Einrichtung zur Untersuchung von Impedanzunregehnassigkeiten auf einer elektrischen Übertragungsleitung.
Die vorliegende Erfindun ; ; betrifft eine Einrichtung zur Untersuchung von Impedanz- unregelmässigkeiten auf elektrischen liber- tragungsleitungen und insbesondere zur Ortsbestimmung und Messung der Grosse solcher Unregelmässigkeiten.
Es ist an sich bekannt, dal3, wenn eine Änderung von einem oder mehreren der Parameter einer Übertragungsleitung an irgendeiner Stelle auftritt, eine Impedanzänderung erzeugt wird, so dass die über die Leitung laufenden Wellen teilweise reflektiert werden.
Diese Tatsache ergibt ein einfaches Mittel zur Ortsbestimmung von Fehlern auf Übertragungsleitungen, da diese Fehler praktisch immer die Ursache von Änderungen der Lei tungsparameter sind.
In der englischen Patentschrift Nr. 551818 ist eine Einrichtung zur Ortsbestimmung von Impedanzunregelmässigkeiten beschrieben, in welcher kurze elektrische Impulse über die Leitung gesendet werden, wobei die von Un- regelmässigkeiten reflektierten Impulse be obachtet und gemessen werden. Aus den aus den reflektierten Impulsen abgegleiteten Angaben ist es möglieh, sowohl den Abstand als auch die Grosse der Unregelmässigkeiten zu bestimmen. Zweek der vorliegenden Erfindung ist eine weitere Ausgestaltung der im obigen Patent beschriebenen Anordnung.
Die Erfindung ist anwendbar auf Ober- tragungsleitungen, welche für die Verteilung elektrischer Energie oder für die elektrische Nachrichtenübermittlung dienen, und solche Leitungen können entweder Kabel oder Freileitungen sein.
Im Fale von Energieverteilleitungen (ins- besondere wenn es sich dabei um Kabel han delt), ist die Einrichtung hauptsächlich für die Ortsbestimmung von Fehlern nützlieh, während sie bei Fernmeldekabeln auch zur Feststellung der Qualität eines neu verlegten Kabels verwendbar ist, da sie für die Feststellung der kleinen Unregelmässigkeiten geeignet ist, welche durch Herstellungsungenauigkeiten bei den aufeinanderfolgen- den Wabellängen auftreten.
Die erfindungsgemässe Einrichtung zur Untersuchung von Impedanzunregelmässigkei- ten auf einer elektrischen Ubertragungslei- tung ist gekennzeiehnet durch einen Generator zur Erzeugung von über die Leitung zu schickenden Prüfimpulsen durch eine Anzeigevorrichtung, welcher die von den Unregel mässigkeiten reflektierten Impulse zugeführt werden, und durch ein Ausgleichsorgan, um den versehieden grossen Einfluss der Leitungs- dämpiung für versehieden weit entfernte Re flexionsstellen zu korrigieren.
Es wird dabei vorzugsweise mit einer Im pulsfolge gearbeitet, bei der der zeitliehe Abstand der einzelnen Impulse konstant und gross gegenüber der Dauer der einzelnen Im pulse ist, und ferner ist ein Ausgleichsmittel vorhanden, welches das Leitungsende, an das die Impulse angelegt werden, und die An zeigevorrichtung in der Weise verbindet, datS von einer Unregelmässigkeit reflektierte Impulse über das Ausgleiehsmittel übertragen und von der Vorrichtung registriert werden, wobei das Ausgleiehsmittel so ausgebildet ist, dass es die durch den Durchgang über die Leitung verursachte Verzerrung der reflektierten Impulse korrigiert.
Ausführungsbeispiele der erfindungs- gemässen Einrichtung sind nachstehend an Hand der Zeichnung näher erläutert.
In der Zeichnung zeigt : die Fig. 1 ein Blockschema einer Aus führungsform der erfindungsgemässen Ein- richtung, die Fig. 3 eine schematische Schaltung einer Vorrichtung zur Erzeugung einer Zeit skalenfrequenz, die Fig. 6, 8, 10 und 12 Einzelheiten der Schaltung von Fig. 1, die Fig. 13 ein Bloeksehema einer zweiten Ausführungsform und die Fig. 2, 4, 5, 7, 9 und 11 erläuternde Diagramme.
Die Fig. 1 zeigt ein Blocksehema einer Ausführungsform der Erfindung. Der Steuel@ oszillator CO liefert Sinussehwingungen mit ; einer Frequenz von 20 kHz an den Impulsgenerator Pagi. Der Impulsgenerator ist in an sich bekannter Art ausgebildet, um einen einseitig gerichteten Impuls pro Zyklus der Si nuswellen zu erzeugen, welcher eine Dauer von ungefähr 0, 25 Mikrosekunden aufweist.
Die in PGi erzeugte Impulsfolge wird bei T den Eingangsklemmen der zu prüfenden Übertragungsleitung zugeführt, wobei diese Klemmen auch mit der variablen Dämpfung 17 verbunden sind, welche zum Ausgleichs- verstärker EA führt, der seinerseits mit den vertikalen Ablenkplatten VP der sehematiseh dargestellten Kathodenstrahl-Oszillographen- röhre CRT verbunden ist.
Der Oszillograph GO liefert die Sinuswellen ebenfalls über einen variablen Phasenschieber PSi an die horizontalen Ablenkplat- ten HP der Oszillographenrohre, zur Erzeu- gung der notwendigen Zeitablenkung. Ein Zeitgabe-Frequenzselektor TFS ist mit dem Eingang der variablen Dämpfung VN verbunden, und sein Ausgang ist mit den vertikalen Ablenkplatten VP verbunden. Dies erfolgt zum Zweek, auf dem Schirm des Oszillographen eine genaue Zeitskala zu markieren, wie dies später noch genauer beschrieben wird.
Der Ausgleichsverstärker EA wird über einen festen Phasenschieber PS2 und einen Steuerspannungsgenerator CVG durch die vom Oszillator CO erzeugten Wellen gesteuert. Dieser Verstärker ist zur Kompensation der Leitungsverzerrung vorgesehen, welcher die Impulse, die von den Unregelmässigkeiten der Leitung reflektiert wurden, unterworfen sind, so dass ihre Form und Amplitude, wie sie auf dem Oszillographensehirm aufgezeichnet wird, dazu dienen kann, die Grösse und Art der Unregelmässigkeiten wu bestimmen. Dies wird ebenfalls später noch näher erläutert.
Um mehrfache Reflexionen der Impulse zu ermeiden, welche mit der Angabe der Oszillographenaufnahme interferieren wiir- den, ist es nötig, dass die die Leitung am Sendeende absehliessende Impedanz über einen grossen Frequenzbereich an den Wellenwider- stand der Leitung angepasst ist. Beispielsweise bei einem Koaxialkabel ist der Wellenwiderstand'bei hohen Frequenzen praktisch ein konstanter Widerstand, bei niederen Frequenzen neigt er dazu, anzuwachsen und einen negativen Winkel anzunehmen. Es isl ebenfalls iiblich, das mit der Leitung verbundene Gerät so auszubilden, dass es eine Inpedanz aufweist, welche praktisch ein kon- stanter Widerstand ist.
