Radio-Empfänger. Die vorliegende Erfindung stellt eine wei tere Ausbildung des im Patentanspruch 1I des Hauptpatentes gekennzeichneten Radio empfängers dar. Wie aus dem Hauptpatent hervorgeht, dient der Empfänger zum Emp fang zeichenmodulierter Trägerwellen, wobei nur der Träger und eines der beiden Modula- tionsseitenbänder verwendet wird.
Ein sol ches System hat eine ganze Anzahl von Vor teilen, unter welchen die erhöhte Selektivität und damit ein Minimum von Interferenzen und Geräuschen hervorgehoben sein mag.
Die Erfindung bezweckt, in einem sol chen Empfänger Mittel vorzusehen, welche eine solche Einstellung der greise veranlas sen, dass der Zeichenträger entweder an die eine oder die andere gante des schmalen Fre quenzbandes, das durch die auswählenden Kreise hindurchgelassen wird, zu liegen kommt, wobei ausserdem nur Empfangszei chen oberhalb einer gewünschten Minimal stärke gut übertragen werden. sollen.
Die weitere Ausbildung der im Haupt- patent beschriebenen Erfindung besteht darin., dass als Mittel zur Unwirksammachung des Empfängers bei Einstellungen, bei denen er nicht genau auf ein Seitenband abgestimmt ist, eine mit einem Schirmgitter ausgestattete Niederfrequenzverstärkerröhre des Empfän gers dient, die über einen hochohmigen Wi derstand mit der Anodenspannungsquelle ver bunden ist,
während das Schirmgitter mit der Spannungsquelle über einen im Verhält nis zum erstgenannten Widerstand kleinen Widerstand in Verbindung ist und die An ordnung so getroffen ist, dass nur beim Emp fang von Zeichen oberhalb einer gewünschten Minimalstärke die Steuergittervorspannung der Verstärkerröhre auf einen solchen Wert gebracht wird, dass gute Verstärkung gewähr leistet ist.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnungen beschrieben: Die Hauptprinzipien des Einzelseiten- bandempfanges und seiner Anwendung auf einen Superheterodyne-Radioempfänger sind ausführlich in der Beschreibung des Haupt patentes besprochen. Die zeichenauswählen den Kreise sind beispielsweise so ausgebildet und eingestellt, dass sie nur den Träger, ein Seitenband und den innern Teil des andern Seitenbandes durchlassen, so dass das voll ständige Niederfrequenzspektrum durchgelas sen wird.
Kreisanordnung <I>und</I> allgemeine Betätigung Fig. 1 ist eine verallgemeinerte, schema tische Darstellung eines Superheterody ne Einseitenbandempfängers.
Es ist eine An tenne 30 und die Erde 31 zur Aufnahme der Wellen vorgesehen, welche dann einem Hoch frequenzverstärker 32, einem örtlichen Os- zillator und Modulator 33, einem Zwischen- frequenzverstärker 34, einem Diodengleich- richter 35, einem Niederfrequenz-Stillegungs- verstärker 36, einem Niederfrequenzverstär- ker 37 und einem Lautsprecher 38 zugeführt werden.
Was diesen Hauptverstärkungsweg anbe trifft, so wird das Hochfrequenzzeichen in der gewöhnlichen Weise durch die Antenne 30 empfangen und ausgewählt und in dem Hochfrequenzverstärl,:er 32 verstä.rl,:t, welcher für Rundfunkempfang über den Frequenz bereich von ungefähr 550-1500 kHz abge stimmt werden kann. Das Oszillator- und Modulatorsystem 33 wandelt die Hochfre quenz in die Zwischenfrequenz um, die im Verstärker 34 selektiv verstärkt wird.
Der Zwischenfrequenzverstärker 34 lässt ein schmales Frequenzband hindurch, das um die Frequenz 175 kHz zentriert ist. Der Empfän ger besitzt nun noch besondere Einrichtun gen, die den Benutzer veranlassen, die Ab stimmung mit Hilfe des Oszillators gegen über der Mittelfrequenz des Zwischenfre- quenzverstärkers ein wenig zu verschieben. Diese besonderen Einrichtungen werden wei ter unten beschrieben; sie bewirken die wahl weise Einstellung einer um 173,5 oder um 176,5 kHz zentrierten Zwischenfrequenz.
Weil aber der Zwischenfrequenzverstärker auf ein um<B>175</B> kHz zentriertes Band abge- stimmt ist. lässt er im wesentlichen nur die Trägerwelle und ein Seitenband hindurch. Der Diodengleichrichter 35 leitet vom Träger und dem Einzelzwischenfrequenzseitenband die Modulationsfrequenzen ab, welche dann, durch die Niederfrequenzverstärker 36 und 37 verstärkt, dem Lautsprecher 38 zugeleitet werden.
Zur Konstanz des Ausganges des Emp fängers, trotz grosser Variationen der empfan genen Zeichenintensitäten. ist eine automa tische Verstärkungsregelung vorgesehen, die die Verbindungen 40' von den Ausgangs klemmen des Zwischenfrequenzverstärkers 34 zu den folgenden Elementen enthält: eine Zwischenfrequenzfalle 41, ein Zwischenfre- quenzverstärker 42, ein Diodengleichrichter 43 und ein Diodenunterbrecher 44. Die Wir kungsweise der Zwischenfrequenzfalle 41 und des Diodenunterbrechers 44 werden unten be schrieben.
Gemäss der Tätigkeit der automa tischen Verstärkungsregelung wird in dem Diodenunterbrecher 44 eine gleichgerichtete Spannung erzeugt, welche mit der empfange nen Zeichenintensität variiert; diese gleich gerichtete Spannung ist durch die Verbin dung 45 an die Steuerelemente der Verstärker 32 und 34 und des Oszillatormodulators 33 angelegt.
Um die geeignete Variation der Steuer vorspannung über einen weiten Bereich sicher zustellen, ist eine Verbindung 46 von dem Zwischenfrequenzverstärker 34 des Haupt verstärkungsweges zu einem Steuerelement des Zwischenfrequenzverstärkers 42 in dem automa.tischenLeistungssteuerungssystemvor- gesehen. Dies ist eine "umgekehrte" Steuer vorspannungsverbindung, deren Wirkungs weise und Betätigung unten vollständiger be schrieben werden wird.
Der Empfänger besitzt eine noch näher zu beschreibende "selektive Aufnahme", durch die der Benutzer gezwungen wird, den Empfänger so abzustimmen, dass die Zwi- schenträgerfrequenz an eine der beiden Kan ten des ausgewählten Zwischenfrequenzban des, d. h. in diesem Falle 173,5 oder 176,5 kHz gelegt wird.
Die selektive Auf- nahme wird durch die Tätigkeit der Zwi- schenfrequenzfalle 41 des automatischen Lei- stungssteuerungssystems bewirkt und wird durch die Zusammenarbeit des Stillegungs- systems, das dem Verstärker 36 zugeorduet ist, weiter vervollständigt.
Die Falle 41 ent hält einen selektiven greis, der so bemessen ist, dass! er die automatischen Verstärkungs- regelungsvorspannungen des Leiters 45 ver anlasst, teilweise schwächer zu werden, wenn der Empfänger so abgestimmt ist, dass die Zwischenträgerfrequenz genau in der Mitte des ausgewählten Zwischenfrequenzbandes, das heisst in diesem Falle 175 kHz, ge legt ist.
An diesem Abstimmungspunkt wird die Zwischenfrequenzspannung, die über die Verbindung 40' übertragen wird, auf einem wesentlich höheren Niveau erhalten, als im Falle irgend welcher anderer Abstimmungs punkte.
Der Niederfrequenzverstärker 36 ist mit einem Stillegungssystem ausgestattet, durch welches Seitenbandauswahl und Stillegung zwischen Stationen durch die Wirkungsweise des Verstärkers erzielt werden. Um diese Wirkung zu sichern., ist die Verstärkerröhre so eingestellt, dass ihre. Leistung ein Maxi mum bei einem kritischen negativen Wert der Gittervorspannung ist, und sich für grö ssere oder niedrigere Vorspannungen schnell dem Wert Null nähert.
Die Vorspannimg für die Stillegungsröhre wird von dem Diodengleichrichter 35 erhalten und ist der Trägerspannung in der Verbin dung 40' proportional. Wenn kein Zeichen vorhanden ist, oder wenn der Durchschnitt der gleichgerichteten Zeichen- oder Geräusch spannung niedriger ist, als die kritische Vor spannung, ist die Leistung durch den Stille gungsverstärker 36 im wesentlichen Null, und es findet praktisch keine Übertragung durch den Empfänger statt.
Auch wenn ein starkes Zwischenfrequenzträgerzeichen auf die Mitte des Bandes (175 kgz) abgestimmt ist, wird die durch den Gleichrichter 35 ent wickelte Vorspannung beträchtlich grösser als der kritische Wert, und die Leistung des Verstärkers 36 ist wiederum auf nahezu Null reduziert.
Die kritische Vorspannung, welche diese wirksame Bedingung hervor bringt, wird nur erhalten, wenn der Zwi- schenfrequenzträger auf eine der beiden Kan ten des ausgewählten Bandes abgestimmt wird (173,5 oder 176,5 kHz). Es ist zu be achten, dass die Gittervorspannung durch die Amplitude der Trägerspannung in der Ver bindung 40 bestimmt wird.
Diese Amplitude wird wiederum durch die Ansprechcharakte- ristik des Zwischenfrequenzkreises oder der Falle 41 in Zusammenarbeit mit dem auto matischen Leistungssteuerungssystem be stimmt. Die Falle soll daher eine solche Cha rakteristik haben, dass die kritische Vorspan- nuug an irgendeiner Kante des Zwischenfre quenzbandes erhalten wird.
