtet ist, bestimmte im Ausgangssignal der Löschstufe vorhandene Ziel signale grob in bezug auf die Entfernung auszuwählen und von diesen Zielsignalen ausgehend, einerseits ein Signal zu erzeugen,
das ein Mass für den entfernungs- mässigen Verfolgungsfehler darstellt und nach Zufüh rung an einen Torimpulsgenerator die breiten Entfer nungstorimpulse in Deckung mit den Zielsignalen hält, und andererseits unter Verwendung eines Impulsrege- nerators diese Zielsignale in Ausgangsimpulse konstan ter Form umzusetzen, die wenigstens während der Auf schalungsphase als schmale Verfolgungstorimpulse den in den erwähnten Detektoren vorhandenen Torschal tungen zugeführt werden.
Ausführungsbeispiele der Erfindung und ihre Vor teile werden an Hand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen: Fig. 1 ein Blockschma einer Ausführungsform des Monopuls-Radargerätes nach der Erfindung; Fig. 2 und 3 einige Diagramme zur Erläuterung; Fig. 4 ein Blockschema einer bevorzugten Ausfüh rungsform des Monopuls-Radargerätes nach der Erfin dung, und Fig.5 und 6 Blockschemas von möglichen Modi fikationen einer Vorrichtung, wie sie bei den Ausfüh rungsformen nach Fig. 1 und 4 angewendet wird.
Entsprechende Teile sind in den Figuren 1, 4, 5 und 6 mit gleichen Bezugszeichen angedeutet.
Das Blockschema nach Fig. 1 zeigt ein Monopuls- Radargerät vom Typ, der auf dem sogenannten Sum men-Differenz-Verfahren beruht und mit dem ein sich bewegendes Ziel, trotz des gleichzeitigen Empfangs von verhältnismässig starken Störzeichen, in zwei Winkel koordinaten und in Entfernung verfolgt werden kann. Dieses Blockschema entspricht weitgehend dem Block schema des Monopuls-Radargerätes nach Fig.1 des Hauptpatentes.
In Übereinstimmung damit enthält das in der vorliegenden Fig. 1 dargestellte Blockschema einen Sender 1, einen Synchronisierungsimpulsgenera- tor 2, einen Torimpulsgenerator 3 und einen Empfän ger 4. Über das mit 5 bezeichnete Antennensystem wird die im Sender erzeugte elektromagnetische Ener gie im Takt der vom Generator 2 gelieferten Synchro nisierungsimpulse ausgestrahlt.
Wie üblich bei einem gemäss dem Summen-Differenz-Verfahren arbeitenden Monopuls-Radargerät, wird die infolge eines Zielechos in den vier Abschnitten des Antennensystems empfan gene Energie mit Hilfe einer als Komparator be zeichneten Vergleichsvorrichtung 6 in einen Höhenwin keldifferenzsignal dE, ein Seitenwinkeldifferenzsignal dB und ein Summensignal s umgesetzt. Diese Signale /', B, dE und r werden über die Wellenleiter 7, 8 und 9 dem Empfänger 4 zugeführt, in dem sie in nicht dar gestellten, gesonderten Kanälen in Signale mit eine be stimmten Zwischenfrequenz transformiert und verstärkt werden.
Um die infolge von Änderungen der Zielent fernung oder der Zielrückstrahlfläche auftretenden Schwankungen zu beseitigen, werden die beiden Zwi- schenfrequenzdifferenzsignale QEmF und QBMF da bei gleichseitig gegenüber dem Zwischenfrequenzsum mensignal vMF normalisiert, so dass das Amplituden verhältnis jedes der Differenzsignale in bezug auf das Summensignal ein Mass für die Grösse der Zielablage von der Antennensymmetrieachse ist.
Die vorerwähn ten Zwischenfrequenzsignale QBMF, QEmp und EmF treten an den betreffenden Empfängerausgängen 10, 11 und 12 auf und enthalten eine Amplituden- und Phaseninformation, die für die Grösse und die Richtung der Zielablage von der Antennensymmetrie achse massgebend ist. Diese Zwischenfrequenzsignale können daher zum Erzeugen der Fehlersignale dienen, die zur Steuerung der Servomechanismen 13, 14 und 15 erforderlich sind, die es ermöglichen, das Ziel in. Seiten- und Höhenwinkel und in Entfernung zu verfol gen.
Um ein sich bewegendes Ziel auch dann verfol gen zu können, wenn gleichzeitig mit dem Zielecho ver- hältnismässig starke Störzeichen empfangen werden, werden die zur Verfolgung erforderlichen Fehlersignale von durch kohärente Detektion der Zwischenfrequenz signale erhaltenen Niederfrequenzsignale abgeleitet, die der infolge der Zielbewegung auftretenden Dopplerver- schiebung der Echosignale proportional sind.
Dazu ist das Monopuls-Radargerät mit mehreren Dopplersignaldetektoren versehen, in denen die Zwi schenfrequenz-Ausgangssignale des Empfängers 4 der vorerwähnten kohärenten Detektion ausgesetzt werden, wobei als Bezugssignal ein auf die Zwischenfrequenz transformiertes Ebenbild der Senderfrequenz benutzt wird. Die von der Zielbewegung hervorgerufenen und auf die Zwischenfrequenzsignale aufgedrückte Doppler- signale werden dabei Phasen- und amplitudengetreu er halten. Das genannte Bezugssignal wird mit Hilfe ei nes Kohärenz-Oszillators 16 erzeugt.
Bei der dargestell ten Ausführungsform bestehen die erwähnten Doppler- signaldetektoren je nacheinander aus einem phasen empfindlichen Detektor 17, 18 bzw. 19, dem das be treffende Zwischenfrequenzsignal und das Bezugssignal zugeführt werden, einen Hüllkurven-Demodulator 20, 21 bzw. 22 zur Dehnung der Ausgangsimpulse des phasenempfindlichen Detektors, und einem an den Aus gang dieses Hüllkurven-Demodulators angeschlossenen Dopplerfilter 23, 24 bzw. 25, dem das Niederfrequenz Ausgangssignal entnommen wird.
Es ergibt sich, wie es im Hauptpatent ausführlicher erläutert wurde, dass die se Niederfrequenz-Ausgangssignale immer, d. h. unab hängig davon, ob die empfangenen Echosignale frei von gleichzeitig eintreffenden Störzeichen sind oder nicht, die zum Erzeugen der gewünschten Winkelfehlersignale erforderliche Amplituden- und Phaseninformation ent halten. Zur Bestimmung dieser Winkelfehlersignale wer den die Ausgangssignale der Dopplerfilter 23, 24 und 25 über lineare Niederfrequenzverstärker 26, 27 und 28 Fehlerdetektoren zugeführt, die hier von den pha senempfindlichen Detektoren 29 und 30 gebildet wer den.
Die linearen Niederfrequenzverstärker 26, 27 und 28 sind mit einer automatischen Verstärkungsregelung 31 versehen, die an den Ausgang des Niederfrequenz- Linearverstärkers 28 angeschlossen ist. Das am Aus gang des Verstärkers 28 auftretende Signal wird dabei in den beiden phasenempfindlichen Detektoren 29 und 30 als Bezugssignal benutzt.
Die phasenempfindlichen Detektoren 29 und 30 verarbeiten die ihnen zugeführ ten Signale, und liefern als Ausgangssignal die ge wünschten Winkelfehlersignale, d. h. der phasenemp findliche Detektor 29 liefert das Seitenwinkelfehler signal, das über die Leitung 32 dem Seitenwinkel-Ser- vomechanisme 13 zugeführt wird, und der phasenemp findliche Detektor 30 liefert das Höhenwinkelfehler signal, das über die Leitung 33 dem Höhenwinkel-Ser- vomechanisme 14 zugeführt wird.