Das Netzwerk CN' (sofern nötig) wird deshalb so ausgebildet und eventuell von Hand einstellbar gemacht, dass die Absehlussimpedanz der Leitung korri giert wird, so dass über den notwendigen Fre quenzbereich eine genaue Anpassung erzielt wird. Irgendeine durch CN eingeführte Verzerrung kann als ein Teil der Leitungsverzerrung behandelt werden.
Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung arbeitet wie folgt : Die ursprünglichen, durch PG1 erzeugten Impulse wandern über die Leitung, und wenn eine Impedanzunregel- mässigkeit vorhanden ist, werden Impulse an das Sendeende der Leitung zurückreflektier und über die variable, eventuell von Hand einstellbare Dämpfung VN und den Aus gleichsverstärker Eil den Platten VP der Röhre CRT zugeführt und erzeugen eine ent- sprechende Spur auf dem Schirm.
Die ur sprünglichen Impulse werden ebenfalls auf dem Oszillator angezeigt, und da die sinusförmige Zeitbasis mit den Impulsen synchro- nisiert ist, entsteht ein stehendes Bild, welches eine Spitze hoher Amplitude aufweist, die den ursprünglichen Impulsen entspricht, und weiter verschiedene andere viel kleinere Spitzen aufweist, von denen ein Teil umgekehrt sein kann und die den von den verschiedenen Leitungsunregelmässigkeiten re flektierten Impulsen entsprechen.
Infolge der Dämpfung der Leitung, welche sich in Abhängigkeit von der Frequenz ändert, sind die reflektierten Impulse (bei Abwesenheit von Korrekturmitteln), mehr oder weniger verzerrt, wobei der Betrag der Verzerrung um so grosser ist, je weiter die entsprechende Unregelmässigkeit vom Lei tungseingang entfernt ist. Die Hohen der auf dem Oszillographen abgebildeten Impulse sind verschiedenartig verkleinert, und die Form der Impulse ist verändert, so dass ein vollständig irreführender Eindruck über die Art und Grouse der Unregelmässigkeiten erhalten werden kann. In der Fig. 2 zeigt das Diagramm (a) ein Kabel AD mit zwei genau gleichen Unregelmässigkeiten an den Stellen B und C.
Der ursprüngliche scharfe Impuls fliesst über das Kabel, bis die Stelle B erreicht ist, in welchem Zeitpunkt seine Hohe e vermindert worden ist und der Impuls an seiner Basis breiter geworden ist, da die höheren Harmonischen stärker gedämpft werden als die niedrigen. An der Stelle B wird ein Teil der Energie des Impulses an die Stelle 21 zurüekreflektiert, und die Form wird beim Rüeklauf noch mehr verzerrt. Wenn angenommen wird, dass der über B hinaus übertragene Impuls nicht wesentlich durch den reflektierten Impuls beeinflusst wird, so fliesst er weiter, bis an die Stelle C, wobei er einer weiteren Dämpfung und Verzerrung unterworfen wird.
Der gleiche Bruchteil der Energie des Impulses wird an der Stelle C zurückreflektiert und kommt an der Stelle A mit grösserer Verzerrung und Dämpfung an als der an der Stelle B reflektierte Impuls. Als Folge davon werden bei Abwesenheit von Korrekturmitteln der Originalimpuls-Luid die beiden reflektierten Impulse auf dem Oszilla torsehirm ungefähr so erscheinen, wie das im Diagramm (b) der Fig. 2 gezeigt ist, und daraus ergibt sich leicht der Eindruck, dass die Unregelmä#igkeit an der Stelle B von grösserer Bedeutung als diejenige an der Stelle C ist.
Die Phasenverzerrung wird im vorliegenden Fall nicht beachtet, da sie in Praxis, verglichen mit der Wirkung der Amplitudenverzerrung, vernachlässigbar ist. Zur möglichst weitgehenden Verminderung derselben dient der von Hand einstellbare Ausgleichsverstärker EA, durch welehen die durch die Leitmg eingefuhrte Verzerrung mindestens teilweise korrigiert wird, so dass der Abstand der Unregehnässigkeitsstelle berücksichtigt wird.
Im Idealfall hat der Ausgleichsverstär- ker eine Verstärkungsfrequenzeharakteristik, welche-gesteuert durch den Oszillator CO-derart periodisch mit der Zeit ändert, dass die Charakteristik im Augenblick der Ankunft irgendeines reflektierten Impulses derart ist, dass ein Ausgleich für eine Lei tungslänge, die gleich dem doppelten Abstand der entsprechenden Unregelmässigkeitsstelle ist, stattfindet, und zwar über einen für die genaue Umgrenzung der Impulse genügenden Frequenzbereich. Die Charakteristik des Ver stärkers wird mittels einer Spannung ver ändert, welche aus der Sinuswelle durch den Steuerspannungsgenerator CVG erzeugt wird, wobei diese Spannung sieh periodisch mit der Impulsfrequenz ändert.
Man erkennt daher, dass die Wellenform der Steuerspannung Charakteristiken aufweisen muss, die ähnlich den jenigen einer Sägezahnwelle sind, da die Spannung jedesmal unmittelbar vor der Aussendung eines neuen Impulses schnell auf den Anfangswert zurüekkehren muss.
Der Phasenschieber PS2 dient dazu, die Anfangsstellen der Steuerspannungsänderungen mit der Aussendung der Impulse in Übereinstimmung zu bringen. Dieser Phasenschieber benötigt keine weitere Nachstellung, wenn er einmal richtig eingestellt ist. Es ist zu bemerken, dass dieser Phasenschieber, falls erwünscht, zwischen CO und PG1 anstatt in der dargestellten Lage angeordnet werden konnte.
Tatsächlich ist es nicht immer nötig, dass der Verstärker EA die Leitung vollständig für alle reflektierten Impulse in der besehriebenen Weise ausgleicht. Es hat sich gezeigt, dass beispielsweise in vielen Fällen nur die Verstärklmg des Verstärkers in Abhängigkeit der Zeit verändert werden muss, um die Höhe der Impulse auszugleichen. Dies wird später eingehender besehrieben, wenn von der Ausbildung des Ausgleichsverstärkers die Rede ist.
In der Prototyp-Anordnung werden die Abstände der Unregelmässigkeiten durch Einstellen des Phasenschiebers PSi, welcher zu diesem Zweck in Phasenwinkeln geeicht ist, gemessen. Mit Bezug auf das Diagramm (b) der Fig. 2 erkennt man, dass die Wirkung der Einstellung des Phasenschiebers darin besteht, die Bilder der drei Impulse A, B und C zusammen horizontal längs der Zeitskala zu verschieben. Die Messung des Abstandes wird durchgeführt, indem auf dem Oszillographenschirm zuerst eine Marke auf der Mittellinie des Originalimpulses A angebracht wird und dann der Phasenschieber um einen Winkel 0 verändert wird, bis die Mittellinie von B (oder C) mit der Marke über- einstimmt.
Daraus erkennt man, da# der reflektierte Impuls B (oder C) um #T/2 Se- kunden gegenüber dem Anfangsimpuls A ver spätet ist, wobei T Sekunden die Periode der Sinuswelle bedeutet, so dass der Abstand bis
0 T zur Unregelmässigkeitsstelle gleich M
4 7r sein muss, wo u die Fortpflanzungsgeschwin- digkeit auf der Leitung ist.