Fig. 2 ist ein ins Einzelne gehendes Schaltschema, das einen Superheterodyne- Empfänger darstellt, der für Einzelseiten- bandbetätigung geeignet ist und entsprechend der allgemeinen Anordnung der Fig. 1 ent worfen ist.
Die Rechtecke der Fig. 1 sind in Fig. 2 durch gestrichelte Linien angedeutet und sind gleichartig numeriert.
In Fig. 2 enthält der Hochfrequenzver- stärker 32 eine Pentodenröhre 51, die mit der Antenne 30 gekoppelt ist. Ferner hat er drei gleichzeitig abstimmbare, selektive greise, von denen 130 und 131 vor der Verstärker röhre und 132 zwischen der Röhre 51 und der Röhre 53 liegen. Diese greise werden durch variable Kondensatoren 135, 136 und 137 abgestimmt.
Die Oszillator- und Modulatoranordnung 33 enthält die Hegoden-Oszillator-Modulator- röhre 52. Dieser Oszillator-Modulator enthält einen freqüenzbestimmenden greis 99, der einen variablen Abstimmungskondensator 215 hat.
Die Abstimmungskondensatoren 135, 136, 137 und 215 sind durch eine mechanische Einknopfsteuerungseinrichtung, die durch die gestrichelten Linien 1T angezeigt ist, mitein ander verbunden.
Der Ausgang des Oszillator-Modulators ist mit dem Eingang des Zwisehenfrequenz- verstä.rkers 34 gekoppelt; dieser enthält zwei Verstärkerröhren 53 und 54 und die drei Zwischenfrequenzkopplungssysteme 160,<B>161</B> und 162, welche vor, zwischen und hinter den Verstärkerröhren angeordnet sind.
Die Zeichen werden im Diodenteil einer Doppel-Dioden-Pentodenröhre 55' in Stufe 35 gleichgerichtet. Nur eine von den Dioden wird für diese Gleichrichtung benötigt; diese besondere Diode enthält die Kathode 163 und eine der Diodenanoden 164. Die Pentoden- elemente dieser Röhre werden in dem Nieder frequenz-Stillegungsverstärker 36 benutzt. Daher ist zum Zwecke der Darstellung Röhre 55' wiederum in dem Niederfrequenzverstär- kerteil 36, wo sie als Röhre 55 bezeichnet ist, gezeigt.
Diese doppelte Darstellung derselben physikalischen Elemente ist zweckmässig, weil in bezug auf die Wirkung die Röhre zwei getrennten und verschiedenen Röhren äquivalent ist.
Der gleichgerichtete Strom fliesst durch einen Widerstand 83, von dem aus die gleich gerichtete Spannung auf das Steuergitter des Pentodenverstärkers 55 über den Leiter 166 und 'die Widerstände 84, 87 und 90 und die Kondensatoren 86, 89 und 88 geleitet wird. Der Widerstand 87 und der Kondensator 89 sind so proportioniert, dass sie die geeignete Niederfrequenzkompensation, wie es ausführ licher später beschrieben wird, bewirken.
Die Anode des Pentodenverstärkers 55 ist mit der zweiten Niederfrequenzverstä.rker- röhre 56 durch ein System von Kondensato ren und Widerständen, das den Spannungs teiler 100 einschliesst, von welchem ein ge wünschter Anteil der Niederfrequenzspan- nung im Ausgang der Röhre 55 an den Ein gang der Röhre 56 angelegt werden kann, ge koppelt. Die Niederfrequenzströme werden weiter in dem Gegentaktverstärker, der die Röhren 57 und 165 einschliesst, verstärkt, von wo sie dem Lautsprecher 38 übermittelt werden.
Es ist von Wichtigkeit, dass das Emp fangssystem ein Frequenzband auswählt, de,5sen Breite ungefähr gleich der höchsten geforderten Modulationsfrequenz ist. Weil die selektiven Kreise des Hochfrequenzver- stärkers 32 nicht so genau wie diejenigen des Zwischenfrequenzverstärkers 34 abgestimmt werden können, werden sie zweckmässig so breit abgestimmt, dass sie ein Band dieser Breite mit einer Gleichförmigkeit innerhalb eines Dezibels durchlassen.
Die notwendige Selektivität ist daher hauptsächlich durch die permanent abgestimmten Kopplungssysteme des Zwischenverstärkers 34 geschaffen. Die ser Verstärker enthält ein Kopplungssystem 160, das zwei doppelt abgestimmte Transfor matoren 167 und 168 hat, von denen jeder vorzugsweise so eingerichtet ist, dass er nahezu Optimumkopplung hat, sowie ein Kopplungssystem 161, das einen doppelt ab gestimmten Transformator enthält, der vor zugsweise eine gleichmässige Übertragungs- charakteristik über ein Frequenzband, das in der Breite einem Seitenband entspricht, hat.
Die Selektivitätscharakteristik eines Emp fangssystems der beschriebenen Type, das ein Zwischenfrequenzband von 173,5 bis 176,5 kFlz durchlassen soll, ist in Fig. 3 ge zeigt. In dieser Figur ist das Zwischenfre- quenzspektrum eines Zeichens bei 26 darge stellt, das bei der Frequenz f i, von 173,5 kHz zentriert ist und welches obere und untere Zwischenfrequenzseitenbänder mit entspre chenden Grenzen fib , fib' hat.
In der gleichen Figur stellt die Kurve<B>110</B> die Selektionscha- rakteristik der zwischenfrequenzauswählen- den Kreise des Verstärkers 34 dar, die bei einer Frequenz<B>f</B> i, von 175 kHz zentriert und flach (innerhalb eines Dezibels) über ein Band von 3 kHz ist, d. h.
über dem obern Zwischenfrequenzseitenband. In dieser Figur ist ebenfalls das Zwischenfrequenzspektrum von zwei andern Zeichen 111 und 112, die benachbarten Rundfunkkanälen entsprechen, gezeigt.<B>f i,</B> -10 und<B>f l,</B> -I- 10 kHz sind wie der die Zentrierungsfrequenzen, die um 1.0 kHz von f ie, getrennt sind.
Für dieses Beispiel wird angenommen, dass das Zeichen 111 stärker als das Zeichen 112 ist; daher ist der Empfänger so darge- stellt, dass er auf das Seitenband, welches am weitesten von dem stärkeren Zeichen ent fernt liegt, abgestimmt ist. Die Zwiscllenträ- gerfrequenz des Zeichens 111 ist um 16 Dezi bels mehr geschwächt als die Trägerfrequenz des Zeichens 112. Beide benachbarten Zei chen sind viel mehr herabgesetzt, als sie es ein würden, wenn die Kurve 110 in der s <B>i</B> Breite verdoppelt wäre, um beide Seitenbän der einzuschliessen; es ist somit gezeigt, wie der Empfänger abgestimmt werden kann, um das stärkere der Zeichen in den zwei benach barten Kanälen zu benachteiligen.
Zwei der wichtigsten Probleme, die sich beim Gebrauch dieses Empfängers für Ein zelseitenbandempfang stellen, sind: 1. den Benutzer zu veranlassen, den Empfänger so genau abzustimmen, dass die Zwischenträger frequenz an eine Kante des ausgewählten Frequenzbandes, wie in Fig. 3 gezeigt, ge legt ist, und. 2. -den Verlust des nahezu gar nicht benutzten Seitenbandes zu kom pensieren. .
Das erste dieser Probleme wird durch ein System "selektiver Aufnahme", welche das Ansprechen des Empfängers, wenn nicht genau abgestimmt wird, stark verringert oder gänzlich aufhebt, gelöst. Dieses System, das weiter unten im einzelnen beschrieben wird, ist wünschenswert geworden, weil der Ton im Lautsprecher hart und unangenehm ist, wenn die Trägerfrequenz zu weit ab von der Kante des übermittelten Seitenbandes abge stimmt wird.
Das zweite dieser Probleme wird durch die Verwendung des Widerstandes 87 und Kondensators 89 in Verbindung mit der Nie derfrequenzröhre 55 gelöst. In der Fig. 4 zeigt die Kurve 113 den Verlust an Nieder frequenzleistung in Funktion der Nieder frequenzen, der aus der praktisch vollkom menen Unterdrückung eines Teils des einen Seitenbandes resultiert. Dieser Verlust ist ungefähr 3 Dezibel bei 1 kHz und 6 Dezibel bei 3 kHz beim besprochenen Empfänger.
Demgemäss sind die Elemente 87 und 89 so proportioniert, dass sie für sich allein eine relative Niederfrequerizleistung, welche im wesentlichen entsprechend Kurve 114 vari iert, hervorbringen würden. Da diese letztere Variation derjenigen der Kurve 118 ent gegengesetzt ist, erfolgt ein gleichförmiges Gesamtniederfrequenzansprechen, wie durch Kurve 115 dargestellt. Zur Erzeugung dieser Kompensation hat es sich als geeignet erwie sen, die Impedanzen der Elemente 87 und 89 auf die gleiche Grössenordnung bei einer Frequenz von 1 kHz zu bringen.
Automatische Leistungssteuerung. Die geeignete Betätigung des Stillegungs- systems erfordert, dass der Ausgang des Zwischenfrequenzverstärkers 34 auf einem konstanten, vorherbestimmten Wert gehalten wird, der im wesentlichen von der empfange nen Zeichenintensität und dem Prozentsatz der Modulation unabhängig ist. Die Anord nung und Betätigung des automatischen Ver- stärkungsregelungssystems wird in Verbin dung mit den Fig. 1, 2 und 7 beschrieben.