Jeder der genannten Dopplersignaldetektoren be steht nacheinander aus einem phasenempfindlichen De tektor eines Hüllkurven-Demodulators und einem Dopp- lerfilter. Bekanntlich liefert ein phasenempfindlicher Detektor ein Ausgangssignal, dessen Grösse und Pola rität vom Phasenunterschied zwischen dem Eingangs signal und dem Bezugssignal abhängig ist.
Vorausge setzt, dass das Bezugssignal frequenzbeständig ist, be deutet dies, dass die phasenempfindlichen Detektoren bei der vorliegenden Anwendung für jedes Echo von einem festen Ziel (Festziel ohne interne Bewegung) ei nen Ausgangsimpuls konstanter Amplitude liefern. In der Praxis ist aber das vom Kohärenz-Oszillator gelie ferte Bezugssignal nicht völlig frequenzbeständig (durch Zittererscheinungen des Systems) und auch das feste Ziel ist möglicherweise nicht völlig frei von internen Bewegungen.
Die dadurch hervorgerufenen Phasen schwankungen bewirken, dass die phasenempfindlichen Detektoren einerseits für Echos von einem festen Ziel mit internen Bewegung, Impulse mit durchschnittlich konstanter Amplitude liefern und diesen Impulsen je ein bipolarer Videoimpuls superponieri ist, wobei die Videoimpulse eine Amplitudenmodulation entsprechend einem Niederfrequenzsignal (co interne Zielbewegung -f- c)Systemzittern)
aufweisen und andererseits für Echos von einem sich bewegenden Ziel bipolare Videoimpulse liefern, die eine Amplitudenmodulation entsprechend einem Niederfrequenzsignal (a) Doppler + + to System zittern) aufweisen. Der Hüllkurven-Demodulator be stimmt die Umhüllende der Ausgangsimpulse des pha senempfindlichen Detektors. Das Frequenzspektrum die ses umhüllenden Signals enthält nicht nur die Doppler- frequenz, sondern auch Frequenzkomponenten, die den vom Systemzittern und den internen Zielbewegungen bewirkten Phasenänderungen proportional sind.
Mit Rücksicht auf die Änderungen der Dopplersignalfre- quenz, wie sie infolge einer Änderung der Radialge schwindigkeit des verfolgten Ziels auftreten können, ist die Bandbreite des mit dem Ausgang des Hüllkurven- Demodulators verbundenen Dopplerfilters verhältnis- mässig gross, sie beträgt z. B. die halbe Impulswieder holungsfrequenz (z. B. von 150 Hz bis 2 KHz). Dieses Filter lässt daher nicht nur die Dopplerfrequenz, son dern auch die infolge des Zittern des Systems auftre tenden Frequenzkomponenten und wenigstens einen Teil der Frequenzkomponenten durch, die infolge der internen Zielbewegungen auftreten.
Die durch die in ternen Zielbewegungen und das Systemzittern auftreten den und vom Filter durchgelassenen Frequenzkompo nenten sind für den Störpegel massgeblich. Die Höhe dieses Störpegels ist im ungünstigsten Fall der Anzahl Echos von Festzeichen, die für jeden ausgesendeten Impuls empfangen wird, direkt proportional. Um zu ver meiden, dass der Störpegel einen Wert erreicht, bei dem die Detektion des Dopplersignals nicht mehr mög lich ist, werden den Müllkurven-Demodulatoren je über die Leitung 34 schmale Entfernungstorimpulse zuge führt, die bewirken,
dass die Hüllkurven-Demodulato- ren nur auf die Signale des zu verfolgenden Ziels und die ungefähr gleichzeitig mit diesen Zielsignalen emp fangenen Festzeichen ansprechen. Eine solche mit schmalen Entfernungstorimpulsen ausgeführte Selektion in den Winkelverfolgungskanälen ist nur dann mög lich, wenn der Abstand zum betreffenden zu verfol genden Ziel bis auf einige Meter genau bekannt ist. Während der dem automatischen Verfolgen vorange henden Aufschaltungsphase aber ist dieser Abstand meistens viel weniger genau bekannt, so dass der Ra darbedienungsmann das Monopuls-Radargerät nur mit grosser Mühe und mit viel Zeitaufwand derart einstel len kann, dass die Aufschaltung auf das zu verfolgende Ziel erfolgt.
Das vorliegende besonders günstige und in jeder Hinsicht vorteilhafte Monopuls-Radargerät enthält nun wenigstens eine von breiten Entfernungstorimpulsen ge steuerte (erste) Vorrichtung 35, deren Eingangskreis 36 wenigstens eine Verzögerungsleitung mit Löschstufe 37 besitzt, der wenigstens eines der kohärent detektierten Ausgangssignale des Empfängers zugeführt wird, wobei die Vorrichtung dazu eingerichtet ist, bestimmte im Ausgangssignal der Löschstufe vorhandene Zielsignale grob in bezug auf die Entfernung auszuwählen und, von diesen Zielsignalen ausgehend, einerseits ein Signal zu erzeugen,
das ein Mass für den Entfernungs-Verfol- gungsfehler ist und nach Zuführung zum Torimpuls generator 3 die breiten Entfernungstorimpulse mit den Zielsignalen in Deckung hält, und andererseits unter Verwendung eines Impulsregenerators 38 diese Ziel signale in standardisierte Ausgangsimpulse, d. h. in Ausgangsimpulse von konstanter Form, umzusetzen, die wenigstens während der Aufschaltungsphase als schmale Entfemungstorimpulse den Torschaltungen in den Winkelverfolgungskanälen zugeführt werden.
Die dem Torimpulsgenerator 3 entnommenen brei ten Torimpulse bestehen je aus einem frühen und einem an diesen anschliessenden späten Torimpuls, die über die Leitungen 39 bzw. 40 der Vorrichtung 35 zuge führt werden. Diese Vorrichtung enthält zwei mit dem Ausgangs der Vorrichtung 37 verbundene Schwellen schaltungen 41 und 42, die von den erwähnten frühen bzw. späten breiten Torimpulsen aufgetastet werden und deren Ausgänge einerseits über eine Impulsdehnungs schaltung 43 mit einem Subtrahierer 44 und anderer seits über einen Addierer 45 mit dem von einem Sperr schwinger gebildeten Impulsregenerator 38 verbunden sind.
Der Ausgang des Subtrahierers 44 ist über die Lei tung 46 mit dem von einem Verstärker gebildeten Ent- fernungsservo 15 verbunden, dessen Ausgangssignal ei nen Zeitmodulator (nicht dargestellt) steuert, der einen Teil des Torimpulsgenerators bildet. Der Ausgang des Impulsregenerators 38 ist über die Leitung 34 an einen Eingang von jeder der Boxcarschaltungen 20, 21 und 22 angeschlossen.
Die aus einer Verzögerungsleitung und einer Lösch stufe bestehende Vorrichtung 37 kann entsprechend den bei der Festziellöschung (MTI) üblichen Typen aufge baut sein, so dass es hier genügt zu erwähnten, dass eine solche Vorrichtung wenigstens zwei Videokanäle besitzt. Der eine Kanal ist ein normaler Videokanal, im anderen Kanal erfahren die Videosignale eine Ver zögerung gleich einer Impulswiederholungsperiode. Die Ausgangssignale der beiden Kanäle werden voneinander subtrahiert. Die Wirkungsweise dieser Vorrichtung ent spricht der eines Filters, das die Gleichstromkomponen te von festen Zielen unterdrückt, und die Wechselstrom komponente von sich bewegenden Zielen durchlässt.
Eine optimale Filterwirkung entsteht, wenn der Si gnal-Rauschpegel des Eingangssignals der Vorrichtung gleich dem Löschverhältnis ist. In diesem Falle sind der Rauschrest und der Löschrest einander gleich. Voraus gesetzt, dass die Vorrichtung eine konstante Verstär kung aufweist (gegebenenfalls eingebaute automatische Verstärkungsregelung), kann die gewünschte optimale Filterwirkung in einfacher Weise dadurch erhalten wer den, dass die im Empfänger 4 vorhandene Zwischen- frequenzverstärkungsregelung derart beeinflusst wird, dass der Rauschpegel am Ausgang der Vorrichtung gleich dem halben Sättigungswert ist.