Es hat sich jedoch in der Praxis gezeigt. dass ein stetig veränderbarer Phasenschieber eine häufige Eichung erfordert, wenn genaue Resultate erzielt werden sollen. Die beschriebene Anordnung weist deshalb Mittel auf, um auf dem Oszillographenschirm eine genaue Zeitskala zu markieren, und die Messungen können entweder mit Bezug auf diese Zeitskala oder mittels des Phasenschiebers PSt, welcher bezüglich dieser Zeitskala, so oft als erwünscht, geeicht werden kann, ausgeführt werden.
In der Anordnung der Fig. 1 ist der Selektor TFS zur Erzeugung der Zeitskalen- frequenz vorgesehen. Die durch PGi erzeugte Impulsfolge, deren Frequenz 20 kHz beträgt, wird dem Selektor TS zugeführt, welcher die 50ste Harmonische des Impulszuges auswählt und diese den vertikalablenkenden Platten VP des Oszillographen zuführt. Auf diese Weise wird dem Bild der Impulse auf dem Oszillographenschirm eine Sinuswelle von 1 mHz überlagert, so dass Intervalle von 0, 5 Mikrosekunden genau markiert sind. Es hat sich gezeigt, dass die Lage eines Impulses unter günstigen Bedingungen von Auge mit einer Genauigkeit von annähernd 0, 05 Mikro- sekunden geschätzt werden kann.
Das Zeitintervall zwischen dem ursprünglichen Impuls und einem reflektierten Impuls ist daher mit einer Genauigkeit von mindestens 0, 1 Mikro- sekunden messbar. Die Lage der Unregelmässigkeitsstelle kann daher auf wenige Meter genau bestimmt werden. Wenn beispielsweise ein Fehler an einer Verbindungsstelle auftritt, kann diese Verbindungsstelle eindeutig festgelegt werden.
Die Zeitskalenfrequenz kann aus der Impulsfolge auf verschiedene Arten, beispielsweise durch eine Frequenzvervielfachungsanordnung bekannter Art, erhalten werden.
Da die Impulsfrequenz 20 kHz beträgt, wäre jedoch eine Multiplikation mit 50 : 1 erforderlich, um die erwünschte zeitbestimmende Frequenz von 1 mHz zu erzeugen. Es zeigt sich, dass die nötigen Anordnungen kompli ziert und unstabil werden, und es muss spezielle Vorsorge getroffen werden, dass die Synchronisierung beim riehtigen Vielfachen der Wiederholungsfrequenz stattfindet. Aus diesen Gründen ist die Verwendung eines einfacheren Verfahrens vorzuziehen.
Im vorliegenden Beispiel beträgt die Im pulsdauer nur 0, 25 Mikrosekunden, was nur 1/2 der Periode ausmaeht. Es ist hekannt, dass eine periodische Impulsfolge in eine Grundfrequenz und eine Reihe von Harmonischen dieser Grundwelle zerlegt werden kann. Wenn die Impulse-wie im vorliegenden Fall-sehr schmal sind, nehmen die Amplituden der Harmonischen sehr langsam mit ihrer Ordnung ab, und es kann gezeigt werden, dass die 50ste Harmonische des 20kHz-Impulszuges nur eine ungefähr 10% kleinere Amplitude als die Orundwelle be- sitzt. Diese Harmonische kann deshalb ausgewählt und verstärkt werden, um als Zeitskalenfrequenz zu dienen.
Zudem sind alle Harmonischen so phasenverschoben, dass jede eine maximale Amplitude aufweist, die mit der Mitte eines jeden Impulses übereinstimmt.
Daraus folgt, dass die Nullstelle der durch die 50ste Harmonische markierten Zeitskala mit den ursprünglichen Impulsen zusammen- fällt, solange in den Stromwegen zu den Ablenkplatten VP über VN und TF, 5 gleiche Verzögerungen vorhanden sind. Selbstverständlich konnten, wenn nötig, geeignete phasenschiebende Mittel im Selektor für die Zeitskalenfrequenz eingeführt werden, um irgendwelche Verzögerungsdifferenzen zu kompensieren, so dass die Nullstelle der Skala genau mit den ursprünglichen Impulsen übereinstimmen würde.
Der Selektor TFS weist daher vorzugsweise ein schmales Bandpassfilter auf, welches für die Auswahl der 50sten Harmonischen des Impulszuges unter Aussehluss aller an- dern ausgebildet ist, wobei auf dieses Filter ein passender, auf diese Harmonische abgestimmter Verstärker folgt, der so ausgebil- det ist, dass er die Zeitskalenfrequenz mit passender Amplitude erzeugt. In diesem Bandpassfilter werden vorzugsweise Quarzkristalle oder dergleichen verwendet, um die gewünschte Selektivität und Flankensteilheit zu erhalten. Die Durchlasskurve des Filters soll einen solehen Verlauf haben, da. ') kleine Änderungen der Impulsfrequenz keine grossen Amplitudenänderungen oder eine Auslösehung der Zeitskalenfrequenz nach sich ziehen.
Ein scharf abgestimmter Kreis wäre daher als Filter nicht geeignet. Aus Gründen der Bequemliehkeit sollte der Steueroszillator CO eine Feineinstellung der Frequenz aufwei- sen, um eine genaue Einstellung der Impulsfrequenz zu ermöglichen, so dass die aOste Harmonische in die Mitte des Filterdurehlass- bandes zu liegen kommt. Die richtige Ein stellung kann leicht durch Beobachtung au r dem Oszillographen ermittelt werden.
Um zu verhindern, dass das Bandpassfilter die an die variable Dämpfung VN abgegebe- nen Impulse nennenswert verzerrt, sollte vor dieser ein zweckmässiger Seriewiderstand oder eine Pufferröhrenstufe vorhanden sein, so dass die Eingangsimpedanz des Selektors Tao praktisch als konstanter Widerstand erseheint.
Die Zeitskalenspannung kann auf andere Weise erhalten werden, welche einfacher und deshalb in tragbaren Geräten vorzuziehen ist.
Die entsprechende Schaltung ist in Fig. 3 dargestellt, welche eine Variante des untern Teils der Fig. 1 zeigt, wobei der Selektor TES nicht benötigt ist. Im Eingang der variablen Dämpfung T N ist ein Nebensehlusskreis vorgesehen, welcher einen Widerstand R in Reihe mit einem Parallelresonanzkreis L, C' mit sehr niederer Dämpfung aufweist, wobei dieser Kreis auf die Zeitskalenfrequenz abgestimmt ist. Dieser Nebensehlusskreis kann durch Schliessen des Schalters S eingesehaltet werden.
Die durch Pssi erzeugten Impulse erzeugen dann durch Stosserregung freie Schwingungen im abgestimmten Kreis L, (', und wenn die Dämpfung klein ist, nimmt die Amplitude der Schwingungen nur langsam ab. Auf dem Oszillographenschirm erscheinen daher die Impulse mit den ihnen überlagerten Schwingungen, welche die Zeitskala bil- den. Mit der üblichen Einstellung der Dämp- fung wird die Amplitude der Sehwingungen jedoch sehr klein sein, und um diese in zufriedenstellender Weise sichtbar zu machen, ist es notig, die Dämpfung beträchtlich zu vermindern. Aus diesem Grund sollten die in Prüfung befindliche Leitung und das evtl : von Hand einstellbare Korrekturnetzwerk CN vorübergehend abgeschaltet werden.