Zwischenfrequenzspannung wird durch eine Spule 71, die durch einen Kondensator 7 2 abgestimmt wird und mit der Primärspule des Zwischenfrequenzkopplungssystems 162 gekoppelt ist, abgenommen. Mittels der Ver bindung 40', der Kopplungstransformatoren 74 und 67 der Zwischenfrequenzfalle 41 und Zwischenfreqüenzverstärkerröhre 58 wird sie zwischen die Kathode 61 und die Dioden anoden 60 und 172 einer Doppel-Dioden-Pen- todenröhre 59 angelegt, die später die Ver- stärkungsregelungsdiode genannt wird,
weil sie die Tätigkeit der automatischen Ver stärkungsregelung bestimmt.
Dem Diodengleichrichter in der Röhre 59 ist ein Spannungsteiler zugeordnet, der die Widerstände 62 und 63 enthält, die in Serie mit einer Batterie 66 und der Diode 55", wel che durch die Kathode 163 und die Dioden- Anode 175 der mehreren Zwecken dienenden Röhre 55 gebildet wird, geschaltet sind; die Diode 55" wird als Unterbrecherdiode be zeichnet.
Die Anoden 60 und 172 sind an die Verbindungsstelle 64 der Widerstände 62 und<B>63</B> geschaltet; diese sind so bemessen, dass, wenn kein Zeichen vorhanden ist, die Anoden im wesentlichen auf der gleichen Spannung wie die Kathode 61 gehalten wer den; die Kathode 61 wird in bezug auf Erde, entsprechend dem Anodenstrom des Pentoden- teils der Röhre 59, durch den Widerstand 65 vorgespannt. Das Ergebnis ist, dass im we sentlichen kein Stromfluss im Diodenteil der Röhre 59 vorhanden ist; der Strom beginnt jedoch zu fliessen, sobald Zwischenfrequenz spannung zu den Anoden 60 und 172 geführt wird.
Beim Fehlen von Zwischenfrequenz sind die Punkte 39 und 107, welche an das Steuer gitter der Pentode 59 bezw. an die Anode 175 der Diode 55" geschaltet sind, also durch die Diode 55" geerdet, so dass keine automa tische Leistungssteuerungsspannung zum Lei ter 45 geführt wird.
Beim Empfang eines Signals wird indes sen eine Zwischenfrequenzspannung auf die Diode der Röhre 59 aufgedrückt. Dann fliesst gleichgerichteter Strom durch den Wider stand 62 und setzt den Spannungsabfall in 63 herab. Wenn die Zwischenfrequenzspa.n- nung einen Wert entsprechend einer vorher bestimmten Zeichenintensität erreicht, wird der Punkt 64 in bezug auf Erde negativ. Un ter diesen Bedingungen ist. die Diode 55" un wirksam, so dass die Punkte 39 und 107 ebenso negativ werden wie der Punkt 64.
Ein weiteres Ansteigen der Zeichenintensität erhöht die negative Spannung dieser Punkte, so dass durch die Leitungen 45 und 45' eine negative Spannung gegen Erde an die Steuer gitter der Zwischenfrequenzverstärkerröhren 53 und 54, der Hochfrequenzverstärkerröhre 51 und der Oszillator-Modulatorröhre 52 an gelegt wird. Das Steuergitter 173 der Röhre 59 ist ebenfalls unter diesen Bedingungen dahin wirksam, den Strom in dieser Röhre und daher die Spannung am Widerstand 65 zu reduzieren.
Die Änderung der Spannung der Kathode 61 in bezug auf Erde erhöht die Spannung der Anoden 60 und 172 in bezug auf die Kathode 61, wodurch die resultie rende negative Spannung, die am Punkt 64 bezw. an den Punkten 39 und 107 vorhanden ist, vergrössert wird. Die Arbeitscharakteristiken eines auto matischen Leistungssteuerungskreises, der nach diesen Prinzipien arbeitet, sind in Fig. 7 gezeigt; hier stellt die Linie 123 die Span nung des Punktes 64 in bezug auf Erde dar, welche Spannung proportional zur Zeichen intensität negative Werte annimmt.
In dieser Figur zeigt. der Abstand 124 die Spannung am Widerstand 62 und der Abstand<B>125</B> die jenige am Widerstand 63 an. Wenn die Zei chenintensität bis zu dem Punkt ansteigt, wo die Spannung des Verbindungspunktes 64 negativ wird, wird der Strom in der Diode 55" auf Null reduziert, und die mitt lere Spannung, die an die Verstärkungsrege lungsleitungen 45 und 45' von den Punkten 39 und 107 angelegt wird, wird gleich der jenigen am Punkt 64.
Wie oben festgestellt, vermindert eine Abnahme der Spannung an den Punkten 39 und<B>107</B> kraft ihrer Verbindung mit dem Gitter 173 den Raumstrom in der Röhre 59, und erhöht auf diese Weise die negative Spannung der Diodenanoden 60 und 172. was wiederum eine Erhöhung der negativen Span nung des Punktes 64 bewirkt. Dies ist durch die zunehmende Abschrägung der Kurve 123 bei ihrem Schnittpunkt. mit der Nullachse dargestellt.
Wenn die Wirkung der Pentode 59 nicht vorhanden wäre, würde die Kurve 123 sich in ihrer ursprünglichen Neigung, wie durch die gestrichelte Linie 127 darge stellt, fortsetzen. In dieser Zeichnung stellt die Ordinate 126 die Spannung des Punktes 107 in bezug auf Erde dar.
Die Wirkung einer solchen automatischen Verstärkungsregelung zur Steuerung der Lei stung der Verstärker und Modulatoren ist be kannt und bedarf keiner eingehenden Be sprechung. Es genügt festzustellen, dass die Verbindungen 45 und 45' die Steuergitter der gesteuerten Röhren veranlassen, negativer zu werden, wenn die Zeichenstärke über einen vorher bestimmten Wert ansteigt, wodurch das Zwischenfrequenzleistungniveau gleich förmig erhalten wird.
Die gewünschte gleichförmige Leistung des Zwischenfrequenzverstärkers - 34 wird durch eine "umgekehrte" automatische Regel spannung, die durch eine Verbindung 46 zwi schen der Kathode der Verstärkerröhre 54 und der Kathode der Verstärkerröhre 58 der automatischen Verstärkungsregelung vorge sehen ist, vervollständigt.
Diese gebräuch liche Kathodenverbindung 46 ist durch einen Widerstand 68, welcher den Strom beider Röhren führt, mit Erde verbunden; daher steuert der Strom der Röhre 54 teilweise die Gitter-Kathodenvorspannung der Röhre 58 und daher die Leistung der letzteren Röhre. Diese Vorspannung an Röhre 58 variiert ent gegengesetzt derjenigen an den gesteuerten Verstärker- und Modulatorröhren des Haupt verstärkungsweges.
Wenn die Gitter-gatho- denvorspannung der Röhre 54 grösser wird, nimmt ihre Verstärkung und ihr Strom ab, und folgerichtig nimmt die Gitter-gathoden- vorspannung der Röhre 58 ab und veranlasst, die Leistung der letzteren Röhre etwas zu steigen.
Daher wird die Zunahme an Zwi- schenfrequenzspannung, welche von der auto matischen Leistungssteuerungsdiode in Röhre 59 gefordert wird, um die Verstärkung des Verstärkers 34 herabzusetzen, ergänzt durch die erhöhte Leistung der Röhre 58, ohne dass eine Erhöhung der Eingangswechselspan nung der letzteren Röhre oder der Ausgangs wechselspannung des Verstärkers 34 nötig ist.
Diese Wirkungsweise wird "umgekehrte" automatische Leistungssteuerung genannt, weil die Leistung der Röhre 58 automatisch entgegengesetzt derjenigen der Röhren 51, 52, 53 und 54 variiert wird.
Quantitativ kann die Leistung der Röhre 58 gerade ungefähr durch diese umgekehrte automatische Lei- stungssteuerungsverbindung verdoppelt wer den, was hinreichend ist, um die Zwischen frequenzspannung an der automatischen Lei- stungssteuerungsdiode der Röhre 59 über den gewünschten weiten Bereich ohne Steigerung des Zwischenfrequenzeingangs zur Röhre 58 zu variieren.
Beide automatischen Verstärkungsrege lungen wirken zusammen, um die Leistung des Zwischenfrequenzverstärkers 34 während des tmpfanges grosser 2eichenintensitäts- variation nahezu gleichförmig zu erhalten. <I>Selektive</I> Aufnahme.
Durch die oben erwähnte "selektive Auf nahme" wird der Oszillator in die Lage ver setzt, den Empfänger für Einzelseitenband- empfang genau abzustimmen. Sie umfasst Mittel zum Zwecke, dass die Niederfrequenz leistung dann genau einen Magimumwert er reicht, wenn die Zwischenfrequenzträgerwelle auf eine der ganten des Bandes, das im Zwi- schenfrequenzverstärker 34 ausgewählt wird, abgestimmt ist.
Diese Wirkung ergibt sich aus einer Zusammenarbeit zwischen der Zwi- schenfrequenzfalle 41 mit dem übrigen auto matischen Verstärkungsregelungssystem und dem Stillegungssystem, verbunden mit Ver stärker 36.
Der Fallenkreis enthält einen Neben schlusszweig zur Erde, der eine Induktanz 69 und einen Kondensator 70 umfasst. Diese zwei reaktiven Elemente werden sehr scharf auf die Mitte des Zwischenfrequenzbandes (in diesem Falle 175 kHz) abgestimmt, so dass diese Mittelfrequenz scharf gedämpft ist. Der. Kondensator 70 ist zum Zwecke, dass die Falle leicht auf die Mittelfrequenz ab gestimmt werden kann, einstellbar.
Die Spule 71 ist, um eine Abwärtsspannung von dem Ausgang der Röhre 54 zum Fal- lenkreis zu. erzeugen, kleiner als die Pri märspule des Kopplungssystems 162.