Jedes Echo eines Festziels ist dann auf einen solchen Wert höchstens reduziert, der dem halben Sättigungswert gleich ist und von jedem Echo eines sich bewegenden Ziels über schritten wird. Beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 wird die im Empfänger vorhandene Zwischenfrequenz- verstärkungsregelung dazu einer Regelspannung gesteu ert, die einem an den Ausgang der Vorrichtung 37 an geschlossenen Rauschdetektor 47 entnommen wird.
Bei der Ausführungsform nach Fig. 1 besteht das Eingangssignal der Vorrichtung 37 aus dem nach ko härenter Detektion des Zwischenfrequenzsummensignals YI,11, am Ausgang des phasenempfindlichen Detektors 19 auftretenden bipolaren Videosignal. Dieses Video signal weist in aufeinanderfolgenden Empfangszeiten nur für die sich bewegenden Ziele eine deutliche Ampli- tudenänderung auf. Fig.2a zeigt zur Illustration die Superposition mehrerer Videosignale (Amplitude als Zeitfunktion), die in aufeinanderfolgenden Empfangs zeiten empfangen werden.
In dieser Figur ist die Lage eines sich bewegenden Ziels mit einem Pfeil angedeutet. Die übrigen von Impuls zu Impuls auftretenden Ampli tudenänderungen sind weniger stark und, wie im Vor gehenden erklärt wurde, auf die Zittererscheinungen des Systems und die etwaige interne Bewegung fester Ziele zurückzuführen. Infolge der Tatsache, dass die Vorrichtung 37 die Gleichstromkomponente der festen Ziele unterdrückt und die Wechselstromkomponente der sich bewegenden Ziele durchlässt, ist das Aus gangssignal dieser Vorrichtung und auch sein Eingangs- signal ein bipolares Videosignal.
Dieses bipolare Video signal wird durch Gleichrichtung in ein unipolares Vi deosignal umgesetzt, wie in Fig. 2b veranschaulicht ist.
Die Einfangung kann bekanntlich in zwei Phasen unterteilt werden, d. h. eine erste Phase, in der der Radarbedienungsmann bewirkt, dass das Antennen system 5 in Azimut auf das zu verfolgende Ziel ein gesteuert und der Torimpulsgenerator derartig einge stellt wird, dass das zu verfolgende Ziel in der nach folgenden zweiten Phase, in der eine Höhenabtastung durchgeführt wird, in Entfernung selektiert wird. Die dazu notwendigen vom Bedienungsmann zu verwen denden Mittel sind in Fig. 1 einfachheitshalber wegge lassen.
Vorausgesetzt, dass das in Fig. 2b dargestellte uni polare Videosignal das während der Höhenabtastung am Ausgang der Vorrichtung 37 auftretende Signal ist, und ferner angenommen, dass der Torimpulsgenerator derartig eingestellt ist, dass die von ihm gelieferten breiten Torimpulse in einem Zeitintervall nach Fig. 2c auftreten, kann die Wirkungsweise der Vorrichtung 35 wie folgt erläutert werden: In dieser Vorrichtung wird das erwähnte unipolare Videosignal den beiden Schwel lenschaltungen 41 und 42 zugeführt.
Mit Ausnahme des Zeitintervalls, in dem die diesen Schwellenschaltungen zugeführten frühen bzw. späten breiten Torimpulse auf treten, ist der Pegel der Schwellenschaltungen so hoch, dass die zugeführten Signale nicht durchgelassen wer den. Während des Intervalls, in dem die frühen bzw. späten Torimpulse auftreten, wird der Schwellenpegel derartig herabgesetzt, dass der Störzeichenrest aus der Löschstufe unterdrückt wird, jedoch die den Schwellen pegel überschreitenden Zielsignale durchgelassen wer den.
Die beiden Schwellenschaltungen 41 und 42 bilden samt dem Impulsdehner 43 und dem Subtrahierer 44 einen Zeitdiskriminator, dessen Ausgangssignal ein Mass für den Entfernungsfolgfehler ist. Dieses Signal wird über die Leitung 46 dem Verstärker 15 zugeführt, der dann eine Regelspannung abgibt, die über die Lei- Lung 48 dem Torimpulsgenerator 3 zugeführt wird. Die se Regelspannung bewirkt, dass die Zeitlage der brei ten Entfernungstorimpulse so nachgesteuert wird, dass beide Torimpulse mit den Zielsignalen in Deckung ge bracht und gehalten werden.
Der an dem Ausgang der beiden Schwellenschal tungen 41 und 42 angeschlossene Addierer 45 führt die Zielsignale, insoweit sie die erwähnte niedrige Schwelle überschreiten, dem Impulsregenerator 38 zu, der jeweils bei Empfang eines solchen Zielsignals einen standardi sierten Ausgangsimpuls liefert, wie er in Fig. 2d ver anschaulicht ist.
Die breiten Torimpulse wählen einen Abstandsbe reich aus, der sich z. B. von 1 km vor bis 1 km nach dem angenommenen Zielabstand erstreckt. Es wird ein leuchten, dass die Verwendung solcher breiten Ent- fernungstorimpulse es dem Radarbedienungsmann er leichtert, mit dem Monopuls-Radar das zu verfolgende Ziel entfernungsmässig zu erfassen. Die Massnahmen nach der Erfindung ermöglichen die Anwendung sol cher breiten Entfernungstorimpulse, da sie, sobald das Monopulsradar grob in Entfernung auf das zu verfol gende Ziel eingelaufen ist, selbsttätig die zur Entfer nungswahl in den Winkelverfolgungskanälen erforderli chen schmalen Torimpulse erzeugen.
Das Monopuls-Radargerät nach Fig. 1 kann ein be stimmtes Ziel einfangen und dieses anschliessend in Winkel und Entfernung verfolgen. Da bei dieser Aus führungsform auch während der Verfolgung zunächst breite Torimpulse benutzt werden, ist die Folgefähig keit auch bei Vorliegen sehr starker Störzeichen nicht optimal. Dieser Nachteil ist bei der im nachfolgenden zu beschreibenden, in Fig. 4 dargestellten bevorzugten Ausführungsform behoben.
Diese bevorzugte Ausführungsform entspricht weit gehend der nach Fig. 1, unterscheidet sich aber darin, dass der Torimpulsgenerator 3 des Radargerätes der art ausgebildet ist, dass er nicht nur breite, sondern gleichzeitig auch schmale Entfernungstorimpulse liefert, deren Zeitlagen in einem festen Verhältnis zu den Zeit lagen der breiten Torimpulse stehen, und dass das Ra dargerät weiterhin folgende Elemente enthält:
eine zweite Vorrichtung 49, der das kohärent detek- tierte Ausgangssignal des Empfängers 4 unmittelbar zugeführt wird und die bei Empfang der dem Torim pulsgenerator entnommenen schmalen Entfernungstor impulse das zum automatischen Verfolgen in Entfer nung erforderliche Fehlersignal liefert;
Schaltmittel (Relaisschaltung 50 und die zugehöri- gen Kontakte), die in der ersten Schaltlage die standardi sierten Ausgangsimpulse der ersten Vorrichtung 35 als schmale Torimpulse der Torschaltung in jedem der Winkelverfolgungskanäle zuführen und in der zweiten Schaltlage die vom Torimpulsgenerator 3 gelieferten schmalen Entfernungstorimpulse der erwähnten zwei ten Vorrichtung 49 und der Torschaltung in jedem der Winkelverfolgungskanäle zuführen und ausserdem die erste Vorrichtung 35 ausser Betrieb setzen;
einem Millerintegrator 51, die von den erwähnten dem Torimpulsgenerator entnommenen schmalen Ent fernungstorimpulsen gesteuert wird und über welche die standardisierte Ausgangsimpulse der ersten Vorrichtung 35 dem Millerintegrator zugeführt werden, wobei das Integratorausgangssignal beim Erreichen eines bestimm ten Wertes bewirkt, dass die erwähnten Schaltmittel von der ersten in die zweite Schaltlage umgeschaltet werden.