Die Fig. 4 zeigt die Zeitskalenwelle, wie sie auf dem Oszillographen aufgezeichnet wird. Der ursprüngliche Impuls bei A markiert die Nullstelle der Skala, auf welche die Ein Megahertz-Wellen folgen. Eine Skala mit Intervallen von 0, 5 Mikrosekunden kann dann auf dem Oszillographenschirm markiert werden und steht für die Verwendung bei der Messung von reflektierten Impulsen zur Ver fügung. Nachdem die Skala in dieser Weise geeicht worden ist, wird der Schalter S ge öffnet, wodurch der Resonanznebenschluss abgeschaltet wird, und die Leitung und das Korrekturnetzwerk können wieder-angeschlos- sen werden.
Es versteht sich, dass die Amplitude des Impulses A in der Fig. 4, verglichen mit derjenigen der überlagerten Wellen sehr gross ist und durch den Verstärker EA begrenzt wird.
Zudem wird die Abnahme der Amplitude der auf dem Oszillographenschirm abgebildeten Wellen kaum sichtbar sein, wenn die Dämp- fung des Resonanzkreises L, (Y klein ist.
In der Fig. 3 können L und C eine passende Induktivität bzw. Kapazität sein, die auf die Zeitskalenfrequenz abgestimmt sind, oder sie können irgendeine andere äquiva- lente Resonanzvorrichtung mit niederer Dämp- fung, wie beispielsweise ein Quarzkristall oder ein Bandfilter mit engem Durchlassband, sein.
In der Anordnung der Fig. 3 ist es nicht nötig, die Zeitskalenwelle genau mit den Impulsen zu synchronisieren ; die Resonanz- frequenz sollte jedoch mit genügender Ge nauigkeit eingestellt werden, damit die Zeitskala die notwendige Genauigkeit erhält.
Mit Bezug auf Fig. 1 kurde erwähnt, dal3 der Ausgleichsverstärker EA dazu bestimmt ist, die Leitvmgsverzerrung für irgendeinen reflektierten Impuls, unabhängig vom Abstand der ihn erzeugenden Unregelmässigkeit, auszelgleichen. Dies erfordert, dass die Verstärkungsfrequenzcharakteristik des Verstär- kers entsprechend der Zeit ändern sollte, welche nach der Aussendung jedes Impulses vom Impulsgenerator verstrichen ist. Wäh- rend diese Forderung theoretisch gut erfüll- bar ist, bestehen eine Anzahl praktischer Schwierigkeiten, welche überwunden werden müssen, bevor eine vollständige Korrektur erhalten werden kann.
Die Hauptschwierig- keit liegt in der Entwicklung eines Ausgleichers für ein sehr breites Frequenzband, welches mittels der vom Steuerspanmnngs- generator CVG erhaltenen Spannung geän- dert werden kann, welche ihrerseits, wie bereits erwähnt, nach einer Sägezahnform ändert. Folglich besteht eine Art der Behand lung des Problems darin, die relative Breite des Ausgleichsbandes zu vermindern, indem Modulationsmittel vorgesehen werden, um das die verschiedenen Impulse enthaltende Signal in einen viel hoheren Frequenzbereich zu ver- lagern und dieses nach der Ausgleichung wieder zurüekzuverlagern. Diese Verlagerung ist selbstverständlich ein an sich bekannter Vorgang.
Es hat sich jedoch gezeigt, dass eine in der eben beschriebenen Weise erzielte vollständige Korrektur nicht immer notwendig ist und dass einfachere Anordnungen, die nur eine teilweise Korrektur ergeben, in Praxis zufriedenstellende Ergebnisse liefern. Es genügt oft, Mittel vorzusehen, durch die einzig die Hoche der reflektierten Impulse, nicht aber deren Form, korrigiert wird, weil dies bereits in ausreichendem Masse die Einschätzung der Bedeutvmg der verschiedenen Unregelmässig- keiten ermöglicht.
In der Fig. 5 zeigt das Diagramm (a) zwei Perioden des für den Ausgleichsverstärker EA erforderlichen zeitlichen Verlaufes der Verstärkung, welche nötig ist, um die Hohe der Impulse zu korrigieren, welche von verschieden weit entfernten Unregelmässig- keitsstellen reflektiert werden. Die horizontale Skala stellt die Zeit in Mikrosekunden dar und die vertikale gibt die relative Verstär- kung in db. Die entspreehende Distanzskala in Meilen ist unterhalb der Zeitskala angegeben, wobei die Zahlen den doppelten Abstand bis zur Unregelmässigkeit längs des Kabels darstellen.
Dabei beträgt die Fortpflanzungs- geschwindigkeit in diesem Kabel ungefäh 1, 8. 105 Meilen pro Sekunde.
Das Diagramm (b) der Fig. 5 zeigt als Beispiel zwei der ursprünglichen Impulse A und zwei Impulse B und C, welche von gleichen Unregelmässigkeiten im Abstand von einer bzw. drei Meilen vom Prüfende des Kabels reflektiert werden, und zwar so, wie diese ; sue ohne Korrektur empfangen wurden. Da ge wöhnlich nur ein kleiner Bruchteil der Ener- gie reflektiert wird, weisen die Impulse A eine Hohe auf, welche, verglichen mit der Hoche der reflektierten Impulse B und C sehr gross ist, weshalb die Impulse jl gebro- chen dargestellt wurden, um diese Tatsache anzudeuten.
Die Hoche von B ist infolge der Kabeldämp- fung ungefähr dreimal derjenigen von C, und der Impuls ('erfordert ungefähr 10 db mehr Verstärkung als der Impuls B, wie dies durch das Diagramm (a) dargestellt wird.
Wenn durch den Verstärker eine Korrektur bewirkt wird, ergeben sich Impulse wie auf dem Diagramm (c) in Fig. 5 dargestellt, wobei B und C nun beide so verstärkt sind, dass sie die gleiche Hoche erhalten. Die Impulse A werden selbstverständlich nicht beeinflusst, da die relative Verstärkung im Zeitpunkl : Null den Wert Null aufweist.
Die Kurven des Diagrammes (a) der Fig. 5 zeigen den zeitlichen Verlauf der Verstärkung für eine bestimmte Kabeltype. Sie haben eine angenäherte exponentielle Form.
Es ist an sich bekannt, die Verstärkung dure eine einem Steuergitter einer Verstärkerröhre (oder den Gittern versehiedener Röhren) zugeführte Steuerspannung zu verändern, wo- durch der Verstärkungsfaktor it der Röhre (oder der Röhren) verändert wird. In bekannten Anlagen wird diese Anordnung ge wöhnlich für die automatische Lautstärke- regelung und dergleichen verwendet, und die Steuerspannung wird in irgendeiner Art von den empfangenen Signalen abgeleitet, so dal die Verstärkung des Verstärkers vom Signalpegel abhängig gemacht wird.
Im vorliegenden Falle hängt die Steuerspannung, welche vom Steuerspannungsgenerator CVG (Fig. 1) geliefert wird, von der Zeit und nicht vom Signalpegel ab. Diese Steuerspannung muss in einer solchen Weise ändern, dass sie eine Verstärkungsänderung von der im Diagramm (a) der Fig. 5 gezeigten Art erzeugt.
