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Regelbeis zum Betrieb einer Asynchronmaschine Die Erfindung betrifft einen Regelkreis zum Betrieb einer Asynchronmaschine, bei dem durch inter- mittierende Energiezuführung zum Ständer der Maschine ein Gleichgewichtszustand zwischen Last- und Motordrehmoment dann erreicht ist, wenn der Motordrehzahlistwert mit dem vorgegebenen Einstellwert übereinstimmt.
Dabei kann von einer Anordnung ausgegangen werden, bei der eine Asynchronmaschine über einen Pulswechselrichter aus einem Gleichstrommetz gespeist wird. In diesem Zusammenhang ist es bekannt, die Drehzahl der Asynchronmaschine durch Veränderung der Frequenz des Pulswechselrichters zu steuern. Dies kann dadurch geschehen, dass die Pulswechselrichterfrequenz bestimmt wird durch die Summe einer Grösse, die proportional der Motordrehzahl ist, und einer weiteren Grösse, die aus einer Abweichung zwischen einer vorgebbaren und der vorhandenen Istdrehzahl der Maschine besteht, und dem Schlupf entspricht.
Vorgeschlagene Anlagen arbeiten weiterhin in der Weise, dass der Ständerstrom der Maschine gleichfalls über den Wechselrichter dadurch gesteuert wird, dass sein Einstellwert proportional der Regelabweichung zwischen Ist- und Einstelldrehzahl des Motors bestimmt wird. Daraus lässt sich erkennen, dass in dem Bereich, in dem die der Asynchronmaschine zugeführte Spannung mit der Frequenz proportional steigt, besonders günstige Betriebsbedingungen sich dann ergeben, wenn die Schlupfvorgabe und die Vorgabe des Einstellwertes des Ständerstromes proportional ansteigen. Damit ist nicht zwangsläufig ausgesagt, dass die dem Ständer zugeführte Spannung in gleicher Weise proportional bestimmt ist. Vielmehr ergibt sich diese in Anpassung an die Last durch an sich bekannte Pulsaussteuerung des Wechselrichters.
Dabei werden die Maschinen im allgemeinen so aus- gelegt, dass das Grenzmoment des Motors bei Stän- dernennfrequenz und hinsichtlich der Spannung voll ausgesteuertem Pulswechselrichter sowie bei maximaler Einstellwertvorgabe des Ständerstromes erreicht ist. Diesem Zustand entspricht auch eine maximale Regelabweichung zwischen dem Drehzahleinstell- und dem Drehzahlistwert. Grundsätzlich sind beim Betrieb derartiger Maschinen zwei Bereiche zu unterscheiden. Der erste ist dadurch charakterisiert, dass die Spannung proportional mit der Frequenz wächst. In dem zweiten Bereich kann bei weiter steigender Frequenz auf Grund der Vollaussteuerung die Spannung nicht mehr folgen.
Um aber auch dann noch die Grenzleistung der Maschine bei einer höheren Ein- stellwertvorgabe für die Drehzahl konstant zu halten, muss eine weitere Erhöhung der Schlupfvorgabe proportional zur Istdrehzahl erfolgen.
Die Erfindung betrifft einen Regelkreis zum Betrieb einer Asynchronmaschine, bei dem durch intermittierende Energiezuführung zum Ständer der Ma- schine ein Gleichgewichtszustand zwischen Last- und Motordrehmoment dann erreicht wird, wenn die Mo- toristdrehzahl mit einer vorgegebenen Einstelldrehzahl übereinstimmt. Erfindungsgemäss wird bei einer Drehzahlzunahme über den Punkt hinaus, da die Spannung voll ausgesteuert ist, die Grenzleistung der Maschine dadurch konstant aufrechterhalten, dass die Schlupfvorgabe, welche sich durch einen Einstell-Ist- Vergleich der Drehzahl bestimmt,
zusätzlich um einen Betrag erhöht wird, der dem Produkt der Regelabweichung und der Istdrehzahl der Maschine entspricht.
Anhand einer Zeichnung sei ein schematisches Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt. Der Regelkreis ist in den Figuren 1 und 4 dargestellt. Die Figuren 2 und 3 zeigen Kennlinien der Maschine. Ins-
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besondere zeigt Fig. 4 eine Anordnung, in der dem Pulswechselrichter statt des Ständerstromes die Ständerspannung vorgegeben wird.