Der Transformator 74, der die Falle an den Ein gang der Röhre 58 koppelt, ist ein Aufwärts transformator, in welchem die Sekundärspule 48 grösser als die Primärspule 49 ist. Ein Kondensator 75 ist in Serie mit der Primär spule 49 des Transformators 74 eingeschaltet und dient dazu, die besagte Primärspule breit auf die Mitte des ausgewählten Bandes (175 kHz) abzustimmen. Der Widerstand 77 hat den geeigneten Wert, um die Resonanz der Elemente 49 und 75 zu verbreitern, und cler- Widerstand 76 dient dazu, den Strom, der in die Falle von Spule 71 eintritt,
zu be grenzen. Die Verhältnisse der Transformato ren im Eingang und Ausgang der Falle sind so gewählt, dass die Spule 69 von derselben Grössenordnung wie die Sekundärspule 48 des Transformators sein kann, trotz der Tat sache, dass die Primärspule des Transforma tors 73 und die Sekundärspule des Transfor mators 74 innerhalb von Kreisen hoher Impe danz arbeiten.
Die Wirkungsweise des die Zwischen- frequenzfalle 41 einschliessenden Verstär- kungsregelungssystems auf die gleichgerich tete Ausgangsleistung des Gleichrichters in Röhre 55' ist in Fig. 6a gezeigt, in der die Kurve 118 die gleichgerichtete Zeichenspan nung darstellt, die vorhanden ist, wenn im Eingang zu Teil 34 auf ein Zeichen inner halb des Bandes, das durch die Zwischen- frequenzselektoren des Teils 34 gleichförmig übertragen wird, abgestimmt wird.
Die scharfe Spitze der Kurve 118 wird durch die Wirkung des Fallenkreises hervorgerufen, die die automatische Verstärkungsregelungs- spannung abschwächt und daher die Verstär kung in Teil 34, wenn die Trägerfrequenz auf die Fallenfrequenz 175 kIlz abgestimmt wird, erhöht. Das resultierende Zeichenniveau im Eingang von Teil 36 erreicht, wie Kurve 118 zeigt, ein scharfes Maximum, wenn der Träger auf 175 kHz abgestimmt wird.
Die Wirkung der Fallencharakteristik 118, die er möglicht, dass der Empfänger geeignet abge stimmt werden kann, wird in der folgenden Besprechung des Stillegungssystems ausführ lich erklärt werden. Automatische Stillegurig Die automatische Stillegungswirkung legt den Empfänger, ausgenommen im Falle, dass die Zwischenträ,gerfrequenz genau auf eine Kante des Zwischenfrequenzbandes abge stimmt ist, still. Dieses System unterdrückt unerwünschte Geräusche und störende Zei chen, welche wiedergegeben werden, wenn der Empfänger nicht genau abgestimmt ist.
Das Stillegungssystem wirkt mit der Falle 41 und dem automatischen Leistungs- steuerungssystem zur Erzeugung der "selek- tiven Aufnahme" zusammen. Die Stillegungswirkung wird durch die ei gentümliche Übertragungscharakteristik, wel che der übertragenden Pentodenröhre 55 ge geben ist, erzielt. Für Einseitenbandempfang werden die Schalter 79 und 80, die für Ein knopfbedienung eingerichtet sind, nach rechts gedreht, so dass Schalter 80 einen Widerstand 81 in Serie zwischen das Gitter 202 und die positive Klemme der Anode 203 legt.
Wider stand 81 hat einen relativ niedrigen Wert, so dass die Spannung am Schirm 202 im we sentlichen vom Schirmstrom unabhängig ist. Ein relativ hoher Widerstand 78 ist in Serie zwischen die Anode 177 und die positive Seite der Gleichspannungsquelle 205 geschal tet; diese Quelle liegt mit Quelle 203 in Serie.
Der Zusammenhang zwischen der Gitter- vorspannung und dem Anodenstrom dieser Pentode ist bei dieser Schaltung durch Kurve <B>116</B> der Fig. 6b gezeigt, worin die Gittervor- spannung gegenüber dem Anodenstrom in Milliampere aufgetragen ist.
Die Anoden spannung wird bei einem Anodenstrom von ungefähr 1 Milliampere durch Widerstand 78 auf Null reduziert; der verbleibende Strom der Röhre fliesst zum Schirm 202. Aus Kurve <B>116</B> ist ersichtlich, dass, wenn die negative Gittervorspannung auf ungefähr 9 Volt her abgeht, der Anodenstrom auf ungefähr 1 blilliamp@,re ansteigt. Daher ist für Werte negativer Gittervorspannung, die kleiner als 9 Volt sind, die Anodenspannung im wesent lichen Null.
Für Werte negativer Gittervor- spannung, die grösser als 9 Volt sind, wird der Gesamtstrom reduziert; der Anodenstrom fällt daher schnell und nähert sich jenseits 15 Volt Vorspannung dem Wert Null.
Das Leistungs- oder Verstärkungsverhält nis der Stillegungsröhre 55 hängt von der Steilheit der Kurve 116 ab und ist daher in dem Teil zwischen den begrenzenden Werten von 10 und 12 Volt negativer Vorspannung ein Maximum. Die Steilheit in diesem Teil stellt eine ungefähr fünfzigmalige Verstär kung für die verwendete besondere Röhrenan ordnung dar.
Die Verstärkung der Pentoden- verstärkerröhre 55 wird durch Kurve 117 in Fig. 6c dargestellt, in welcher die prozentuale Verstärkung gegenüber der negativen Gitter- v orspannung aufgetragen ist.
Für die be schriebene besondere Röhrenanordnung ist 11 Volt ein kritischer Gittervorspannungs- wert, weil nur diejenigen Vorspannungen. welche nahe bei diesem Wert liegen, der Röhre gestatten, die Zeichen zu übertragen.
Die Zwischenfrequenzspannung im Sekun därteil des Kopplungssystems 162 wird linear in der Diode 55' gleichgerichtet; diese gleich gerichtete Spannung erscheint am Wider stand 83 und Kondensator 82. Kondensator 82 hat wegen seiner Kleinheit eine vernach- lässigbare Wirkung auf Niederfrequenzen und dient mit Widerstand 84 und Kondensa tor 85 dazu, die Trägerfrequenzkomponente zu beseitigen.
Die niedrigeren Modulations- komponenten der gleichgerichteten Spannung folgen dem Weg der Elemente 86, 87 und 88 zum Steuergitter 176 der Pentode 55. Die Impedanz des Eingangskreises der Röhre 55 für höhere Niederfrequenzen wird durch Kondensator 89 und einen relativ niedrigen Widerstand 90, der parallel zu dem hohen Widerstand 87 geschaltet ist, vermindert. Dieser@niedrigere Impedanzweg 88, 90 ersetzt die Selektion der niedrigeren Niederfrequen zen beider Seitenbänder.
Die Gittervorspan- nung, welche proportional zur durchschnitt lichen gleichgerichteten Zeichenspannung ist, wird an das Steuergitter 176 durch einen Weg, der die hohen Widerstände 84, 91 und 92 einschliesst, angelegt. Der Kondensator 93 hat eine hinreichend grosse Kapazität, um alle Modulationskomponenten zu dieser Vorspan- ii.ungsverbindung nebenzuschliessen.
Die gesamte Gleichspannung, die am Wi derstand 83 erscheint, wird an Gitter 176 als Stillegungsvorspannung angelegt. Jedoch nur ein kleiner Teil (ungefähr ein Sechstel) der Niederfrequenzkomponente der gleichgerich teten Spannüng wird an das Gitter 176 als ein Zeichen angelegt.
Die von der Niederfre quenz herrührenden Gitterspannungsschwan- kungen sind daher so gering, dass, ihre Am plituden die Gesamtgittervorspannung nicht Oer den geradlinigen Teil der Kurve<B>116</B> in der Anodenstrom-Gitterspannungscharakte- ristik verschieben können.
Die von der Diode 55' entwickelte Vor spannung variiert entsprechend Kurve<B>118</B> der Fig. 6a. Aus Kurve<B>118</B> ist zu ersehen, dass die Falle 41, welche diese Charakteristik hervorbringt, so bemessen ist, dass die kri tische Vorspannung (11 Volt in Fig. 6b) er halten wird, wenn der Träger auf irgendeine gante des ausgewählten Zwischenfrequenz- bandes abgestimmt ist (1,5 kHz von der Mitte nach jeder Seite).
Wegen dieses Zusammen hanges zwischen den Kurven 116 und _118 ist die Pentodenröhre 55 nur dann fähig, Zei chen durchzulassen, wenn die Zwischenträ- gerfrequenz für Einseitenbandempfang genau an einer der beiden ganten des ausgewählten Bandes liegt.
<I>Anzeiger</I> zur Sichtbarmachuny <I>der</I> <I>Abstimmung.</I> In Serie mit einem Widerstand 78 ist in den Anodenkreis der Röhre 55 ein Anzeiger zur Sichtbarmachung der Abstimmung in Form eines Milliameters 98 geschaltet.
Wenn der Empfänger in Tätigkeit ist, hat dieses Milliameter eine Magimumablenkung von 1 Miniampere und eine Minimumablenkung von Null, wie es in Fig. 6b beobachtet wer den kann. Das Milliameter zeigt die genaue Abstimmungsstellung für Einzelseitenband- betätigung an, wenn der Messer halbe Ab lenkung, 0,5 Milliampere, zeigt.
Fig. 6b zeigt, dass dies der Anodenstrom ist, wenn die kri tische Gittervorspannung von 11 Volt er reicht wird. Die entsprechenden Kurven 119 der Fig. 6d und 120 der Fig. 6e zeigen die Variationen im Anodenstrom und in der re lativen Verstärkung in Röhre 55, wenn die Zwischenträgerfrequenz in der Gegend von 175 kHz abgestimmt wird.