Die Fig. 6 zeigt die Schaltung einer be kannten Type eines Sägezahngenerators, weleher als Steuerspannungsgenerator ausgebildet werden kann. Er weist eine gasgefüllte Triode V2 auf, welche einen Kondensator C überbrückt, der über den Widerstand R aus einer an die Klemme HT+ angeschlossenen lIochspannungsquelle aufgeladen wird. Das Steuergitter ist über einen zweckmässigen Gitterwiderstand R7 mit Erde verbunden und mit Hilfe eines Kathodenwiderstandes R6, der durch einen Kondensator Ce überbrückt ist, negativ vorgespannt.
Dem Steuergitter werden über den Blockkondensator C7 aus dem Oszillator CO (Fig. 1) über den Phasenschie- ber PS2 synchronisierende Wellen zugeführt.
Die Sägezahnwellen können an den Klemmen 1 und 2 abgenommen werden.
Der Kondensator C wird iiber den V ider- stand R aufgeladen, bis die Zündspannung der Röhre erreieht ist, worauf diese leitend wird und den Kondensator entlädt, worauf der Ladezyklus wieder beginnt. Die Spannung über dem Kondensator C ändert mit der Zeit in exponentieller Weise und ist deshalb prinzipiell geeignet, um den Ver stärkungsfaktor in der in Fig. 5 (a) gezeig- ten Art zu steuern.
Die Fig. 7 zeigt die Ladekurve für den Kondensator C, wobei auf der Abszisse die Zeit und auf der Ordinate die enstprechenden Kondensatorspannungen auf getragen sind. In dieser Figur bedeutet E die Spannung der Hoehspannungsquelle und stellt den maximalen Wert dar, welchen die Kondensatorspannung erreiehen kann.
Durch zweckmässige Vorspannung des Steuergitters der Röhre kann man erreichen, dass die Zündspannung irgendeinen gewünsch- ten Wert (innerhalb gewisser vernünftiger Grenzen) aufweist. Wenn daher dem Steuergitter eine kleine negative Vorspannung gegeben wird, spricht die Röhre an der Stelle A an, welcher einer ziemlich kleinen Spannung Ea in Fig. 7entspricht. In diesem Falle ist OA praktisch eine gerade Linie. Wenn jedoch die negative Vorspannung erhöht wird, zündet die Röhre erst bei einer hoheren Spannung Eb, welche der Stelle B entspricht, wobei der Rücklauf durch BM dargestellt wird und der Teil OB der Kurve nun eine klar ersichtliche Krümmung aufweist.
Man erkennt daher, dass durch die Einstellung der Steuergittervorspannung das Mass der Krümmung der geneigten Teile der Sägezahnwellen eingestellt werden kann. Diese Einstellung als solche genügt jedoch nicht, da sie auch die Frequenz ändert. Da AN und BM die den Stellen A bzw. B entsprechenden Rückläufe darstellen, so sind die entsprechenden Perioden ON und OM. Dies kann jedoch dadurch vermieden werden, dass R und/oder C bei der Einstellung der Vorspannung zweckmässig ge ändert werden. Man erkennt, dass der Betrag der Krümmung des Teils OB der verwendeten Kurve durch das Verhältnis E/Eb bestimmt ist, während die-zur Erreichung der Stelle B benotigte Zeit OM von der Zeitkonstanten R. C. des Kondensatorkreises ab hängig ist.
Nun möge angenommen werden, dass die gewünschte Krümmung die der Kurve OA entsprechende ist und dass die erforderliche Periode OM ist. Die Steuergittervorspannung wird zur Erzeugung einer Zündspannung Ea eingestellt, und die Zeitkonstante R. C. wird dann geändert, so dass die Ladekurve der annähernd geraden Linie OC entspricht. Wenn auf die Schaltung der Fig. 10 ein zweckmässiger Verstärker folgt, so kann die Amplitude CM der Sägezahnwellen auf irgendeinen gevünschten Wert eingestellt werden ; beispielsweise könnte sie auf BM erhöht werden, in welchem Falle die geneigten Teile der Wellen durch die nahezu gerade Linie OB dargestellt wurden. Durch
Vergleich der Linie OB und der Kurve OAB kann die Wirkung der Änderung der Zünd spannung von Ea auf Eb gesehätzt werden.
Wenn die Stelle B viel weiter oben auf der Kurve gewählt würde, so dass Eb annähernd gleich E wäre, könnten bedeutend grössere
Krümmungen erzielt werden.
Eine weitere Änderung der Kurve kann durch die Verwendung eines komplizierteren Ladekreises, wie er sich beispielsweise durch die Verbindung der Klemmen 1-3 und 2- in Fig. 6 ergibt, erhalten werden (wodureh das Netzwerk C5, R5 hinzugefügt wird), wo bei der Ausgang an den Klemmen 5 und l3 abgenommen wird. Die Wirkung solcher i derungen kann aus bekannten Prinzipien be stimmt werden.
Beim Einwurf der Sehaltung der Fig. 6 zur Erzeugung einer für eine bestimmte Lei tungstype zweckmässigen Verstärkungskurve ist es ohne Zweifel möglich, die Werte der
Komponenten aus den verfügbaren Daten zn berechnen ; aber in Praxis zeigt es sich, dass es einfacher ist, diese experimentell zu be stimmen.
Es ist selbstverständlich nötig, dass der
Rücklauf der Sägezahnwellen mit der Aus sendung der Impulse durch den Generator PGi übereinstimmt. Um dies zu erreichen, ist der Phasenschieber PS2 (Fig. 1) vor dem
Steuerspannungsgenerator CVG eingeschaltet (oder in einer andern Variante vor dem Im pulsgenerator PGi), und wenn dieser richtig eingestellt ist, erfordert er keine nachfolgende
Einstellung.
In Fällen, wo mehrere Röhren des Ver stärkers EA in der beschriebenen Weise ge steuert werden, kann es sich als zweckmässig erweisen, die Steuerspannung über Puffer röhren zuzuführen, um die Kopplungsschwie rigkeiten zu vermeiden, welche sonst auftre ten könnten, wenn die Steuerspannung aus der gleichen Quelle den verschiedenen Stufen zugeführt würde.
Die Fig. 8 zeigt eine andere Type von
Steuerspannungsgenerator, welche zwar we niger einfach als der der Fig. 6 ist, dafür aber eine weitergehende Steuerung der Wellenform der Steuerspannung erlaubt. In diesem Fall ist es nötig, dass der Steueroszillator CO der Fig. 1 zwei Frequenzen abgibt, und zwar die Impulsfrequenz f und auch die Frequenz f/2, welche synchronisiert sein sollten.
Dies kann auf versehiedene an sich bekannte Arten erreicht werden ; beispielsweise kann der Oszillator die Frequenz f/2 erzeugen, und die Frequenz f kann aus dieser mit Hilfe eines Frequenzverdopplers erhalten werden und wird an PGi und PS2 (Fig. 1) wie auch an den Steuerspannungs- generator, wie clies in Fig. 8 dargestellt ist, geleitet.