Hinsichtlich der vom Torimpulsgenerator 3 geliefer ten schmalen Torimpulse kann zwischen einer ersten und einer zweiten Art von schmalen Torimpulsen unter schieden werden. Die schmalen Torimpulse der ersten Art bestehen aus einfachen Impulsen, deren Dauer gleich der der standardisierten Ausgangsimpulse ist, die vom Impulsregenerator 38 geliefert werden.
Die schmalen Torimpulse der zweiten Art bestehen je aus einem frü hen und einem späten schmalen Torimpuls. Die zeit liche Lage der vom Torimpulsgenerator gelieferten Tor impulse ist in Fig.3 dargestellt, wobei Fig.3b einen frühen und einen späten breiten Torimpuls, Fig. 3c ei nen einfachen schmalen Torimpuls, und Fig. 3e einen frühen und einen späten schmalen Torimpuls zeigen.
Die erwähnten Schaltmittel bestehen aus einer Re laisschaltung 50 und den von dieser Relaisschaltung betätigten Kontakte 53 bis 60.
Die in der Figur dargestellte Lage dieser Kontakte entspricht der erwähnten zweiten Schaltlage, die nor malerweise auftritt, wenn sich die Relaisschaltung 50 im Ruhezustand befindet. In diesem Falle ist die erste Vorrichtung 35 unwirksam, da der Eingangskreis 36 dann von den Arbeitskontakten 59 und 60 unterbro chen ist. Die Steuerung des Hüllkurven-Demodulators 20 und 21 erfolgt dann durch die schmalen Torimpulse der ersten Art, die über die Leitung 61 und die Ruhe kontakte 53 diesem Hüllkurven-Demodulatoren zuge führt werden. Ausserdem werden in diesem Falle die frühen und späten schmalen Torimpulse zur Steuerung der Boxcarschaltungen 22 und 22' benutzt.
Die frühen schmalen Torimpulse werden dabei nämlich über die Leitung 62 und die Ruhekontakte 57 des Hüllkurven- Demodulators 22 zugeführt, während die späten schma len Torimpulse über die Leitung 63 und die Ruhe kontakte 55 der Boxcarschaltung 22' zugehen.
Die Hüllkurven-Demodulatoren 22 und 22' bilden einen Teil der zweiten Vorrichtung 49, die weiterhin aus ei ner Summen-Differenzschaltung 64 und zwei Doppler- filtern 25 und 25', über welche die Boxcarschaltungen 22 und 22' an die erwähnte Summen-Differenzschal tung angeschlossen sind, sowie einem phasenempfindli chen Detektor 65 und zwei Niederfrequenzverstärkern 28 und 28' aufgebaut ist, über die einerseits der Dif ferenzausgang und andererseits der Summenausgang der Summen-Differenzschaltung mit dem phasenemp findlichen Detektor 65 verbunden sind.
Wenn sich die Relaisschaltung 50 in der Betriebs lage befindet, befinden sich die Kontakte 53 bis 60 in der nicht dargestellten Lage, die der erwähnten ersten Schaltlage entspricht. In diesem Fall ist die Vorrich tung 35 wirksam, da die Arbeitskontakte 59 und 60 dann geschlossen sind und der Eingangskreis 36 daher nicht mehr unterbrochen ist. Von den durch den Tor impulsgenerator gelieferten breiten und schmalen Tor impulsen werden dann ausschliesslich die frühen und späten breiten Torimpulse benutzt. Diese werden näm lich über die Leitungen 39 und 40 den beiden Schwel lenschaltungen 41 und 42 der Vorrichtung 35 zuge führt.
Die Steuerung der Hüllkurven-Demodulatoren 20 und 21 erfolgt in diesem Falle durch die standardisier ten Ausgangsimpulse, die vom Impulsregenerator 38 geliefert und über die Leitung 34 und die dann ge schlossenen Arbeitskontakte 54 den Boxcarschaltungen 20 und 21 zugeführt werden. Die standardisierten Aus gangsimpulse des Impulsregenerators 38 werden aus- serdem über die Arbeitskontakte 58 des Hüllkurven- Demodulators 22 zugeführt. Da dem Hüllkurven-De- modulator 22' in diesem Falle keine Torimpulse zuge führt werden, kann sie auf das Ausgangssignal des phasenempfindlichen Detektors 19 nicht ansprechen.
Ausserdem ist die Verbindung zwischen dem Nieder frequenzverstärker 28' und dem phasenempfindlichen Detektor 65 durch die dann offenen Kontakte 56 un terbrochen.
Die Wirkungsweise des hier beschriebenen Mono puls-Radargerätes ist wie folgt: Zur Einleitung des Aufschaltungsvorgangs wird über die Leitung 66 ein Startsignal an die Relaisschaltung 50 gegeben, die dadurch anspricht, so dass die Kon- takte 53 bis 60 die nichtdargestellte Lage annehmen. Die Wirkungsweise des Impulsradargerätes ist dann die gleiche wie die der an Hand der Fig. 1 beschriebenen Ausführung. Auf ganz ähnliche Weise liefert die Vor richtung 35, falls während der Höhenabtastung Echo signale empfangen werden, einerseits über die Leitung 46 ein Signal, das ein Mass für den Entfernungsfehler ist, und andererseits über die Leitung 34 standardisierte Ausgangsimpulse.
Diese Impulse werden als schmale Torimpulse den Hüllkurven-Demodulatoren 20, 21 und 22 zugeführt, so dass diese kurzzeitig auf die Ausgangs signale der phasenempfindlichen Detektoren 17, 18 und 19 reagieren werden. Die phasenempfindlichen Detek toren 29 und 30 liefern dann die zur Antennensteuerung erforderlichen Winkelfehlersignale. Das den phasen empfindlichen Detektoren 29 und 30 zugeführte Be zugssignal wird dabei dem Ausgang des Niederfrequenz verstärkers 28 entnommen.
Dieses Bezugssignal wird auch dem phasenempfindlichen Detektor 65 zugeführt, der aber keine Ausgangsspannung liefert, da dem Hüll- kurven-Demodulator 22' kein Torimpuls zugeführt wird und ausserdem die Verbindung zwischen dem Nieder frequenzverstärker 28' und dem phasenempfindlichen Detektor 65 durch die dann offenen Ruhekontakte 56 unterbrochen ist. Die Winkelfehlersignale werden in den Verstärkern 67 und 68 verstärkt und dem Seiten- winkelservo 13 und dem Höhenwinkelservo 14 zuge führt. Das Entfernungsfehlersignal wird nach erfolgter Verstärkung im Verstärker 15 über die Leitung 48 dem Torimpulsgenerator 3 zugeführt.
Dadurch wird die Zeit lage der breiten Entfernungstorimpulse derartig nach geregelt, dass die gemeinschaftliche Flanke dieser frü hen und späten breiten Torimpulse, wie in Fig. 3b dar gestellt, mit der Mitte der den phasenempfindlichen Detektoren 17, 18 und 19 entnommenen Videosignale nach Fig. 3a zusammenfällt.
Die zeitliche Lage der vom Torimpulsgenerator 3 gelieferten schmalen Torimpulse der ersten Art entspricht dann, wie in Fig. 3c darge stellt, der Zeitlage der in Fig. 3d dargestellten standar disierten Ausgangsimpulse des Impulsregenerators 38, während die Zeitlage der vom Torimpulsgenerator 3 gelieferten frühen und späten schmalen Torimpulse nach Fig. 3e derart ist, dass die gemeinschaftliche Flan ke dieser frühen und späten schmalen Torimpulse mit dem Höchstwert des Eingangsvideos der Hüllkurven- Demodulatoren zusammenfällt.