Die zwei scharfen Spitzen der Kurve 120 zeigen als Punkte guter Hörbarkeit die Punkte genauer Abstim mung der Zwischenträgerfrequenz bei 1,5 kHz oberhalb oder unter der Mittelpunktfrequenz von 175 kHz und entsprechend der Mittelab lenkung des Abstimmungsmessers. <I>Doppelseiten</I> bandempfang.
Wenn der Empfänger wie ein Doppel- seitenba.ndempfänger wirken soll, so werden die Schalter 79 und 80 in die Linkslage ge bracht. Dann veranlasst der Schalter 80, dass der Widerstand 81 abgeschaltet wird, so dass die Schirmspannung von der positiven Seite der Spannungsquelle 205 durch einen relativ hohen Widerstand 96 geliefert wird. Dann schliesst Schalter 80 auch eine Verbindung, die in den Gittervorspannungskreis einen Wi derstand 97 hineinbringt, der die Gittervor- spannung auf einen niedrigeren Wert als denjenigen, der für die Einzelseitenbandein- stellung gebraucht wird, reduziert.
Eine Vor spannung, welche einen 0,5 lfilliamp6re- Anodenstrom erzeugt, wenn ein Zeichen auf 175 kHz abgestimmt wird, ist als richtig be funden worden. Die durchschnittliche Schirm spannung und der Schirmstrom werden unter dieser Bedingung für kleine Werte der Git- tervorspannung nahezu konstant gehalten. Daraus resultiert eine Verstärker-Anoden- strom-Gittervorspannungskurve von normaler Form, in welcher die Steilheit immer posi tiv ist.
Der Schalter 79, in linker Stellung, schliesst nun den Widerstand 95 kurz, der die Niederfrequenzspannung reduziert, die an das Steuergitter 176 angelegt wird. Gleich zeitig schafft dies für die höheren Nieder frequenzen einen niedrigeren Impedanzweg zur Erde durch Widerstand 94. Die erhöhte Verstärkung der hohen Niederfrequenzen (bei Einzelseitenbandempfang) wird auf diese Weise beseitigt, weil hohe Niederfrequenz- kompensation bei Doppelseitenbandempfang nicht erforderlich ist.
Die Widerstände 94 und 95 sind so bemessen, dass, die Nieder frequenzspannung an der Anode 177 für Ein zel- und Doppelseitenbandempfang gleich sein wird.
Unter der Bedingung des Doppelseiten bandempfanges wird der Empfänger auf eine Minimumablenkung an dem Abstimmungs messer, was ungefähr Mittelskala sein wird, abgestimmt. Dies entspricht. einer solchen Abstimmung, dass die Zwischenträgerf re- quenz genau im Zentrum des zwischenfre- quent ausgewählten Bandes (175 kHz) liegt und wird durch die lauteste Wiedergabe an gezeigt.
Bei Einseitenbandempfang werden alle Zeichen von einer Intensität, die grösser als ein Schwellenwert ist, an zwei Punkten auf der Abstimmungsskala, entsprechend dem einen oder dem andern der zwei Seitenbän der, empfangen. Zeichen von grösserer oder niedrigerer Intensität als der Schwellenwert können durch Drehung der Schalter 79 und 80 in der Doppelseitenbandstellung empfan gen erden. Das Zeichen wird dann an nur einem Punkt empfangen, der der 'Mittelab- stimmung und dem hochselektiven Doppel seitenbandempfang entspricht.
Die Bevor zugung der Niederfrequenz und folglich das Geräusch, welches Zeichen von niedriger In tensität begleitet, werden auf diese Weise durch diesen hochselektiven Doppelseiten ba.ndempfang reduziert.
Bei der Stellung der Schalter 79, 80 in der Lage für Einseitenbandempfang werden Zeichen von niedrigerer als Schwellenintensi tät automatisch auf nur einem Punkt, der der Mittelabstimmung und dem Doppelseiten- bandempfang entspricht, empfangen.
Der Übergang von Einseitenband- zu Doppelseitenbandbetrieb findet automatisch statt, wenn die Zeichenintensität nur um einen gewissen Betrag unter den Schwellen wert fällt. Der Grund für diesen Übergang kann aus einer Betrachtung der Kurve 108 der Fig. 6a ersehen werden. Diese Kurve stellt die gleichgerichtete Spannung dar, die als Vorspannung an das Gitter der Still- legungsröhre angelegt wird, wenn das Zei chen, auf das abgestimmt wird, gerade stark genug ist, dass die Spitze den kritischen Wert von 11 Volt erreicht.
Unter dieser Bedingung ist. das Zeichen an dem Punkt der Skala, der 175 kKz entspricht, abgestimmt.
Oszillatormodulator. Die Oszillator-Modulatorröhre 52 ist eine Hegode, die folgende Elektroden hat: Ka thode 207, inneres Gitter 208, innerer Schirm oder Oszillatoranode 209, äusseres Gitter 210, äusserer Schirm 211 und Anode 212.
Das Oszillatorsystem ist mit den innern Elektroden 207, 208 und 209 verbunden. Eine Rückkopplungsspule 213 ist in Serie mit einer Drosselspule 217 und einer Gleich stromquelle 218 zwischen den innern Schirm oder die Oszillatoranode 209 und Erde ge schaltet. Spule 213 ist mit einer Spule 214, die in dem Oszillatorsystem liegt, gekoppelt.
Der oszillatorfrequenzbestimmende greis 99 setzt sich aus der Spule 214, einem variablen Kondensator 215 und einem halbeinstellbaren Kondensator 216 zusammen. Ein Kopplungs kondensator 219 ist zwischen den Verbin dungspunkt der Elemente 213 und 217 und den Verbindungspunkt der Elemente 214 und 216 geschaltet. Daher ist dort kapazitive wie auch magnetische Rückkopplung von Elek trode 209 zum Oszillatorkreis 99 vorhanden.
Diese Anordnung des Oszillatorsystems be wirkt eine gleichförmige Oszillatorspannung über den gesamten Frequenzbereich des Oszil- la tors.
Der Oszillatorkreis 99 ist ebenfalls auf beide Arten, kapazitiv und magnetisch, mit dem Kreis des Gitters 208 gekoppelt. Die magnetische Kopplung ist zwischen Spule 214 und einer Spule 220 des Gitterkathoden kreises vorhanden und die kapazitive Kopp lung ist abhängig von einer offenen Win dung 221, die mit Spule 220 verbunden ist und sich elektrostatisch mit Spule 214 kop pelt.
Auf Grund dieser Anordnung erzeugt irgendwelcher Kapazitätswechsel in dem Kreis des Gitters 209 einen Frequenzwechsel, der sehr klein und im wesentlichen für alle Oszillatorfrequenzen der gleiche ist.
Die Kopplungselemente 213, 219, 220 und 221 bleiben, wenn sie auf geeignete Werte eingestellt sind, dauernd fest.
Lautstärke-Niveausteuerung und Tonkompensation. Die Lautstärke-Niveausteuerung und der Tonausgleicher enthalten den einstellbaren Spannungsteiler 100 im Eingang der Nieder frequenzverstärkerröhTe 56. Der Spannungs- teiler ist dazu bestimmt, .ein annähernd ex ponentielles Verhältnis zwischen der Dämp fung in Dezibel und dem Drehungswinkel des Kontaktdrehknopfes (dargestellt durch den Pfeil) zu schaffen.
Die Erfahrung lehrt, dass das normale Ohr in den höheren und niedrigeren Nieder frequenzen weniger Intensitätsänderung als in den mittleren Niederfrequenzen wünscht. Die Lautstärkeniveausteuerung ist dazu be stimmt, diesen Wunsch des Ohres zu befrie digen. Bei der grössten Lautstärke befindet sich der Kontakt des Potentiometers 100 an seinem obern Ende. In dieser Stellung sind die Elemente, die mit dem Potentiometer ver bunden sind, so proportioniert, dass die Wie dergabegenauigkeit in Übereinstimmung mit Kurve 121 in Fig. 5 ist.
Diese Figur ist eine Aufzeichnung, in welcher die relative Lei- stung in Dezibel gegenüber Frequenzen des ausgewählten Niederfrequenzbereiches aufge tragen ist.
Bei sehr niedrigem Lautstärkeniveau be findet sich der Kontakt am untern Ende des Potentiometers 100; die Kondensatoren 104 und 105 und Widerstände 103 und 166 lassen die Wiedergabegenauigkeitscharak- teristik schräg aufwärts in Richtung der nie drigeren Frequenzen, wie durch Kurve 122 gezeigt, verlaufen.
Die Kondensatoren 101 und 102 lassen die Kurve 122 schräg auf wärts in Richtung der höheren Frequenzen verlaufen. Beim Mittellautstärkeniveau ist die Wiedergabegenauigkeitskurve im wesent lichen flach, wie durch Kurve 109 gezeigt. Bei dieser Potentiometeranordnung sind die Elemente 101 und 102 kleine gleiche Kon densatoren, welche die Dämpfungswechsel in den höheren Niederfrequenzen reduzieren; die Elemente 104 und 105 sind grosse, gleiche Kondensatoren, welche die Dämpfungswech- sel in den niedrigeren Niederfrequenzen reduzieren.
Radio receiver. The present invention represents a further embodiment of the radio receiver characterized in claim 1I of the main patent. As is apparent from the main patent, the receiver is used to receive character-modulated carrier waves, only the carrier and one of the two modulation sidebands being used.
Such a system has a number of advantages, among which the increased selectivity and thus a minimum of interference and noise may be emphasized.