Der Steuerspannungsgenerator der Fig. 8 weist einen durch die Frequenz f synchronisierten Sägezahnwellengenerator SG irgendeiner zweckmässigen Type und einen Voll weggleichrichter RX (beispielsweise eine Doppeldiode, ein Paar Dioden oder eine Trockengleiehrichterbrücke) auf, dem die Frequenz f/2 zugeführt wird. Die Ausgänge von SG und RX werden gleichzeitig über die Transformatoren Ti und T2 dem Steuergitter der Mischrohre Vs zugeführt, welcher die Anodenspannung aus der Quelle Ff-)-über den Widerstand Ra zugeführt wird und welche durch den vom Kondensator Ca überbrückten Widerstand Rs vorgespannt ist.
Die Ausgangsspannung wird von der Anode über den Blockkondensator Cs abgenommen.
Die Widerstände Rio und Rii stellen zweckmässige Absehlnssbelastungen für die Trans- formatoren Ti und T2 dar.
Auf diese Weise werden vom Ausgang des Generators SG Sägezahnwellen, wie in Fig. 9 (a) dargestellt, und vom Ausgang des Gleich- richters RX Halbsinuswellen, wie in Fig. 9 (b) dargestellt, erhalten. Da dem Gleichrichter RX die Frequenz f/2 zugeführt wird, ergibt sich eine halbe Sinuswelle (b) für jede Sägezahnwelle (a). Wenn die Synchronisie- rung so eingeriehtet ist, dass die Nullstellen der halben Sinuswelle mit den Rüekläufen der Sägezahnwellen übereinstimmt, ergibt die Röhre Vs einen gemischten Ausgang, wie er in der Fig. 9 (c) dargestellt ist, welcher durch Addition der Ordinate der Wellen (a) und (b) erhalten wird.
Man erkennt, dass diese Wellen den gleichen allgemeinen Charakter aufweisen wie die in Fig. 5 (a) dargestellten Wellen. Der Betrag der Krümmung kann durch passende Einstellung der relativen Amplituden der Wellen (a) und (b) der Fig. 9 gesteuert werden, und eine weitere Steuerung kann durch die Verwendung eines zweekmässigen (nicht dargestellten), formgebenden Netzwerkes erhalten werden, we] elles zwischen dem Oszillator CO und dem Vollweggleiehriehter eingeschaltet ist und durch welches die Halbsinuswellen in geeigneter Weise verzerrt werden können. Durch diese Mittel ist eine beträchtliche Änderung der Form und Krümmung der Wellen (c) möglich.
In der Fig. 8 ist der Phasenschieber PS : zwischen dem Steueroszillator CO und dem Impulsgenerator PGi angeordnet.
Eine bevorzugte Form des Verstärkers E-l. ist in der Fig. 10 dargestellt. Er weist einen Vorwärtsverstärker und eine negative Rückkopplung auf, welche einen Hilfsverstärker enthält, dessen Verstärkung mit Hilfe der vom Steuerspannungsgenerator CVG geliefer- ten Spannung gesteuert wird, wobei diese Spannung bei F zugeführt wird. Die effektive zwischen den Stellen IN und OFT gemessene Verstärkung des Verstärkers ist dann abhängig von der Verstärkung des Hilfs verstärkers und ändert sieh entgegengesetzt zu dieser. Der Bückkopplungsweg sollte vorzugsweise eine Gesamtverstärkung oder eine Gesamtdämpfung aufweisen, die für jeden Wert der Steuerspannung unabhängig von der Frequenz ist.
Der Verstärker E1 kann weitere (nieht gezeigte) Verstärkerstufen aufweisen, welche den in Fig. 10 dargestellten Stufen voraus- gehen und/oder nachfolgen.
In der Fig. 10 sind Einzelheiten des Vor wärtsverstärkers und des Rüekkopplungs- weges dargestellt. Diese Kreise weisen gewisse übliche und an sich bekannte Anordnungen auf, welche ohne weitere Erklärung erwähnt werden. So bezeichnet D allgemein eine Entkopplungsvorrichtung für die Anode einer Rühre ; ferner ist K ein zweekmässiger Blockkondensator, G ein Gitterwiderstand und CB eine Vorspannvorrichtung für die Kathode.
Der Vorwärtsverstärker weist zwei Röhren V5 und V6 auf, welche der Einfachheit halber als Trioden dargestellt sind, die jedoch auch Mehrgitterrohren sein können. In Serie mit den Anoden dieser Röhren sind Impedanznetzwerke Ni bzw. N2 eingeschaltet. Der Rücliopplungsweg weist ein aus zwei Widerständen R13 und R14 bestehendes Potentiometer auf, auf welches ein die Röhren V7 und V8 aufweisender zweistufiger Verstärker folgt.
Diese Röhren haben zwei Steuergitter und ein zwischen diesen angeordnetes Schirmgitter, wobei eines dieser Steuergitter für die Steuerung der Verstärkung der Röhren bestimmt ist. Jedes Schirmgitter ist über einen Widerstand S dureh einen in der üblichen Weise angeordneten Ableitkondensator Q vor- gespannt. Die beiden Verstärkungssteuergitter sind mit der Klemme verbunden, an welche die vom Steuerspannungsgenerator CVG erhaltene Spannung angelegt ist.
Das Signalsteuergitter von V7 ist mit dem Verbindungspunkt der Widerstände R13 und R14 verbunden, und die Anode ist über einen Kondensator E mit dem Signalsteuergitter der Röhre Vs verbunden.
Das Potentiometer-Big und N14 überbrückt den Ausgang der Röhre Vs, so dass ein Teil der Ausgangsspannung dem Signalsteuergitter von V7 zugeführt wird. Die Anode von Vs ist mit der Kathode von Vs verbunden, welche über den Widerstand R12 geerdet ist, so dass die Ausgangsspannung dem Eingangskreis von V5 zugeführt wird, wodurch der Rückkopplungsweg geschlossen wird. Mit der gezeigten Schaltungsanordnung wird wunsch- gemäss eine negative Rückkopplung erzielt.
Falls erforderlich, können zusätzliche (nicht gezeigte) Mittel in bekannter Weise vorge- sehen werden, um bei Frequenzen ausserhalb des Betriebsbereiches eine Unstabilität der Anordnung zu verhindern.
Falls nur die Amplituden der reflektierten Impulse korrigiert werden sollen, können die Netzwerke Ni und N2 einfache Widerstände sein, oder sie könnten weggelassen werden. wobei die Vorwärts-und Hilfsverstärker auf andere Weise ausgebildet sind, um flache Erequenzeharakteristiken zu ergeben. Wenn dann die Verstärkung des Hilfsverstärkers durch die bei F angelegte Steuerspannung vermindert wird, so wird die Verstärkung des ganzen Verstärkers zwischen den Klemmen IN und OUT ansteigen, und umgekehrt. Die gewiinschte Ander-Ling mit der Zeit kann durch geeignete Bemesswg des Steuerspannungsgemerators in der bereits beschriebenen Weise erhalten werden.
Es ist ersichtlich, dass bei Verwendung von Röhren mit Schirmgitter für V ? und Vs die beiden Verstärkungssteuergitter, wie dargestellt, miteinander verbunden werden kön- nen, da die entsprechenden Signalsteuergitter gegen diese abgeschirmt sind. Es können jedoch auch Röhren ohne Schirmgitter verwendet werden ; aber in diesem Falle muss die Steuerspannung den Verstärkungssteuergittern über getrennte (nicht gezeigte) Pufferröhren zugeführt werden, um eine Kopplung zwischen den beiden Signalsteuergittern zu verhindern.