Da die vom Torimpuls generator 3 gelieferten schmalen Torimpulse (Fig.3c) und die standardisierten Ausgangsimpulse (Fig.3d) dann gleichzeitig an der Torschaltung 52 auftreten, wer den die standardisierten Ausgangsimpulse durchgelas sen und über einen Impulsdehner 69 dem Millerinte- grator 51 zugeführt.
Der Impulsdehner 69 ist dabei derart ausgebildet, dass sie bei Empfang der standardisierten Ausgangs impulse einen in positiver Richtung gehenden Ausgangs strom an den Millerintegrator liefert, der somit eine in negativer Richtung zunehmende Ausgangsspannung lie fert. Diese Ausgangsspannung wird über die Leitung 70 der Relaisschaltung 50 zugeführt, die in den Ruhe zustand gebracht wird, sobald diese negativ zunehmen de Spannung einen bestimmten Wert unterschreitet.
Die Kontakte 53 bis 60 nehmen dann die in der Figur dargestellte Lage ein, wobei: der Eingangskreis der Vorrichtung 35 durch die Arbeitskontakte 59 und 60 unterbrochen ist; die Steuerung der Hüllkurven-Demodulatoren 20 und 21 durch die schmalen Torimpulse (Fig. 3d) über nommen ist; die Steuerung der Hüllkurven-Demodulatoren 22 und 22' durch die frühen und späten schmalen Tor impulse übernommen ist, und die Verbindung zwischen dem Niederfrequenzverstärker 28 und dem phasen empfindlichen Detektor 65 durch das Schliessen der Ruhekontakte 56 hergestellt ist.
Das Entfernungsfehlersignal wird dann von der Vorrichtung 49 geliefert. Die Hüllkurven-Demodulato- ren 22 und 22' sprechen auf das vom phasenempfind lichen Detektor 19 gelieferte und in Fig. 3a dargestellte Videosignal im Zeitpunkt des Auftretens der diesen Boxcarschaltungen zugeführten Torimpulse an. Bei richtiger Einstellung der Zeitlage dieser frühen und spä ten schmalen Torimpulse sind die Ausgangssignale die ser Boxcarschaltungen in der Amplitude einander gleich. Das von der Summen-Differenzschaltung 64 gelieferte Summensignal wird dann nach Verstärkung im Ver stärker 28 als Bezugssignal den phasenempfindlichen Detektoren 29, 30 und 65 zugeführt.
Das von der Summen-Differenzschaltung 64 gelieferte Differenz signal ist bei richtiger Einstellung der Zeitlage der frü hen und späten schmalen Torimpulse gleich Null. Der phasenempfindliche Detektor 65 bekommt dann kein Eingangssignal zugeführt und liefert daher auch kein Fehlersignal, was auf Grund der Annahme, dass die Zeitlage der frühen und späten schmalen Torimpulse richtig eingestellt ist, stimmt.
Bei einer Änderung des Abstandes zum Ziel und daher unrichtiger Zeitlage- Einstellung der frühen und späten schmalen Torimpulse sind die Amplituden der von den Hüllkurven-Demo- dulatoren 22 und 22' gelieferten Ausgangssignale von einander verschieden und liefert der phasenempfindli che Detektor 65 daher ein Ausgangssignal, dessen Am plitude ein Mass für die Grösse des Entfernungsfehlers darstellt und wobei die Richtung der Abweichung im phasenempfindlichen Detektor 65 in Abhängigkeit vom Vorzeichen des von der Summen-Differenzschaltung 64 gelieferten Differenzsignals bedingt wird.
Die phasen empfindlichen Detektoren 29 und 30 liefern auf die normale Weise die Winkelfehlersignale, da es für den Hüllkurven-Demodulator 20 und 21 ganz gleichgültig ist, dass die Steuerung von den vom Torimpulsgenera tor 3 gelieferten schmalen Torimpulsen übernommen worden ist.
Bei den vorgehend beschriebenen Ausführungsfor- men wird als Eingangssignal der Vorrichtung 35 das Summensignal benutzt, da dieses Signal bei einem auf dem Summen- und Differenzverfahren basierten Mo nopuls-Radargerät ohne weiteres vorhanden ist. Wird die Erfindung aber bei einem auf Amplituden- und/ oder Phasenvergleich basierten Monopuls-Radargerät verwendet, so lässt sich grundsätzlich eines der zu ver gleichenden Eingangssignale, z. B. das stärkere Signal, als Eingangssignal für die Vorrichtung 37 verwenden.
Die Vorrichtung 35 ist keineswegs auf die Ausfüh rungsformen nach Fig. 1 und 4 beschränkt. Fig. 5 zeigt eine mögliche Modifikation, bei der statt zwei von ei nem frühen bzw. einem späten breiten Torimpuls auf getasteten Schwellenschaltungen 41 und 42 nur eine Schwellenschaltung 71 verwendet wird, die überdies nicht aufgetastet wird. Die notwendige grobe Entfer nungsselektion erfolgt dabei mittels einer Torschaltung 72, die von breiten Entfernungstorimpulsen des Tor- impulsgenerators 3 gesteuert und über die das Aus gangsvideo der Vorrichtung 37 der Schwellenschaltung 71 zugeführt wird.
Der Ausgang der Schwellenschal tung 71 ist dabei weiter einerseits mit dem Impuls regenerator 38 und andererseits mit einem Zeitdiskri- minator 73, der von den frühen bzw. späten breiten Torimpulsen gesteuert wird, verbunden.
Fig. 6 zeigt eine weitere mögliche Modifikation, bei der das Ausgangsvideo der festen Schwellenvorrichtung 71 einerseits über eine einzige von breiten Torimpulsen gesteuerte Torschaltung 72 dem Impulsregenerator 38 und andererseits unmittelbar einem von den frühen und späten breiten Entfernungstorimpulsen gesteuerten Zeitdiskriminator 73 zugeführt wird.
Monopulse tracking radar device The main patent relates to a monopulse radar device for automatic angle tracking of a moving target, with a transmitter for sending pulses of high-frequency electromagnetic energy, a receiver for the separate reception of echo signals, which correspond to at least two to the radar axis of symmetry, i.e. . H.
Antenna radiation bundles that are symmetrical to the tracking beam are obtained and per angular coordinate of a tracking circuit that is controlled by an error signal, the size and sign of which is dependent on the amplitude and / or phase ratio of at least two intermediate frequency signals, which varies according to the target deviation in relation to the radar symmetry axis which are supplied by the receiving device when the echo signals are received.
According to the claim of the main patent, this device is characterized in that the error signal mentioned is derived from low-frequency signals that are obtained by coherent detection of the inter mediate frequency signals and that are proportional to the Doppler shift of the echo signals resulting from the target movement.
In the embodiment described in the main patent, the echo signals are selected with respect to the distance with the aid of narrow gate pulses which are supplied to a gate circuit provided in each of the detectors required for the aforementioned detection.
As explained in detail in the main patent, such a monopulse radar device can also track a target when the target echoes are covered by clutter.
The aim of the invention is to improve such a monopulse radar device in such a way that the connection of this radar to a target whose azimuth and approximate distance z. B. have been determined by a Rundsuchradar be, even when there are strong fixed characters can be done in a quick and effective manner, in order to then track it automatically in terms of angle and distance.