The object of the invention is to provide means in such a receiver which cause such an adjustment of the aged that the character carrier either comes to rest on one or the other of the narrow frequency band that is passed through the selecting circles, with In addition, only reception characters above a desired minimum strength can be transmitted well. should.
The further development of the invention described in the main patent consists in the fact that a low-frequency amplifier tube of the receiver equipped with a screen grille serves as a means of rendering the receiver ineffective at settings in which it is not precisely matched to a sideband, which is via a high-resistance Resistance is connected to the anode voltage source,
while the screen grid is connected to the voltage source via a resistor that is small in relation to the first-mentioned resistor and the order is made so that the control grid bias of the amplifier tube is brought to such a value only when receiving characters above a desired minimum strength good reinforcement is guaranteed.
An embodiment of the invention is described below with reference to the drawings: The main principles of the single sideband reception and its application to a superheterodyne radio receiver are discussed in detail in the description of the main patent. The character selection circles are designed and set, for example, in such a way that they only let through the carrier, one sideband and the inner part of the other sideband, so that the entire low-frequency spectrum is passed through.
CIRCULAR ARRANGEMENT AND GENERAL ACTUATION FIG. 1 is a generalized schematic representation of a superheterodyne single sideband receiver.
An antenna 30 and earth 31 are provided for receiving the waves, which are then fed to a high-frequency amplifier 32, a local oscillator and modulator 33, an intermediate frequency amplifier 34, a diode rectifier 35, and a low-frequency shutdown amplifier 36, a low frequency amplifier 37 and a loudspeaker 38.
As far as this main amplification path is concerned, the radio frequency signal is received and selected in the usual manner by the antenna 30 and transmitted in the radio frequency amplifier 32, which is used for radio reception over the frequency range of approximately 550-1500 kHz can be true. The oscillator and modulator system 33 converts the high frequency to the intermediate frequency, which is selectively amplified in the amplifier 34.
The intermediate frequency amplifier 34 transmits a narrow frequency band which is centered around the frequency 175 kHz. The receiver now has special facilities that cause the user to shift the tuning a little with the help of the oscillator relative to the center frequency of the intermediate frequency amplifier. These particular facilities are described further below; they effect the setting of an intermediate frequency centered around 173.5 or 176.5 kHz.
But because the intermediate frequency amplifier is tuned to a band centered around <B> 175 </B> kHz. it essentially only lets the carrier wave and a sideband through. The diode rectifier 35 derives the modulation frequencies from the carrier and the single intermediate frequency sideband, which, amplified by the low frequency amplifiers 36 and 37, are then fed to the loudspeaker 38.
For the consistency of the recipient's output, despite large variations in the received character intensities. an automatic gain control is provided, which contains the connections 40 'from the output terminals of the intermediate frequency amplifier 34 to the following elements: an intermediate frequency trap 41, an intermediate frequency amplifier 42, a diode rectifier 43 and a diode interrupter 44. The manner of the intermediate frequency trap 41 and of the diode breaker 44 are described below.
According to the action of the automatic gain control, a rectified voltage is generated in the diode breaker 44, which voltage varies with the received character intensity; this rectified voltage is applied through the connec tion 45 to the control elements of the amplifiers 32 and 34 and the oscillator modulator 33.
In order to ensure the appropriate variation of the control bias over a wide range, a connection 46 is provided from the intermediate frequency amplifier 34 of the main amplification path to a control element of the intermediate frequency amplifier 42 in the automatic power control system. This is a "reverse" control bias connection, the effect and operation of which will be described more fully below.
The receiver has a "selective recording" to be described in more detail, by means of which the user is forced to tune the receiver so that the intermediate carrier frequency matches one of the two edges of the selected intermediate frequency band, i.e. H. in this case 173.5 or 176.5 kHz is set.
The selective pick-up is brought about by the action of the intermediate frequency trap 41 of the automatic power control system and is further completed by the cooperation of the shutdown system that is assigned to the amplifier 36.
The trap 41 contains a selective old man, which is so dimensioned that! it causes the automatic gain control biases of the conductor 45 to become partially weaker if the receiver is tuned so that the subcarrier frequency is exactly in the middle of the selected intermediate frequency band, that is in this case 175 kHz.
At this tuning point, the intermediate frequency voltage transmitted over link 40 'is obtained at a much higher level than any other tuning point.
The low frequency amplifier 36 is equipped with a shutdown system by which sideband selection and shutdown between stations are achieved through the operation of the amplifier. To ensure this effect., The amplifier tube is set so that its. Power is a maximum at a critical negative value of the grid bias, and quickly approaches zero for higher or lower biases.
The bias for the shutdown tube is obtained from diode rectifier 35 and is proportional to the carrier voltage in connection 40 '. If there is no character, or if the average of the rectified character or noise voltage is lower than the critical voltage, the power through the silence amplifier 36 is essentially zero and there is virtually no transmission through the receiver.
Even if a strong intermediate frequency carrier character is tuned to the center of the band (175 kgz), the bias voltage developed by the rectifier 35 is considerably greater than the critical value, and the power of the amplifier 36 is again reduced to almost zero.
The critical bias that this effective condition creates is only obtained if the intermediate frequency carrier is tuned to one of the two edges of the selected band (173.5 or 176.5 kHz). It should be noted that the grid prestress is determined by the amplitude of the carrier voltage in connection 40.
This amplitude is in turn determined by the response characteristics of the intermediate frequency circuit or the trap 41 in cooperation with the automatic power control system. The trap should therefore have such a characteristic that the critical preload is obtained at any edge of the intermediate frequency band.
FIG. 2 is a detailed circuit diagram illustrating a superheterodyne receiver suitable for single sideband actuation and designed according to the general arrangement of FIG.
The rectangles of FIG. 1 are indicated in FIG. 2 by dashed lines and are numbered similarly.
In FIG. 2, the high-frequency amplifier 32 contains a pentode tube 51 which is coupled to the antenna 30. He also has three simultaneously tunable, selective old people, of which 130 and 131 are in front of the amplifier tube and 132 between the tube 51 and the tube 53. These ages are tuned by variable capacitors 135, 136 and 137.
The oscillator and modulator arrangement 33 contains the Hegode oscillator modulator tube 52. This oscillator modulator contains a frequency-determining element 99 which has a variable tuning capacitor 215.
The tuning capacitors 135, 136, 137 and 215 are connected to each other by a mechanical one-button control device indicated by the dashed lines 1T.
The output of the oscillator modulator is coupled to the input of the dual frequency amplifier 34; this contains two amplifier tubes 53 and 54 and the three intermediate frequency coupling systems 160, 161 and 162, which are arranged in front of, between and behind the amplifier tubes.
The characters are rectified in the diode part of a double diode pentode tube 55 'in stage 35. Only one of the diodes is needed for this rectification; this particular diode contains the cathode 163 and one of the diode anodes 164. The pentode elements of this tube are used in the low frequency shutdown amplifier 36. Therefore, for purposes of illustration, tube 55 'is again shown in the low frequency amplifier section 36, where it is designated as tube 55.
This double representation of the same physical elements is expedient because, in terms of effect, the tube is equivalent to two separate and distinct tubes.
The rectified current flows through a resistor 83, from which the rectified voltage is conducted to the control grid of the pentode amplifier 55 via the conductor 166 and 'the resistors 84, 87 and 90 and the capacitors 86, 89 and 88. Resistor 87 and capacitor 89 are proportioned to effect the appropriate low frequency compensation as will be described in greater detail later.
The anode of the pentode amplifier 55 is connected to the second Niederfrequenzverstä.rker- tube 56 through a system of capacitors and resistors, which includes the voltage divider 100, of which a desired portion of the low frequency voltage in the output of the tube 55 to the input the tube 56 can be applied, coupled. The low frequency currents are further amplified in the push-pull amplifier including tubes 57 and 165, from where they are transmitted to loudspeaker 38.
It is important that the receiving system selects a frequency band that is approximately equal to the maximum required modulation frequency. Because the selective circuits of the high-frequency amplifier 32 cannot be tuned as precisely as those of the intermediate frequency amplifier 34, they are expediently tuned so broadly that they pass a band of this width with a uniformity within a decibel.
The necessary selectivity is therefore mainly created by the permanently coordinated coupling systems of the intermediate amplifier 34. This amplifier includes a coupling system 160, which has two doubly tuned transformers 167 and 168, each of which is preferably set up so that it has near optimum coupling, and a coupling system 161, which includes a doubly tuned transformer, preferably one has uniform transmission characteristics over a frequency band the width of which corresponds to a sideband.
The selectivity characteristics of a receiving system of the type described, which is intended to pass an intermediate frequency band of 173.5 to 176.5 kFlz, is shown in FIG. 3. In this figure, the intermediate frequency spectrum of a character is shown at 26, which is centered at the frequency f i, of 173.5 kHz and which has upper and lower intermediate frequency sidebands with corresponding limits fib, fib '.
In the same figure, the curve <B> 110 </B> represents the selection characteristic of the intermediate frequency-selecting circuits of the amplifier 34, which are centered and flat at a frequency <B> f </B> i, of 175 kHz ( within a decibel) is over a band of 3 kHz, i.e. H.
above the upper intermediate frequency sideband. Also shown in this figure is the intermediate frequency spectrum of two other characters 111 and 112, which correspond to adjacent broadcast channels. <B> fi, </B> -10 and <B> fl, </B> -I- 10 kHz are as which are the centering frequencies separated from f ie by 1.0 kHz.
For this example it is assumed that the mark 111 is stronger than the mark 112; therefore, the receiver is shown to be tuned to the sideband furthest from the stronger character. The intermediate carrier frequency of the character 111 is weakened by 16 decibels more than the carrier frequency of the character 112. Both neighboring characters are much more decreased than they would be if the curve 110 in the s <B> i </ B > Width would be doubled to include both sidebands; it is thus shown how the receiver can be tuned to penalize the stronger of the characters in the two adjacent channels.