Der asynchrone Motor 1 wird über einen Pulswechselrichter 2 aus einem Gleichstromnetz gespeist. Mit ihm verbunden ist eine Last 21. Mit der Welle des Motors verbunden ist eine Tachometermaschine 4 und ein Frequenzgeber 3. Letzterer liefert der Istdrehzahl proportionale Impulsfrequenzen. Die Spannung der Tachometermaschine 4, proportional der Drehzahl des Motors 1, wird am Punkt 22 als Drehzahlistwert zum Vergleich gebracht mit einem vorgeb- baren Drehzahleinstellwert. Die Differenz dieser Grössen wird als Regelabweichung einem Verstärker 15 zugeführt, dessen Ausgang einmal über einen Gleichrichter 16 als Einstellwert der Schlupffrequenz f2 und zweitens zur Vorzeichenvorgabe über einen Kippschalter 17 dem Steuergerät 6 des Pulswechselrichters 2 zugeführt wird.
Der dritte Eingang des Steuerfrequenzgebers 6 wird vom Frequenzgeber 3 gespeist. Der Ausgang des an sich bekannten Steuerfrequenzgebers 6 bestimmt die Ständerfrequenz des Motors 1 über den Pulswechselrichter 2. Von Punkt 23 wird die gleichgerichtete Regelabweichung weiterhin zum Punkt 24 geführt. Sie stellt den Einstellwert des Ständerstromes des Motors 1 dar. Im Punkt 24 wird dieser Wert mit dem Istwert des Ständerstromes verglichen. Letzterer wird als gleichgerichteter Ausgang des Wandlers 5 gemessen. Die Abweichung des Einstell-Ist-Vergleichs im Punkt 24 wird einem Zweipunktregler 7 zugeführt und bestimmt dadurch die Strompulsfrequenz für jede Halbwelle des Pulswechselrichters 2.
Mit der bisher beschriebenen Anordnung wird erreicht, dass sowohl der Ständerstrom als auch die Schlupffrequenz proportional zur Drehzahl-Regelabweichung und damit auch untereinander proportional abhängig von der Last eingestellt werden. Hiermit wird die erste Forderung der Fig. 2 erfüllt. Sie stellt zwei Kurvenscharen dar. Einmal ist das Verhältnis des Lastmomentes M zum Nennmoment Mn in Abhängigkeit von der Ständerfrequenz bei verschiedenen Werten des Ständerstromes J1 abgetragen. Zum anderen zeigt die Figur den Verlauf der Schlupffrequenz f2 bei den gleichen verschiedenen Nennströmen des Ständers als Parameter über der Ständerfrequenz f1. Dass sowohl der Ständerstrom als auch die Schlupffrequenz sich proportional - abhängig von der Last - darstellen, ist aus der Figur ersichtlich.
Die Fig. 3 entsteht aus einer Umzeichnung der Fig. 2. Es ist darin der Verlauf der Schlupffrequenz f2 über dem Verhältnis Ständerstrom zu Ständernennstrom (J1/J1n) bei verschiedenen Werten der Ständerfrequenz abgetragen. Deutlich lässt sich hier erkennen, dass die Schlupffrequenz f2 für den Bereich der Ständerfrequenz f, von 0 bis 50 Hz proportional zu J1 durch die Drehzahlregelung eingestellt werden muss.
Bei Einstellung des Drehzahl-Einstellwertes auf einen Betrag, der eine Ständerfrequenz grösser als 50 Hz erfordert, muss, wie sich nach Fig. 2 ergibt, die Schlupffrequenz f2 um einen Betrag erhöht werden, der sowohl von dem der Last entsprechenden Ständerstrom J1 als auch von der der gewünschten Drehzahl entsprechenden Ständerfrequenz abhängig ist. Um dieser Forderung zu entsprechen, wird dem Verstärker 15 ein weiteres Verstärkerelement 19 derart parallelgeschaltet, dass die Ausgänge beider ohne gegenseitige Rückwirkung im Punkt 25 vor dem Eingang des Steuerfrequenzgebers 6 addiert werden. Das Verstärkerelement 19 erhält als Eingang a den gleichgerichteten Ausgang des Verstärkers 15, multipliziert mit einer Grösse ss, die der gleichgerichteten Drehzahl des Motors 1, abzüglich eines Festwertes γ im Gleichrichterelement 18, proportional ist, z.