The monopulse tracking radar device according to the present invention is characterized in that it contains at least one controlled by an early and a late wide range gate pulses first device, the input circuit of which has at least one extinguishing stage with delay line, the at least one of the coherently demodulated output signals of the Receiver is supplied, this device is also set up to roughly select certain target signals present in the output signal of the extinguishing stage in relation to the distance and, on the one hand, to generate a signal based on these target signals,
which represents a measure of the distance tracking error and, after being fed to a gate pulse generator, keeps the wide distance gate pulses in line with the target signals and, on the other hand, using a pulse generator to convert these target signals into output pulses of constant form, which at least during the opening formwork phase as narrow pursuit gate impulses are fed to the gates in the mentioned detectors.
Embodiments of the invention and their parts before are explained in more detail with reference to the drawings. 1 shows a block diagram of an embodiment of the monopulse radar device according to the invention; FIGS. 2 and 3 show some diagrams for explanation; Fig. 4 is a block diagram of a preferred Ausfüh approximate form of the monopulse radar device according to the inven tion, and Fig.5 and 6 block diagrams of possible Modi fications of a device as it is applied in the Ausfüh approximate forms according to FIGS.
Corresponding parts are indicated in FIGS. 1, 4, 5 and 6 with the same reference symbols.
The block diagram of Fig. 1 shows a monopulse radar of the type, which is based on the so-called sum men-difference method and with which a moving target, despite the simultaneous reception of relatively strong interference, in two angular coordinates and tracked at a distance can be. This block diagram largely corresponds to the block diagram of the monopulse radar device according to Figure 1 of the main patent.
In accordance with this, the block diagram shown in the present FIG. 1 contains a transmitter 1, a synchronization pulse generator 2, a gate pulse generator 3 and a receiver 4. Via the antenna system denoted by 5, the electromagnetic energy generated in the transmitter is in time with the from Generator 2 supplied synchronization impulses broadcast.
As usual with a monopulse radar device operating according to the sum-difference method, the energy received as a result of a target echo in the four sections of the antenna system is converted into a height difference signal dE, a lateral angle difference signal dB and a with the aid of a comparison device 6 designated as a comparator Sum signal s implemented. These signals / ', B, dE and r are fed to the receiver 4 via the waveguides 7, 8 and 9, in which they are transformed and amplified into signals with a certain intermediate frequency in separate channels not provided.
In order to eliminate the fluctuations that occur as a result of changes in the target distance or the target reflecting surface, the two intermediate frequency difference signals QEmF and QBMF are normalized at the same time with respect to the intermediate frequency sum signal vMF, so that the amplitude ratio of each of the difference signals in relation to the sum signal is a measure for the size of the target deposit from the antenna symmetry axis.
The aforementioned intermediate frequency signals QBMF, QEmp and EmF occur at the relevant receiver outputs 10, 11 and 12 and contain amplitude and phase information which is decisive for the size and direction of the target offset from the antenna symmetry axis. These intermediate frequency signals can therefore be used to generate the error signals necessary to control the servo mechanisms 13, 14 and 15 which enable the target to be tracked in lateral and elevation angles and in distance.
In order to be able to track a moving target even if comparatively strong interference signals are received at the same time as the target echo, the error signals required for tracking are derived from low-frequency signals obtained by coherent detection of the intermediate frequency signals, which reflect the Doppler distortion that occurs as a result of the target movement. shift of the echo signals are proportional.
For this purpose, the monopulse radar is provided with several Doppler signal detectors, in which the inter mediate frequency output signals of the receiver 4 are exposed to the aforementioned coherent detection, a reference signal transformed to the intermediate frequency image of the transmitter frequency is used. The Doppler signals caused by the target movement and imposed on the intermediate frequency signals are true to phase and amplitude. Said reference signal is generated with the aid of a coherence oscillator 16.
In the dargestell th embodiment, the above-mentioned Doppler signal detectors consist of a phase-sensitive detector 17, 18 or 19, to which the relevant intermediate frequency signal and the reference signal are supplied, an envelope demodulator 20, 21 and 22 to stretch the output pulses of the phase-sensitive detector, and a Doppler filter 23, 24 and 25 connected to the output of this envelope demodulator, from which the low-frequency output signal is taken.
It follows, as explained in more detail in the main patent, that these low frequency output signals always, i. H. Regardless of whether the received echo signals are free of simultaneously arriving interference characters or not, contain the amplitude and phase information required to generate the desired angle error signals. To determine these angle error signals who the output signals of the Doppler filters 23, 24 and 25 supplied via linear low frequency amplifiers 26, 27 and 28 error detectors, which are formed here by the phase sensitive detectors 29 and 30 who the.
The linear low-frequency amplifiers 26, 27 and 28 are provided with an automatic gain control 31 which is connected to the output of the low-frequency linear amplifier 28. The signal occurring at the output of the amplifier 28 is used in the two phase-sensitive detectors 29 and 30 as a reference signal.
The phase-sensitive detectors 29 and 30 process the signals supplied to them, and deliver the desired angle error signals as an output signal, d. H. the phase-sensitive detector 29 supplies the azimuth error signal, which is fed to the azimuth servomechanism 13 via line 32, and the phase-sensitive detector 30 supplies the elevation error signal which is fed to the elevation servomechanism 14 over line 33 .
Each of the above-mentioned Doppler signal detectors are successively composed of a phase-sensitive detector of an envelope demodulator and a Doppler filter. As is known, a phase-sensitive detector provides an output signal whose size and polarity depends on the phase difference between the input signal and the reference signal.
Assuming that the reference signal is frequency-stable, this means that the phase-sensitive detectors in the present application provide an output pulse of constant amplitude for each echo from a fixed target (fixed target without internal movement). In practice, however, the reference signal supplied by the coherence oscillator is not completely frequency-stable (due to tremors in the system) and the fixed target may not be completely free of internal movements.
The resulting phase fluctuations cause the phase-sensitive detectors on the one hand to deliver pulses with an average constant amplitude for echoes from a fixed target with internal movement, and a bipolar video pulse is superposed on each of these pulses, with the video pulses having an amplitude modulation corresponding to a low-frequency signal (co-internal target movement -f- c) system tremors)
and on the other hand deliver bipolar video pulses for echoes from a moving target, which have an amplitude modulation corresponding to a low frequency signal (a) Doppler + + to system tremble). The envelope demodulator determines the envelope of the output pulses of the phase sensitive detector. The frequency spectrum of this enveloping signal contains not only the Doppler frequency, but also frequency components that are proportional to the phase changes caused by the system tremors and the internal target movements.
With regard to the changes in the Doppler signal frequency, as they can occur as a result of a change in the Radialge speed of the pursued target, the bandwidth of the Doppler filter connected to the output of the envelope demodulator is relatively large. B. half the pulse repetition frequency (z. B. from 150 Hz to 2 KHz). This filter therefore lets through not only the Doppler frequency, but also the frequency components occurring due to the tremor of the system and at least some of the frequency components occurring due to the internal target movements.
The frequency components that occur due to the internal target movements and the system tremors and allowed through by the filter are decisive for the interference level. In the worst case, the level of this interference level is directly proportional to the number of echoes from fixed characters that are received for each transmitted pulse. In order to avoid that the interference level reaches a value at which the detection of the Doppler signal is no longer possible, the garbage curve demodulators are each supplied via line 34 with narrow range gate pulses that cause
that the envelope curve demodulators only respond to the signals of the target to be tracked and the fixed characters received approximately simultaneously with these target signals. Such a selection carried out with narrow range gate pulses in the angle tracking channels is only possible, please include if the distance to the relevant target to be traced is known to within a few meters. During the intrusion phase preceding the automatic tracking, however, this distance is usually much less known, so that the radar operator can only set the monopulse radar device with great effort and a great deal of time so that the intrusion takes place on the target to be tracked.