Die Anordnung der Fig. 10 ist besonders geeignet für die Einführung einer gewissen Korrektur der Frequenzverzerrung der reflektierten Impulse. Durch geeignete Wahl der Impedanznetzwerke Ni und N2 wird bewirkt, dass die Verstärkung des Vorwärtsverstärkers, u mit der Frequenz in einer Weise ändert, welche für die teilweise Kompensation der Frequenzverzerrung der maxi- malen Länge der Leitung, welche bewältigt werdenkann (beispielsweise ungefähr 4 Meilen des Kabels, auf welches sich die Fig. 5 bezieht), erforderlich ist. Die Charakteristik kann beispielsweise gleich wie die Kurve (a) der Fig. 11 sein, in welcher auf der Ordinate die Verstärkung und auf der Abszisse die Frequenz aufgetragen ist.
Die Kurve (a) stellt dann die Charakteristik des Verstärkers EA dar, wenn die Riickkopplung Null ist. Wenn die Verstärkung des Hilfsverstärkers erhöht wird, so nimmt die Gesamtverstärkung des Verstärkers EA ab und die Charakteristik wird abgeflacht, bis bei starker Gegenkopplung die Verstärkung nahezu frequenzunabhängig und relativ klein ist. In diesem Zustand werden Unregelmässig- keitsstellen geprüft, welche sehr nahe am Leitungseingang liegen. Die zunehmende Än- derung der Verstärkungscharakteristik ist durch die Kurven (b), (c) und (d) der Fig. 11 veranschaulicht.
Durch zweckmässige Bemessung der Stromkreise kann die Zll- nehmende Anderung der Kurve (a) bis (d) so gestaltet werden, dass eine annähernde Kompensation der Verzerrung der von irgendeiner Stelle der Leitung reflektierten Impulse erzielt wird.
In einer Variante dieses Verfahrens kann dem Vorwärtsverstärker eine flache Charakteristik und dem Hilfsverstärker eine Charakteristik gegeben werden, welche den umgekehrten Verlauf der Kurve (a) der Fig. 11 aufweist [das heisst sie ist gleich der Spiegelung der Kurve (a) an der Frequenzachsel und eine unveränderte Form beibehält, wenn die Verstärkung verändert wird. Dies kann beispielsweise durch die Verwendung von (nicht gezeigten) Netzwerken, welche von gleicher Art wie die Netzwerke Nmnd Nz sind und in Serie mit den Anoden von V7 und Vs geschaltet sind, erreicht werden.
Wenn die Verstärkung des Hilfsverstärkers ein Minimum ist, wird die Gesamtverstär- kungscharakteristik des ganzen Verstärkers EA praktisch wie die Kurve (a), wobei diese Charakteristik bei Zunahme der Verstärkung des Hilfsverstärkers vermindert und abgeflacht wird und praktisch die Kurven (b), (c) und (d) ergibt.
Ein anderes sehr einfaches Verfahren zur Erzielung der gewünschten zeitliehen Änderung der Verstärkung von ES ohne Frequenzkorrektur, welches in vielen Fällen zu zufriedenstellenden Resultaten führt, wird an Hand der Fig. 12 erläutert. In dieser wird keine Steuerspannung benotigt, und daher werden die Elemente PS2 und CVG der Fig. 1 weggelassen. Die Fig. 12 zeigt eine Stufe des Verstärkers EA, welche eine Röhre Vi aufweist, die der Einfachheit halber als Triode dargestellt ist. Die Impulse werden dem Steuergitter über ein Netzwerk Ci, Ri zugeführt, welches eine Zeitkonstante von der gleichen Grossenordnung wie die Wiederholungsperiode der Impulse aufweist. Die Kathode ist durch die Parallelschaltung von Co und R2 vorgespannt.
Die Anode wird aus einer Hochspannungsquelle HT+-und HT- über ein Entkopplungsnetzwerk mit den Wi derständen R3 und R4 und dem Kondensator C4 gespeist. Die Ausgangsspannung wird von der Anode über den Kondensator C3 abgenommen.
Die Wirkung der Schaltung beruht auf dem Umstand, dass die Originalimpulse eine beträehtlich grössere Amplitude aufweisen, als irgendein zu empfangender reflektierter Impuls. Die Originalimpulse werden dem Gitter der Röhre Vi mit positiver Polarität zugeführt. Beim Eintreffen eines solchen Impulses wird dem Steuergitter eine hohe positive Spannung zugeführt, und es fliesst ein Gitterstrom, der den Kondensator Ci auflädt.
Beim Verschwinden des Impulses verbleibt auf dem Kondensator diese Ladung, die über den Widerstand. Bi abfliesst und dadurch am Gitter eine negative Spannung erzeugt, welche anfänglich ungefähr gleich der Impulsspannung ist und mit der Zeit nach einem Exponentialgesetz abnimmt. Die Röhre V1 soll eine variable Steilheit aufweisen, so dass ihre Verstärkung beim Beginn eines jeden Zyklus auf einen niederen Wert herabgesetzt wird und dann kontinuierlich ansteigt und damit einer Kurve ähnlich dem Diagramm (a) der Fig. 5 folgt. Die Form der Kurve ist abhängig von der verwendeten Robre, ihren Elektrodenspannungen und dem Wert der Zeitkonstanten Ci, Ri.
Die Zeitkonstante bewirkt selbstverständlieh eine gewisse Verzerrung der reflektierten Impulse, die sich jedoch in der Praxis als unwesentlich erwiesen hat.
Die Röhre Vi kann selbstverständlich zu sätzliche, in irgendeiner bekannten Weise zweckmässig vorgespannte Gitter aufweisen, und in Praxis wird eine Pentode vorzuziehen sein.
Die bisher beschriebenen automatisehen Ausgleichsanordnungen sind besonders nützlich, wenn es erwünscht ist, ein allgemeines Bild von allen in einer gewissen Leitungs- länge vorhandenen Unregelmässigkeiten zu erhalten. Wenn jedoch eine grosse Zahl von Unregelmässigkeiten vorhanden ist, kann das erhaltene Bild kompliziert werden, und es wird von Vorteil sein, wenn die Möglichkeit besteht, jeden reflektierten Impuls getrennt zu untersuchen. Für diesen Zweck ist eine automatische Ausgleichsanordnung nicht zweckmässig, und es ist ein anderes Verfahren vorzuziehen, welches den Ausgleich einzelner Impulse erlaubt. Diese Anordnung ist in Fig. 13 gezeigt, welche eine Modifikation der Fig. 1 darstellt.
Gleiche Elemente in beiden Figuren sind gleich bezeichnet und werden nicht mehr beschrieben.
In der Fig. 13 ersetzt eine vor einen Im pulsverstärker PA geschaltete variable Ausgleichsvorrichtung VE den Ausgleicbsverstär- ker EA der Fig. 1, wobei ferner die Elemente PS2 imd CVG nicht benotigt werden. Ein zweiter Impulsgenerator PC2, der so ausgebildet ist, dass er praktisch rechteckige Impulse an das Steuergitter CG der Kathoden strahlröhre abgibt, wird durch die sinusförmige Ausgangsspannung des Phasenschiebers PSi gesteuert.