B. unter Benutzung des Ausganges der Tachometermaschine 4. Ausserdem wird der Arbeitspunkt des Verstärkerelementes 19 um den Betrag d negativ verschoben derart, dass sich die in Fig. 3 eingetragenen Kennlinien in Abhängigkeit von J1 (Einstell) und der Motordrehzahl fn ergeben.
Die Ständerstrom-Pulsregelung über den Pulswechselrichter 2 hat den Vorteil, dass das bewährte Strom- leitverfahren in der Zusammenarbeit des Verstärkers 15 mit dem Zweipunktregler 7 bereits verwirklicht wird. In manchen Fällen ist es jedoch sinnvoll, für den Käfigläufermotor die Schaltung der Spannungsregelung des Ständers mit Hilfe eines Pulsbreiten- modulators anzuwenden, weil eine derartige Anordnung die Parallelschaltung mehrerer Motoren, von denen einer die Frequenzführung übernimmt, ermöglicht und weil es ausserdem Aufgaben gibt, für die die Ständerstromregelung allein nicht ausreicht.
In Fig. 4 ist eine derartige Schaltung gezeigt, die sich von derjenigen der Fig. 1 im wesentlichen dadurch unterscheidet, dass der Pulsbreitenmodulator 10 anstelle des Zweipunktreglers 7 der Fig. 1 von der Tachometermaschine 4 auf der Welle des Motors 1 gesteuert wird. Dazu kommt, wirkend im Punkt 26, für den Anlauf bei Einschaltung des Drehzahleinstell- wertes der Einfluss des Verstärkerteiles 11 mit begrenztem Ausgang und im Punkt 24 der Istwert der Spannung U1, gemessen im Spannungswandler 8,
und ein dem Ständerstrom proportionaler Einfluss zur JR- Kompensation durch den Kompensator 28. Da in dieser Anordnung die Regelung des Ankerstromes über den Wechselrichter fortfällt, muss die Anpassung des Ständerstromes an die Last allein durch die Schlupfregelung erfolgen.
Hierzu ist ein zusätzlicher Regler 13 erforderlich, dessen Eingang mit dem Ausgang des Verstärkers 15 abzüglich dem Ständerstrom J1 (Punkt 27) gespeist wird, und dessen Ausgang wie- derum über den Gleichrichter 16 in der gleichen Anordnung wie in Fig. 1 den Schlupf f2 bis zur Grunddrehzahl bei 50 Hz ergibt.
Nicht näher erläuterte, in den Figuren 1 und 4 gleichartig bezeichnete Elemente entsprechen einander.
Die Wirkungsweise der Schaltung mit Spannungsregelung nach Fig. 4 ist folgende: Beim Einschalten des Drehzahleinstellwertes wird zunächst das Ver-
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stärkerteil 11 auf einen Grenzwert ausgesteuert, der über den Pulsbreitenmodulator 10 die Ständerspan- nung auf einen solchen Mittelwert pulst, dass der im Stillstand (zunächst Motordrehzahl gleich Null) zulässige Ständerstrom J1 Grenz erreicht wird.
Gleichzeitig wird der Verstärker 15 ausgesteuert, der über den Regler 13 und den Gleichrichter 16 dem Steuerfrequenzgeber 6 eine Spannung zuführt, mit der der Ausgang des Steuerfrequenzgebers 6 auf den Betrag gebracht wird, bei dem der Ständer-Grenzstrom mit der Frequenz f1-f2 im Läufer das für das Anfahren aus dem Stillstand erforderliche Moment aufbringt.
Nach dem Hochlauf des Motors 1 bis zu Nennfrequenz 50 Hz und darüber hinaus, mit dem zusätzlichen Eingreifen des Verstärkerelementes 19 in der gleichen Weise wie für Fig. 1 beschrieben, bleibt die Spannung am Punkt 25 und dementsprechend die Schlupfdrehzahl des Motors in stetem Gleichgewicht mit der Last.