The present particularly cheap and in every respect advantageous monopulse radar device now contains at least one (first) device 35 controlled by wide range gate pulses, the input circuit 36 of which has at least one delay line with cancellation stage 37 to which at least one of the coherently detected output signals of the receiver is fed, wherein the device is set up to roughly select certain target signals present in the output signal of the quenching stage in relation to the distance and, on the one hand, to generate a signal based on these target signals,
which is a measure of the distance tracking error and, after being fed to the gate pulse generator 3, keeps the wide distance gate pulses congruent with the target signals, and on the other hand, using a pulse regenerator 38 converts these target signals into standardized output pulses, d. H. into output pulses of constant form, which are fed to the gate circuits in the angle tracking channels as narrow distance gate pulses at least during the activation phase.
The wide th gate pulses taken from the gate pulse generator 3 each consist of an early gate pulse and a subsequent late gate pulse, which are supplied to the device 35 via the lines 39 and 40, respectively. This device contains two threshold circuits 41 and 42 connected to the output of the device 37, which are gated by the mentioned early and late wide gate pulses and the outputs of which on the one hand via a pulse stretching circuit 43 with a subtracter 44 and on the other hand via an adder 45 the pulse regenerator 38 formed by a locking oscillator are connected.
The output of the subtracter 44 is connected via the line 46 to the distance servo 15 formed by an amplifier, the output signal of which controls a time modulator (not shown) which forms part of the gate pulse generator. The output of the pulse regenerator 38 is connected via line 34 to an input of each of the boxcar circuits 20, 21 and 22.
The device 37, which consists of a delay line and an erasure stage, can be constructed in accordance with the types customary for fixed target erasure (MTI), so that it suffices to mention here that such a device has at least two video channels. One channel is a normal video channel, while in the other channel the video signals experience a delay equal to a pulse repetition period. The output signals of the two channels are subtracted from one another. The mode of operation of this device corresponds to that of a filter which suppresses the direct current components of fixed targets and allows the alternating current components of moving targets to pass through.
An optimal filter effect is obtained when the signal noise level of the input signal of the device is equal to the extinction ratio. In this case, the noise residue and the erase residue are equal to each other. Assuming that the device has a constant gain (if necessary, built-in automatic gain control), the desired optimal filter effect can be obtained in a simple manner by influencing the intermediate frequency gain control in the receiver 4 in such a way that the noise level at the output of the Device is equal to half the saturation value.
Each echo from a fixed target is then reduced at most to such a value which is equal to half the saturation value and which is exceeded by each echo from a moving target. In the embodiment according to FIG. 1, the intermediate frequency gain control present in the receiver is controlled by a control voltage that is taken from a noise detector 47 connected to the output of the device 37.
In the embodiment according to FIG. 1, the input signal of the device 37 consists of the bipolar video signal appearing at the output of the phase-sensitive detector 19 after ko herent detection of the intermediate frequency sum signal YI, 11. In successive reception times, this video signal shows a clear change in amplitude only for the moving targets. Fig. 2a shows for illustration the superposition of several video signals (amplitude as a function of time) that are received in successive reception times.
In this figure, the position of a moving target is indicated with an arrow. The remaining amplitude changes occurring from pulse to pulse are less pronounced and, as explained above, are due to the tremors of the system and any internal movement of fixed targets. Due to the fact that the device 37 suppresses the direct current component of the fixed targets and allows the alternating current component of the moving targets to pass through, the output signal of this device and its input signal is also a bipolar video signal.
This bipolar video signal is converted into a unipolar video signal by rectification, as illustrated in FIG. 2b.
As is known, capture can be divided into two phases, i.e. H. a first phase in which the radar operator causes the antenna system 5 to be steered in azimuth on the target to be tracked and the gate pulse generator is set in such a way that the target to be tracked is carried out in the following second phase, in which a height scan is carried out , is selected at a distance. The resources necessary to be used by the operator are omitted in Fig. 1 for the sake of simplicity.
Provided that the unipolar video signal shown in Fig. 2b is the signal occurring during the height scanning at the output of the device 37, and also assumed that the gate pulse generator is set in such a way that the wide gate pulses it delivers in a time interval according to Fig. 2c occur, the operation of the device 35 can be explained as follows: In this device, the aforementioned unipolar video signal is fed to the two threshold circuits 41 and 42.
With the exception of the time interval in which the early or late broad gate pulses supplied to these threshold circuits occur, the level of the threshold circuits is so high that the supplied signals are not allowed to pass. During the interval in which the early or late gate pulses occur, the threshold level is reduced in such a way that the residual signal from the cancellation stage is suppressed, but the target signals exceeding the threshold level are allowed through.
The two threshold circuits 41 and 42 together with the pulse stretcher 43 and the subtracter 44 form a time discriminator, the output signal of which is a measure of the distance tracking error. This signal is fed via the line 46 to the amplifier 15, which then outputs a control voltage which is fed to the gate pulse generator 3 via the line 48. This control voltage has the effect that the timing of the wide range gate impulses is readjusted so that both gate impulses are brought into line with the target signals and are kept.
The adder 45 connected to the output of the two Schwellenschal lines 41 and 42 leads the target signals, insofar as they exceed the low threshold mentioned, to the pulse regenerator 38, which delivers a standardized output pulse when such a target signal is received, as shown in Fig. 2d is illustrated.
The wide gate pulses select a Abstandsbe rich that z. B. extends from 1 km before to 1 km after the assumed target distance. It will be clear that the use of such wide range gate impulses makes it easier for the radar operator to detect the target to be tracked in terms of distance with the monopulse radar. The measures according to the invention enable the use of such wide range gate pulses, as they automatically generate the narrow gate pulses required for distance selection in the angle tracking channels as soon as the monopulse radar is roughly in the distance to the target to be traced.
The monopulse radar device according to FIG. 1 can capture a certain target and then track it in angle and distance. Since, in this embodiment, wide gate pulses are initially used during the pursuit, the ability to follow is not optimal even when there are very strong interference signals. This disadvantage is eliminated in the preferred embodiment shown in FIG. 4 to be described below.
This preferred embodiment largely corresponds to that of FIG. 1, but differs in that the gate pulse generator 3 of the radar device is designed in such a way that it delivers not only wide, but also narrow range gate pulses, the time slots of which are in a fixed ratio to the time of the wide gate impulses, and that the radar unit still contains the following elements:
a second device 49, to which the coherently detected output signal of the receiver 4 is fed directly and which, upon receipt of the narrow distance gate pulses taken from the gate pulse generator, supplies the error signal required for automatic tracking at a distance;
Switching means (relay circuit 50 and the associated contacts) which, in the first switching position, feed the standardized output pulses of the first device 35 as narrow gate pulses to the gate circuit in each of the angle tracking channels, and in the second switching position the narrow distance gate pulses of the two mentioned, supplied by the gate pulse generator 3 th device 49 and the gate circuit in each of the angle tracking channels and also put the first device 35 out of operation;
a Miller integrator 51, which is controlled by the mentioned narrow Ent Fernungstorimpulsen taken from the gate pulse generator and via which the standardized output pulses of the first device 35 are fed to the Miller integrator, the integrator output signal when a certain value is reached that the mentioned switching means from the first in the second switching position can be switched.
With regard to the th narrow gate pulses supplied by the gate pulse generator 3, a distinction can be made between a first and a second type of narrow gate pulses. The narrow gate pulses of the first type consist of simple pulses, the duration of which is the same as that of the standardized output pulses supplied by the pulse regenerator 38.
The narrow gate impulses of the second type each consist of an early and a late narrow gate impulse. The temporal position of the gate pulses supplied by the gate pulse generator is shown in Fig.3, Fig.3b showing an early and a late wide gate pulse, Fig. 3c egg NEN simple narrow gate pulse, and Fig. 3e showing an early and a late narrow gate pulse .
The switching means mentioned consist of a relay circuit 50 and the contacts 53 to 60 actuated by this relay circuit.