Two of the most important problems that arise when using this receiver for single sideband reception are: 1. To induce the user to tune the receiver so precisely that the subcarrier frequency is at an edge of the selected frequency band, as shown in FIG is, and. 2. -to compensate for the loss of the almost unused sideband. .
The first of these problems is solved by a "selective recording" system which, if not precisely tuned, greatly reduces or completely eliminates the response of the receiver. This system, which will be described in detail below, has become desirable because the sound in the loudspeaker is harsh and uncomfortable if the carrier frequency is corrected too far from the edge of the transmitted sideband.
The second of these problems is solved by the use of the resistor 87 and capacitor 89 in conjunction with the frequency tube 55 low. In Fig. 4, the curve 113 shows the loss of low-frequency power as a function of the low frequencies, which results from the practically perfect suppression of part of a sideband. This loss is approximately 3 decibels at 1 kHz and 6 decibels at 3 kHz for the receiver discussed.
Accordingly, the elements 87 and 89 are proportioned in such a way that they alone would produce a relative low-frequency power which essentially varies according to curve 114. Since this latter variation is opposed to that of curve 118, a uniform overall low frequency response as illustrated by curve 115 occurs. To generate this compensation, it has proven suitable to bring the impedances of the elements 87 and 89 to the same order of magnitude at a frequency of 1 kHz.
Automatic power control. Proper actuation of the shutdown system requires that the output of the intermediate frequency amplifier 34 be held at a constant, predetermined value which is substantially independent of the received symbol intensity and the percentage of modulation. The arrangement and operation of the automatic gain control system will be described in conjunction with FIGS. 1, 2 and 7.
Intermediate frequency voltage is picked up by a coil 71 which is tuned by a capacitor 72 and which is coupled to the primary coil of the intermediate frequency coupling system 162. By means of the connection 40 ', the coupling transformers 74 and 67 of the intermediate frequency trap 41 and the intermediate frequency amplifier tube 58, it is applied between the cathode 61 and the diode anodes 60 and 172 of a double diode pentode tube 59, which will later be called the gain control diode ,
because it determines the activity of the automatic gain control.
Associated with the diode rectifier in tube 59 is a voltage divider which includes resistors 62 and 63 connected in series with a battery 66 and diode 55 ", wel che through the cathode 163 and diode anode 175 of the multi-purpose tube 55 is formed, are switched; the diode 55 "is referred to as a breaker diode.
The anodes 60 and 172 are connected to the junction 64 of the resistors 62 and 63; these are dimensioned so that, when there is no sign, the anodes are kept at substantially the same voltage as the cathode 61; the cathode 61 is biased with respect to earth by the resistor 65 in accordance with the anode current of the pentode part of the tube 59. The result is that there is essentially no current flow in the diode portion of tube 59; however, the current begins to flow as soon as intermediate frequency voltage is applied to the anodes 60 and 172.
In the absence of intermediate frequency, the points 39 and 107, which respectively to the control grid of the pentode 59. are connected to the anode 175 of the diode 55 ″, that is to say grounded through the diode 55 ″, so that no automatic power control voltage is fed to the conductor 45.
When a signal is received, an intermediate frequency voltage is imposed on the diode of the tube 59, however. Then rectified current flows through the resistor 62 and reduces the voltage drop in 63. When the intermediate frequency voltage reaches a value corresponding to a predetermined symbol intensity, the point 64 becomes negative with respect to earth. Under these conditions is. the diode 55 ″ ineffective, so that the points 39 and 107 are just as negative as the point 64.
A further increase in the character intensity increases the negative voltage of these points, so that a negative voltage to ground is applied to the control grids of the intermediate frequency amplifier tubes 53 and 54, the high frequency amplifier tube 51 and the oscillator modulator tube 52 through the lines 45 and 45 '. The control grid 173 of the tube 59 is also effective under these conditions to reduce the current in this tube and therefore the voltage across the resistor 65.
The change in the voltage of the cathode 61 with respect to earth increases the voltage of the anodes 60 and 172 with respect to the cathode 61, whereby the resultie-generating negative voltage, which at point 64 respectively. is present at points 39 and 107, is enlarged. The operating characteristics of an automatic power control circuit operating on these principles are shown in FIG. 7; here the line 123 represents the voltage of the point 64 with respect to earth, which voltage assumes negative values proportional to the symbol intensity.
In this figure shows. the distance 124 the voltage at the resistor 62 and the distance <B> 125 </B> the one at the resistor 63. If the character intensity increases to the point where the voltage at junction 64 becomes negative, the current in diode 55 "is reduced to zero, and the mean voltage applied to gain control lines 45 and 45 'from points 39 and 107 is applied, becomes the same as that at point 64.
As noted above, a decrease in the voltage at points 39 and 107, by virtue of their connection to grid 173, reduces the space current in tube 59, thus increasing the negative voltage of diode anodes 60 and 172. which in turn increases the negative voltage at point 64. This is due to the increasing slope of curve 123 at its intersection. shown with the zero axis.
If the action of the pentode 59 were not present, the curve 123 would continue in its original inclination, as shown by the dashed line 127 Darge. In this drawing, ordinate 126 represents the voltage of point 107 with respect to earth.
The effect of such an automatic gain control for controlling the performance of the amplifiers and modulators is known and does not require detailed discussion. Suffice it to say that the connections 45 and 45 'cause the control grids of the controlled tubes to become more negative as the character strength increases above a predetermined value, thereby maintaining the intermediate frequency power level uniform.
The desired uniform performance of the intermediate frequency amplifier -34 is completed by a "reverse" automatic control voltage provided by a connection 46 between the cathode of the amplifier tube 54 and the cathode of the amplifier tube 58 of the automatic gain control.
This common cathode connection 46 is connected to ground through a resistor 68 which carries the current of both tubes; therefore, the current of tube 54 controls in part the grid-cathode bias of tube 58 and therefore the performance of the latter tube. This bias on tube 58 varies opposite to that on the controlled amplifier and modulator tubes of the main gain path.
As the grid-gathode bias of tube 54 increases, its gain and current decrease and consequently the grid-gathode bias of tube 58 decreases, causing the performance of the latter tube to increase somewhat.
Therefore, the increase in intermediate frequency voltage required by the automatic power control diode in tube 59 to decrease the gain of amplifier 34 is complemented by the increased power of tube 58 without increasing the input AC voltage of the latter tube or the AC output voltage of the amplifier 34 is necessary.
This operation is called "reverse" automatic power control because the power of the tube 58 is automatically varied in the opposite direction to that of the tubes 51, 52, 53 and 54.
Quantitatively, the power of tube 58 can be roughly doubled by this reverse automatic power control connection, which is sufficient to increase the intermediate frequency voltage on the automatic power control diode of tube 59 over the desired wide range without increasing the intermediate frequency input to tube 58 vary.
The two automatic gain controls work together to maintain the output of the intermediate frequency amplifier 34 almost uniformly during the reception of large signal intensity variations. <I> Selective </I> recording.
The above-mentioned "selective recording" enables the oscillator to precisely tune the receiver for single sideband reception. It includes means for the purpose of ensuring that the low-frequency power reaches exactly a maximum value when the intermediate-frequency carrier wave is matched to one of the gants of the band that is selected in the intermediate-frequency amplifier 34.
This effect results from a cooperation between the intermediate frequency trap 41 with the rest of the automatic gain control system and the shutdown system, connected with amplifier 36.
The trap circuit contains a shunt branch to earth, which includes an inductance 69 and a capacitor 70. These two reactive elements are very sharply tuned to the center of the intermediate frequency band (in this case 175 kHz), so that this center frequency is sharply attenuated. The. Capacitor 70 is adjustable for the purpose that the trap can be easily tuned to the center frequency.
The coil 71 is to apply a down voltage from the output of the tube 54 to the trap circuit. generate smaller than the primary coil of the coupling system 162.
The transformer 74, which couples the trap to the input of the tube 58, is a step-up transformer in which the secondary coil 48 is larger than the primary coil 49. A capacitor 75 is connected in series with the primary coil 49 of the transformer 74 and serves to tune said primary coil broadly to the middle of the selected band (175 kHz). Resistor 77 is of the appropriate value to broaden the resonance of elements 49 and 75, and resistor 76 is used to reduce the current entering the trap of coil 71
to limit. The ratios of the transformers in the entrance and exit of the trap are chosen so that the coil 69 can be of the same size as the secondary coil 48 of the transformer, despite the fact that the primary coil of the transformer 73 and the secondary coil of the transformer 74 work within circles of high impedance.
The mode of operation of the gain control system including the intermediate frequency trap 41 on the rectified output power of the rectifier in tube 55 'is shown in FIG. 6a, in which curve 118 represents the rectified signal voltage that is present when the input is partially 34 is tuned to a character within the band that is uniformly transmitted by the intermediate frequency selectors of part 34.
The sharp peak of curve 118 is caused by the action of the trap circle, which attenuates the automatic gain control voltage and therefore increases the gain in part 34 when the carrier frequency is tuned to trap frequency 175 kIlz. As curve 118 shows, the resulting character level in the input of part 36 reaches a sharp maximum when the carrier is tuned to 175 kHz.
The effect of the trap characteristic 118 in allowing the receiver to be appropriately tuned will be fully explained in the following discussion of the retirement system. Automatic shutdown The automatic shutdown effect shuts down the receiver, except in the event that the intermediate carrier frequency is precisely matched to an edge of the intermediate frequency band. This system suppresses unwanted noises and annoying characters that are reproduced if the receiver is not precisely tuned.