Während in der Schaltung nach Fig. 1 die Zwei- punkt-Grenzstromregelung bei Überlast sofort wirksam wird, geschieht in der Schaltung nach Fig. 4 die Strombegrenzung dadurch, dass bei Überschreitung von J1 Grenz der Ausgang des Reglers 13 verkleinert und dadurch die Schlupfdrehzahl des Motors 1 verringert wird. Dies hat zur Folge, dass die Ständerfrequenz und damit die Drehzahl der Last angepasst wird.
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Control example for operating an asynchronous machine The invention relates to a control circuit for operating an asynchronous machine, in which a state of equilibrium between load and motor torque is achieved by intermittent energy supply to the stator of the machine when the actual motor speed value agrees with the preset value.
An arrangement can be assumed here in which an asynchronous machine is fed from a DC network via a pulse-controlled inverter. In this context, it is known to control the speed of the asynchronous machine by changing the frequency of the pulse-controlled inverter. This can be done in that the pulse-controlled inverter frequency is determined by the sum of a variable that is proportional to the engine speed and another variable that consists of a deviation between a specifiable and the existing actual speed of the machine and corresponds to the slip.
The proposed systems continue to work in such a way that the stator current of the machine is also controlled via the inverter in that its setting value is determined proportionally to the control deviation between the actual and set speed of the motor. From this it can be seen that in the area in which the voltage supplied to the asynchronous machine increases proportionally with the frequency, particularly favorable operating conditions result when the slip specification and the specification of the setting value for the stator current increase proportionally. This does not necessarily mean that the voltage supplied to the stator is determined proportionally in the same way. Rather, this results in adaptation to the load by pulse control of the inverter known per se.
The machines are generally designed in such a way that the limit torque of the motor is reached at the nominal stator frequency and with a fully controlled pulse-controlled inverter with regard to the voltage and with the stator current at the maximum setting value. This state also corresponds to a maximum control deviation between the speed setting and the actual speed value. There are basically two areas to be distinguished when operating such machines. The first is characterized by the fact that the voltage increases proportionally with the frequency. In the second range, if the frequency continues to increase, the voltage can no longer follow due to the full modulation.
However, in order to keep the limit power of the machine constant with a higher set value specification for the speed, the slip specification must be increased further proportionally to the actual speed.
The invention relates to a control loop for operating an asynchronous machine, in which a state of equilibrium between load and motor torque is achieved by intermittent energy supply to the machine's stator when the actual motor speed corresponds to a predetermined set speed. According to the invention, if the speed increases beyond the point, since the voltage is fully controlled, the limit power of the machine is constantly maintained by the fact that the slip specification, which is determined by a setting-actual comparison of the speed,
is also increased by an amount that corresponds to the product of the control deviation and the actual speed of the machine.
A schematic exemplary embodiment of the invention is shown on the basis of a drawing. The control loop is shown in FIGS. 1 and 4. Figures 2 and 3 show characteristics of the machine. In-
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In particular, FIG. 4 shows an arrangement in which the stator voltage is given to the pulse-controlled inverter instead of the stator current.
The asynchronous motor 1 is fed via a pulse inverter 2 from a direct current network. A load 21 is connected to it. A tachometer machine 4 and a frequency generator 3 are connected to the shaft of the motor. The latter supplies pulse frequencies proportional to the actual speed. The voltage of the tachometer machine 4, proportional to the speed of the motor 1, is compared at point 22 as an actual speed value for comparison with a predefinable speed setting value. The difference between these variables is fed as a control deviation to an amplifier 15, the output of which is fed to the control unit 6 of the pulse-controlled inverter 2 via a rectifier 16 as a setting value for the slip frequency f2 and secondly for specifying the sign via a toggle switch 17.
The third input of the control frequency generator 6 is fed by the frequency generator 3. The output of the per se known control frequency generator 6 determines the stator frequency of the motor 1 via the pulse-controlled inverter 2. From point 23 the rectified control deviation continues to be carried to point 24. It represents the setting value of the stator current of motor 1. At point 24 this value is compared with the actual value of the stator current. The latter is measured as the rectified output of the converter 5. The deviation of the setting / actual comparison at point 24 is fed to a two-point controller 7 and thereby determines the current pulse frequency for each half-wave of the pulse-controlled inverter 2.