The position of these contacts shown in the figure corresponds to the mentioned second switching position, which normally occurs when the relay circuit 50 is in the idle state. In this case, the first device 35 is ineffective, since the input circuit 36 is then interrupted by the normally open contacts 59 and 60. The control of the envelope demodulator 20 and 21 is then carried out by the narrow gate pulses of the first type, which are supplied via the line 61 and the rest contacts 53 of this envelope demodulator. In addition, in this case the early and late narrow gate pulses are used to control the boxcar circuits 22 and 22 '.
The early narrow gate pulses are namely supplied via the line 62 and the normally closed contacts 57 of the envelope demodulator 22, while the late narrow gate pulses via the line 63 and the normally closed contacts 55 go to the Boxcar circuit 22 '.
The envelope demodulators 22 and 22 'form part of the second device 49, which continues to consist of a sum-difference circuit 64 and two Doppler filters 25 and 25', via which the boxcar circuits 22 and 22 'to the aforementioned sum-difference circuit are connected, and a phase-sensitive detector 65 and two low-frequency amplifiers 28 and 28 'is set up, on the one hand the Dif ferenzausgabe and on the other hand the sum output of the sum-difference circuit with the phase-sensitive detector 65 are connected.
When the relay circuit 50 is in the operating position, the contacts 53 to 60 are in the position, not shown, which corresponds to the aforementioned first switching position. In this case, the Vorrich device 35 is effective because the normally open contacts 59 and 60 are then closed and the input circuit 36 is therefore no longer interrupted. Of the wide and narrow gate pulses delivered by the gate pulse generator, only the early and late wide gate pulses are used. These are Na Lich over the lines 39 and 40 the two Schwel circuit circuits 41 and 42 of the device 35 leads.
The control of the envelope demodulators 20 and 21 takes place in this case by the standardized output pulses that are supplied by the pulse regenerator 38 and supplied to the boxcar circuits 20 and 21 via the line 34 and the normally open contacts 54 then closed. The standardized output pulses from the pulse regenerator 38 are also supplied via the normally open contacts 58 of the envelope curve demodulator 22. Since the envelope demodulator 22 ′ is not fed with gate pulses in this case, it cannot respond to the output signal of the phase-sensitive detector 19.
In addition, the connection between the low frequency amplifier 28 'and the phase-sensitive detector 65 is interrupted by the then open contacts 56 un.
The mode of operation of the monopulse radar device described here is as follows: To initiate the intrusion process, a start signal is given to the relay circuit 50 via the line 66, which thereby responds, so that the contacts 53 to 60 assume the position not shown. The mode of operation of the pulse radar device is then the same as that of the embodiment described with reference to FIG. In a very similar manner, the device 35 delivers, if echo signals are received during the height scanning, on the one hand via the line 46 a signal which is a measure of the distance error, and on the other hand via the line 34 standardized output pulses.
These pulses are fed as narrow gate pulses to the envelope demodulators 20, 21 and 22 so that they will react briefly to the output signals of the phase-sensitive detectors 17, 18 and 19. The phase-sensitive detectors 29 and 30 then supply the angle error signals required for antenna control. The reference signal supplied to the phase-sensitive detectors 29 and 30 is taken from the output of the low-frequency amplifier 28.
This reference signal is also fed to the phase-sensitive detector 65, which, however, does not provide an output voltage, since no gate pulse is fed to the envelope demodulator 22 'and also the connection between the low-frequency amplifier 28' and the phase-sensitive detector 65 through the normally open contacts 56 is interrupted. The angle error signals are amplified in the amplifiers 67 and 68 and fed to the lateral angle servo 13 and the elevation angle servo 14. After amplification in amplifier 15 has taken place, the distance error signal is fed to gate pulse generator 3 via line 48.
As a result, the time position of the wide range gate pulses is regulated in such a way that the common edge of these early and late wide gate pulses, as shown in FIG. 3b, coincides with the center of the video signals taken from the phase-sensitive detectors 17, 18 and 19 according to FIG. 3a coincides.
The timing of the narrow gate pulses of the first type supplied by the gate pulse generator 3 then corresponds, as shown in Fig. 3c Darge, to the timing of the standardized output pulses of the pulse regenerator 38 shown in Fig. 3d, while the timing of the early and late ones supplied by the gate pulse generator 3 3e is such that the common flank of these early and late narrow gate pulses coincides with the maximum value of the input video of the envelope curve demodulators.
Since the narrow gate pulses (FIG. 3c) supplied by the gate pulse generator 3 and the standardized output pulses (FIG. 3d) then occur simultaneously at the gate circuit 52, whoever lets the standardized output pulses through and feeds them to the Miller integrator 51 via a pulse stretcher 69.
The pulse stretcher 69 is designed in such a way that, when the standardized output pulses are received, it supplies an output current going in the positive direction to the Miller integrator, which thus supplies an output voltage increasing in the negative direction. This output voltage is fed via line 70 to the relay circuit 50, which is brought into the quiescent state as soon as this negative increasing de voltage falls below a certain value.
The contacts 53 to 60 then assume the position shown in the figure, wherein: the input circuit of the device 35 is interrupted by the normally open contacts 59 and 60; the control of the envelope demodulators 20 and 21 by the narrow gate pulses (Fig. 3d) is taken over; the control of the envelope demodulators 22 and 22 'is taken over by the early and late narrow gate pulses, and the connection between the low-frequency amplifier 28 and the phase-sensitive detector 65 by closing the normally closed contacts 56 is established.
The range error signal is then provided by device 49. The envelope curve demodulators 22 and 22 'respond to the video signal supplied by the phase-sensitive detector 19 and shown in FIG. 3a at the time when the gate pulses supplied to these boxcar circuits occur. If the timing of these early and late narrow gate pulses is set correctly, the amplitude of the output signals of these boxcar circuits is equal to one another. The sum signal supplied by the sum-difference circuit 64 is then supplied to the phase-sensitive detectors 29, 30 and 65 as a reference signal after amplification in the Ver stronger 28.
The difference signal supplied by the sum differential circuit 64 is zero when the timing of the early and late narrow gate pulses is set correctly. The phase-sensitive detector 65 then receives no input signal and therefore does not supply an error signal either, which is true on the basis of the assumption that the timing of the early and late narrow gate pulses is correctly set.
If the distance to the target changes and therefore the timing of the early and late narrow gate pulses is incorrect, the amplitudes of the output signals supplied by the envelope curve demodulators 22 and 22 'are different from one another and the phase-sensitive detector 65 therefore supplies an output signal, the amplitude of which represents a measure of the size of the distance error and the direction of the deviation in the phase-sensitive detector 65 depending on the sign of the difference signal supplied by the sum-difference circuit 64.
The phase-sensitive detectors 29 and 30 supply the angle error signals in the normal way, since it is completely indifferent to the envelope demodulator 20 and 21 that the control of the narrow gate pulses supplied by the gate pulse generator 3 has been taken over.
In the embodiments described above, the sum signal is used as the input signal of the device 35, since this signal is readily available in a monopulse radar device based on the sum and difference method. However, if the invention is used with a monopulse radar device based on amplitude and / or phase comparison, one of the input signals to be compared, e.g. B. use the stronger signal as an input signal for the device 37.
The device 35 is in no way limited to the Ausfüh approximate forms according to FIGS. 5 shows a possible modification in which, instead of two of an early or a late wide gate pulse on keyed threshold circuits 41 and 42, only one threshold circuit 71 is used, which, moreover, is not keyed. The necessary rough distance selection takes place by means of a gate circuit 72 which is controlled by wide distance gate pulses from the gate pulse generator 3 and via which the output video from device 37 is fed to threshold circuit 71.
The output of the threshold circuit 71 is further connected, on the one hand, to the pulse regenerator 38 and, on the other hand, to a time discriminator 73 which is controlled by the early or late broad gate pulses.
6 shows a further possible modification in which the output video of the fixed threshold device 71 is fed to the pulse regenerator 38 via a single gate circuit 72 controlled by wide gate pulses and directly to a time discriminator 73 controlled by the early and late wide range gate pulses.