The shutdown system cooperates with the trap 41 and the automatic power control system to generate the "selective intake". The shutdown effect is achieved by the peculiar transmission characteristics wel che of the transmitting pentode tube 55 is given. For single sideband reception, switches 79 and 80, which are set up for one-button operation, are rotated to the right so that switch 80 places a resistor 81 in series between grid 202 and the positive terminal of anode 203.
Resistance 81 has a relatively low value, so that the voltage on screen 202 is essentially independent of the screen current. A relatively high resistor 78 is switched in series between the anode 177 and the positive side of the DC voltage source 205; this source is in series with source 203.
The relationship between the grid bias and the anode current of this pentode is shown in this circuit by curve 116 in FIG. 6b, in which the grid bias is plotted against the anode current in milliamps.
The anode voltage is reduced to zero by resistor 78 at an anode current of approximately 1 milliampere; the remaining current of the tube flows to the screen 202. It can be seen from curve 116 that as the negative grid bias decreases to about 9 volts, the anode current increases to about 1 blilliamp @, re. Therefore, for values of negative grid bias that are less than 9 volts, the anode voltage is essentially zero.
For values of negative grid voltage that are greater than 9 volts, the total current is reduced; the anode current therefore drops quickly and approaches zero beyond 15 volts bias.
The power or amplification ratio of the decommissioning tube 55 depends on the steepness of the curve 116 and is therefore a maximum in the part between the limiting values of 10 and 12 volts of negative bias. The steepness in this part represents about fifty times the gain for the particular tube arrangement used.
The gain of the pentode amplifier tube 55 is shown by curve 117 in FIG. 6c, in which the percentage gain is plotted against the negative grid bias.
For the particular tube arrangement being described, 11 volts is a critical grid bias value because only those biases. which are close to this value allow the tube to transmit the characters.
The intermediate frequency voltage in the secondary part of the coupling system 162 is linearly rectified in the diode 55 '; this rectified voltage appears at resistor 83 and capacitor 82. Due to its small size, capacitor 82 has a negligible effect on low frequencies and, with resistor 84 and capacitor 85, is used to eliminate the carrier frequency component.
The lower modulation components of the rectified voltage follow the path of the elements 86, 87 and 88 to the control grid 176 of the pentode 55. The impedance of the input circuit of the tube 55 for higher low frequencies is determined by capacitor 89 and a relatively low resistor 90, which is parallel to the high resistor 87 is switched, decreased. This @ lower impedance path 88, 90 replaces the selection of the lower Niederfrequen zen of both sidebands.
The grid bias, which is proportional to the average rectified character voltage, is applied to control grid 176 through a path that includes high resistors 84, 91 and 92. The capacitor 93 has a sufficiently large capacitance to bypass all modulation components to this bias connection.
All of the DC voltage appearing across resistor 83 is applied to grid 176 as a shutdown bias. However, only a small part (approximately one sixth) of the low frequency component of the rectified voltage is applied to the grid 176 as a character.
The grid voltage fluctuations resulting from the low frequency are therefore so small that their amplitudes cannot shift the total grid bias voltage or the straight-line part of the curve <B> 116 </B> in the anode current-grid voltage characteristic.
The voltage developed by the diode 55 'varies according to curve <B> 118 </B> of FIG. 6a. From curve <B> 118 </B> it can be seen that the trap 41, which produces this characteristic, is dimensioned so that the critical bias voltage (11 volts in FIG. 6b) is maintained when the wearer hits any of the selected intermediate frequency band (1.5 kHz from the center to each side).
Because of this relationship between curves 116 and 118, pentode tube 55 is only able to let characters pass if the intermediate carrier frequency for single sideband reception is precisely on one of the two gants of the selected band.
<I> Indicator </I> for visualizing <I> the </I> <I> voting. </I> In series with a resistor 78 in the anode circuit of the tube 55 there is an indicator for visualizing the voting in the form of a milliameter 98 switched.
When the receiver is in use, this milliameter has a maximum deflection of 1 miniampere and a minimum deflection of zero, as can be observed in FIG. 6b. The milliameter shows the exact tuning position for single sideband actuation when the knife shows half deflection, 0.5 milliamps.
Fig. 6b shows that this is the anode current when the critical grid bias of 11 volts it is reached. Corresponding curves 119 of FIGS. 6d and 120 of FIG. 6e show the variations in the anode current and in the relative gain in tube 55 when the subcarrier frequency is tuned in the region of 175 kHz.
The two sharp peaks of curve 120 show, as points of good audibility, the points of precise tuning of the subcarrier frequency at 1.5 kHz above or below the center frequency of 175 kHz and corresponding to the center deflection of the tuning meter. <I> double pages </I> reception.
If the receiver is to act like a double-sided receiver, switches 79 and 80 are set to the left. Then the switch 80 causes the resistor 81 to be switched off so that the screen voltage is supplied from the positive side of the voltage source 205 through a relatively high resistor 96. Then switch 80 also closes a connection which brings a resistor 97 into the grid bias circuit which reduces the grid bias to a value lower than that which is needed for the single sideband setting.
A bias voltage which produces a 0.5 lfilliamp6re anode current when a character is tuned to 175 kHz has been found to be correct. The average shield voltage and the shield current are kept almost constant under this condition for small values of the grid pre-tension. This results in an amplifier-anode current-grid bias curve of normal form, in which the slope is always positive.
The switch 79, in the left position, now short-circuits the resistor 95, which reduces the low-frequency voltage that is applied to the control grid 176. At the same time, this creates a lower impedance path to ground through resistor 94 for the higher low frequencies. The increased gain of the high low frequencies (with single sideband reception) is eliminated in this way, because high low frequency compensation is not required with double sideband reception.
The resistors 94 and 95 are dimensioned so that the low frequency voltage at the anode 177 for single and double sideband reception will be the same.
Under the condition of double-sided tape reception, the receiver is tuned to a minimum deflection on the voting meter, which will be about the center scale. This matches with. such a coordination that the subcarrier frequency lies exactly in the center of the intermediate frequency selected band (175 kHz) and is indicated by the loudest reproduction.
With single sideband reception, all characters of an intensity greater than a threshold value are received at two points on the voting scale, corresponding to one or the other of the two sidebands. Characters of greater or lesser intensity than the threshold can be received by turning switches 79 and 80 to the double sideband position. The character is then received at only one point, which corresponds to the center tuning and the highly selective double sideband reception.
The preference for the low frequency and consequently the noise that accompanies signs of low intensity are reduced in this way by this highly selective double-sided ba.ndempfang.
If the switches 79, 80 are in the position for single sideband reception, characters of lower than threshold intensity are automatically received at only one point that corresponds to the center tuning and double sideband reception.
The transition from single-sideband to double-sideband operation takes place automatically when the character intensity only falls below the threshold by a certain amount. The reason for this transition can be seen by examining curve 108 of Figure 6a. This curve represents the rectified voltage that is applied as a bias voltage to the grid of the decommissioning tube when the mark being tuned to is just strong enough that the peak reaches the critical value of 11 volts.
Under this condition is. matched the mark at the point on the scale corresponding to 175 kKz.
Oscillator modulator. The oscillator modulator tube 52 is a hegode which has the following electrodes: cathode 207, inner grid 208, inner screen or oscillator anode 209, outer grid 210, outer screen 211 and anode 212.
The oscillator system is connected to the inner electrodes 207, 208 and 209. A feedback coil 213 is connected in series with a choke coil 217 and a direct current source 218 between the inner screen or the oscillator anode 209 and earth. Coil 213 is coupled to a coil 214, which is located in the oscillator system.
The oscillator frequency-determining circuit 99 is composed of the coil 214, a variable capacitor 215 and a semi-adjustable capacitor 216. A coupling capacitor 219 is connected between the connection point of elements 213 and 217 and the connection point of elements 214 and 216. Therefore there is capacitive and magnetic feedback from electrode 209 to oscillator circuit 99.
This arrangement of the oscillator system produces a uniform oscillator voltage over the entire frequency range of the oscillator.
The oscillator circuit 99 is also coupled to the circuit of the grid 208 in both ways, capacitively and magnetically. The magnetic coupling is present between coil 214 and a coil 220 of the grid cathode circuit and the capacitive coupling is dependent on an open win 221 which is connected to coil 220 and electrostatically coupled to coil 214.
Because of this arrangement, any change in capacitance in the circle of grid 209 produces a frequency change which is very small and essentially the same for all oscillator frequencies.
The coupling elements 213, 219, 220 and 221 remain permanently fixed when they are set to suitable values.
Volume level control and tone compensation. The volume level control and the tone equalizer contain the adjustable voltage divider 100 in the input of the low-frequency amplifier tube 56. The voltage divider is designed to achieve an approximately exponential ratio between the attenuation in decibels and the angle of rotation of the contact knob (shown by the arrow) to accomplish.
Experience shows that the normal ear desires less intensity change in the higher and lower low frequencies than in the medium low frequencies. The volume level control is intended to satisfy this ear's wish. At the highest volume, the contact of the potentiometer 100 is at its upper end. In this position, the elements that are connected to the potentiometer are proportioned so that the reproduction accuracy is in accordance with curve 121 in FIG.
This figure is a recording in which the relative power in decibels is plotted against frequencies of the selected low frequency range.
At a very low volume level, the contact is at the lower end of the potentiometer 100; the capacitors 104 and 105 and resistors 103 and 166 cause the reproduction accuracy characteristic to slope upwards in the direction of the lower frequencies, as shown by curve 122.
The capacitors 101 and 102 let the curve 122 slope upwards in the direction of the higher frequencies. At the medium volume level, the reproduction accuracy curve is essentially flat, as shown by curve 109. In this potentiometer arrangement, the elements 101 and 102 are small identical Kon capacitors, which reduce the change in attenuation in the higher low frequencies; the elements 104 and 105 are large, identical capacitors which reduce the change in attenuation in the lower low frequencies.