With the arrangement described so far, it is achieved that both the stator current and the slip frequency are set proportionally to the speed control deviation and thus also proportionally to each other depending on the load. The first requirement of FIG. 2 is hereby met. It represents two sets of curves. On the one hand, the ratio of the load torque M to the nominal torque Mn is plotted as a function of the stator frequency at different values of the stator current J1. On the other hand, the figure shows the course of the slip frequency f2 with the same different rated currents of the stator as a parameter over the stator frequency f1. The figure shows that both the stator current and the slip frequency are proportional - depending on the load.
FIG. 3 arises from a drawing of FIG. 2. It shows the curve of the slip frequency f2 over the ratio of stator current to nominal stator current (J1 / J1n) at different values of the stator frequency. It can be clearly seen here that the slip frequency f2 for the range of the stator frequency f, from 0 to 50 Hz, must be set proportionally to J1 by the speed control.
When the speed setting value is set to an amount that requires a stator frequency greater than 50 Hz, the slip frequency f2 must be increased by an amount that corresponds to both the stator current J1 and the load corresponding to the load, as shown in FIG depends on the stator frequency corresponding to the desired speed. In order to meet this requirement, a further amplifier element 19 is connected in parallel to the amplifier 15 in such a way that the outputs of both are added without mutual feedback at point 25 before the input of the control frequency generator 6. The amplifier element 19 receives, as input a, the rectified output of the amplifier 15, multiplied by a quantity ss which corresponds to the rectified speed of the motor 1, minus a fixed value? in rectifier element 18, is proportional, e.g.
B. using the output of the tachometer machine 4. In addition, the operating point of the amplifier element 19 is negatively shifted by the amount d such that the characteristics shown in FIG. 3 result as a function of J1 (setting) and the engine speed fn.
The stator current pulse control via the pulse-controlled inverter 2 has the advantage that the proven current conduction method is already implemented in the cooperation of the amplifier 15 with the two-point controller 7. In some cases, however, it makes sense to use the voltage control circuit of the stator with the help of a pulse width modulator for the squirrel cage motor, because such an arrangement enables several motors to be connected in parallel, one of which is responsible for frequency control, and because there are also tasks for which the stator current control alone is not sufficient.
FIG. 4 shows a circuit of this type which differs from that of FIG. 1 essentially in that the pulse width modulator 10 is controlled by the tachometer machine 4 on the shaft of the motor 1 instead of the two-point controller 7 of FIG. In addition, there is, acting in point 26, for the start-up when the speed setting value is switched on, the influence of the amplifier part 11 with limited output and in point 24 the actual value of the voltage U1, measured in the voltage converter 8,
and an influence proportional to the stator current on the JR compensation by the compensator 28. Since the regulation of the armature current via the inverter is omitted in this arrangement, the adaptation of the stator current to the load must take place solely through the slip regulation.
An additional controller 13 is required for this, the input of which is fed with the output of the amplifier 15 minus the stator current J1 (point 27), and its output in turn via the rectifier 16 in the same arrangement as in FIG. 1 the slip f2 bis for the base speed at 50 Hz.
Elements which are not explained in more detail and are identified identically in FIGS. 1 and 4 correspond to one another.
The mode of operation of the circuit with voltage regulation according to Fig. 4 is as follows: When the speed setting value is switched on, the
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The stronger part 11 is controlled to a limit value which, via the pulse width modulator 10, pulses the stator voltage to such an average value that the stator current J1 limit permissible at standstill (initially motor speed equal to zero) is reached.
At the same time, the amplifier 15 is controlled, which supplies the control frequency generator 6 via the regulator 13 and the rectifier 16 with a voltage with which the output of the control frequency generator 6 is brought to the level at which the stator limit current at the frequency f1-f2 in the rotor generates the torque required for starting from standstill.
After the motor 1 has run up to a nominal frequency of 50 Hz and beyond, with the additional intervention of the amplifier element 19 in the same manner as described for FIG. 1, the voltage at point 25 and, accordingly, the slip speed of the motor remains in constant equilibrium with the Load.
While in the circuit according to FIG. 1 the two-point current limit control is immediately effective in the event of an overload, in the circuit according to FIG. 4 the current is limited by reducing the output of the controller 13 when the J1 limit is exceeded and thereby reducing the slip speed of the motor 1 is decreased. As a result, the stator frequency and thus the speed of rotation are adapted to the load.