Die variable Ausgleichsvorrichtung T% ist für manuelle Einstellung ausgebildet und weist eine Reihe von Ausgleichsnetzwerken auf, die durch Schalter gesteuert und beispielsweise nach dem Dekadenprinzip ausge- bildet sind, um irgendeine Länge einer gegebenen Leitungstype auszugleichen. Der Verstärker PA sollte eine Verstärkung ergeben, welche mit der Zeit nicht ändert und welche vorzugsweise ebenfalls von der Frequenz unabhängig ist, obwohl eine Frequenzänderung getrennt kompensiert oder beim Entwurf der variablen Ausgleichsvorrichtung in Berücksichtigung gezogen werden konnte.
Indem für den Augenblick der Impulsgenerator PG2, dessen Zweck und Wirkung später beschrieben werden, nicht beachtet wird, wird einer der reflektierten, auf dem Oszillographen sichtbaren Impulse : für die Untersuchung ausgewählt, und der Abstand der entsprechenden Unregelmässigkeit wird in der bereits beschriebenen Weise durch Vergleich mit der Zeitskala gemessen. Die variableAusgleichsvorriehtungV'wirddann so eingestellt, dass sie die entsprechende Lei tungslänge ausgleicht, und der ausgewählte Impuls wird dann hinsichtlich der Leitungsverzerrung korrigiert. Die Hoche des Impulses ergibt dann die Grosse der Unregelmässigkeit und seine Form eine Anzeige der Art der Unregelmässigkeit.
Angesichts der grossen Zahl von reflektierten Impulsen, welche vorhanden sein kann, ist es jedoch oft schwierig, festznhal- ten, welcher von diesen Impulsen für die Untersuchung ausgewählt worden ist. Um diese Schwierigkeit zu umgehen, ist der Impulsgenerator PG2 vorgesehen.
Das Steuergitter CG der Oszillographenrohre ist negativ vorgespannt, so dass der Strahl unterdrückt ist. Der Impulsgenerator PGs legt über einen Blockkondensator positive Impulse an das Steuergitter CG an, die von genügender Grosse sind, um die Strahl- sperrung aufzuheben. Die Dauer der Impulse sollte genügend gross sein, um jeden reflektierten Impuls, der zu beobachten ist, zeitlich um einen kleinen Betrag zu überlappen. Die Ausloseimpulse sind durch die vom Ausgang von PSi erhaltenen Sinuswellen synchroni- siert und sollten so bemessen sein, dass sie auftreten, wenn die Spannung der Wellen ihr Vorzeichen ändert, das heisst, wenn die Zeitablenkung des Oszillographen praktisch linear ist.
Auf diese Weise wird nur ein verdit- nismässiger schmaler Teil des Zyklus auf dem Schirm sichtbar sein, und wenn der Phasenschieber PSi eingestellt ist, werden die verschiedenen reflektierten Impulse so sichtbar sein, wie wenn sie durch eine Spaltblende hindurchgehen würden, und irgendeiner derselben kann für die Untersuchung unter Ausschluss der andern herausgesucht werden.
Es ist zu erwähnen, dass, wenn nötig, ein Phasenschieber unmittelbar vor dem Impulsgenerator PG2 eingesehaltet werden kann, iiiii zu ermöglichen, dass die Impulse auf der gewünschten Seite des Zyklus der Sinuswelle erzeugt werden.
In Fällen, wo die Leitung Storfeldern unterworfen ist, kann es bei der Ortsbestimmung der Unregelmässigkeiten zu Interferenzen kommen, und es kann ein gewisser Vorteil dadurch erzielt werden, dass die Angleichung an den Originalimpulsen anstatt an den reflektierten Impulsen vorgenommen wird. Das kann in einfacher Weise dadurch geschehen, dass die Leitung in der Fig. 13 mit der Stelle Y anstatt mit der Stelle X verbunden wird.
Diese Massnahme wird die Wirkung des Geräusches auf ein Minimum reduzieren ; dabei sollte jedoch der Verstärker PA in der Lage sein, sehr grosse Amplituden zu übertragen, da, abgesehen vom Umstand, dass die durch Pssi erzeugten Impulse zum vornherein eine grosse Amplitude aufweisen, die Ausgleichsvorrichtung VE die Impulse derart verzerren kann, dass sie eine noch grössere Amplitude annehmen.
Die reflektierten auf dem Oszillographenschirm erscheinenden Impulse können photographisch festgehalten werden, oder ihre Amplituden können direkt am Schirm gemessen werden, um ein Alass für die entsprechenden Unregelmässigkeiten zu erhalten. Die einfachste Art, dies durchzuführen, besteht darin, die Höhe der Spur des reflektierten Impulses zu messen und dann die Dämpfungsvorrichtung VN einzustellen, bis der Originalimpuls auf die gleiche Hoche herabgesetzt ist. Die dadurch eingeführte Dämpfung ergibt dann ein Mass für die Grösse der Unregelmässigkeit. Ein Teil der Impulse kann umgekehrt sein.
Es ist selbstverständlieh klar, dass irgendwelche zusätzliche (nicht gezeigte) Verstärker hinzugefügt werden können. Beispielsweise können unmittelbar vor jedem Paar Ablenkplatten des Oszillographen Verstärker erwünscht sein, wenn es nicht möglich ist, die notwendige Verstärkung in den Verstärkern EA oder PA in den Fig, 1 und 13 vorzu- sehen. Diese Verstärker ermöglichen die Ausdehnmg oder Zusammenziehung der Ablenk- skala im gewünschten Ausmass.
Man erkennt selbstverständlich, dass die sinusförmige Zeitbasis eine praktisch lineare tblenkung nur über einen Teil des in Fig. 5 dargestellten Bereiches erzeugt, so dass die durch den zeitbestimmenden Frequenzselek- tor TFS markierte Skala nicht auf ihrer ganzen Länge eine gleichmässige Teilung aufweist. Da jedoch auf die Impulse die gleiche Verzerrung einwirkt, so ist die auf dieser Zeitskala gemessene Zeit trotzdem genau.
Der Phasenschieber PSI ermöglicht, den linearen Teil der Zeitskala an irgendeine Stelle zu verschieben, wo ein Vergleich mit der Zeitskala erwünscht ist. Diese Überlegun- gen gelten in gleicher Weise für die Fig. 1 und 13 ; in der Fig. 13 jedoch ist der ins Auge gefasste Bereieh immer der Bereieh, wo die Zeitbasis linear ist.
Die Impulsfrequenz ist entsprechend der Länge der zu prüfenden Leitung und der Fortpflanzungsgeschwindigkeit auf dieser Leitung zu wählen. Wenn f die Impuls- frequenz, lut die Fortpflanzungsgeschwindig- keit und L die Länge der Leitung ist, dann gilt als grobe Regel, dass f etwas kl. einer als U/2L gewählt werden muss, so dass die ganze Leitungslänge durch ein einmaliges Aber- streichen der Zeitbasis gedeckt wird. Wenn beide Enden der Leitung für die Prüfung- zugänglich sind, kann das Doppelte dieser Frequenz verwendet werden, und die beiden Hälften der Leitung können von entgegen- gesetzten Enden aus geprüft werden.
In dem zur Erläuterung gewählten Zahlbeispiel war f 20 kHz und für eine Länge einer auf beiden Enden zugänglichen koaxialen Kabelleitung von ungefähr 8 Meilen gewählt, in welcher die Fortpflanzungsgeschwindigkeit ungefähr 1, 8. 105 Meilen pro Sekunde betrug.