<Desc/Clms Page number 1>
BELL TELEPHONE MANUFACTURING COMPANY
Naamloze Vennootschap
<Desc/Clms Page number 2>
De onderhavige uitvinding heeft betrekking op een spanning-naar-stroomomzetter voor de omzetting van een differentiële ingangsspanning in een uitgangsstroom in een referentieimpedantie, waarbij deze omzetter twee ingangen heeft tussen dewelke deze ingangsspanning wordt gelegd en eerste en tweede transistors heeft waarvan de uitgangsketens verbonden zijn tussen overeenkomstige eerste en tweede omzetteruitgangen en overeenkomstige eerste en tweede constante-stroombronnen welke respektievelijk een eerste en tweede constante stroom voortbrengen, waarbij de verbindingspunten van deze uitgangsketens en deze constante-stroombronnen via deze referentie-impedantie onderling verbonden zijn,
en waarbij deze omzetter op deze eerste en tweede uitgangen respektievelijk eerste en tweede
EMI2.1
balansstromen verschaft die respektievelijk gelijk zijn aan r de som van deze eerste constante stroom en deze uitgangsstroom en aan het verschil van deze tweede constante stroom en deze uitgangsstroom.
Een dergelijke omzetter is reeds bekend uit Fig. 2 van de Nederlandse oktrooiaanvraag nr. 7407953. De ingangen van deze omzetter worden gevormd door de basissen van twee PNP
<Desc/Clms Page number 3>
derde transistoren waarvan de collectors verenigd zijn en met de emitterswaarvan de respektieve uiteinden van de referentie-impedantie via de basis-naar-emitter juncties van overeenkomstige als diode geschakelde NPN vierde transistoren verbonden zijn. Deze vierde transistoren zijn in stroomspiegelschakeling verbonden met overeenkomstige NPN vijfde transistoren waarvan de collectors met overeenkomstige constante-stroombronnen verbonden zijn. Deze bronnen zijn ook verbonden met de basissen van de respektieve eerste en tweede transistoren die NPN transistoren zijn en waarvan de collectors de omzetteruitgangen vormen.
Een nadeel van deze bekende omzetter is dat de differen-
EMI3.1
tiële ingangsspanning slechts juist gereproduceerd wordt over de referentie-impedantie als de van de twee derde n transistoren als van de twee vierde transistoren gelijk zijn en als de basisstromen van de eerste en tweede transistoren verwaarloosd worden.
Een doelstelling van de onderhavige uitvinding bestaat erin een spanning-naar-stroomomzetter van het hierboven beschreven type te verschaffen, maar waarin de omzetting nauwkeuriger gebeurt.
Volgens de uitvinding wordt deze doelstelling bereikt doordat besturingselektroden van deze eerste en tweede transistoren verbonden zijn met de uitgangen van respektieve eerste en tweede operationele versterkers waarvan de niet-inverterende
<Desc/Clms Page number 4>
ingangen deze omzetteringangen vormen en waarvan de inverterende ingangen met de respektieve uiteinden van deze referentieimpedantie verbonden zijn.
Door de aanwezigheid van de operationele versterkers wordt de differentiële ingangsspanning met een grotere nauwkeurigheid over de referentie-impedantie gereproduceerd, zodat ook de uitgangsstroom in deze impedantie een juistere omzetting is van deze spanning.
Een verder kenmerk van de onderhavige omzetter is dat minstens deze eerste en tweede transistoren MOS transistoren zijn.
Omdat dergelijke transistoren een verwaarloosbare poortstroom hebben wordt de ingangsspanning nog nauwkeuriger over de referentie-impedantie gereproduceerd.
Er weze opgemerkt dat de Europese oktrooiaanvraag nr. 0072705 een spanning-naar-stroomomzetter openbaart, welke één enken ingang en één enkele uitgang heeft en welke een operationele versterker omvat. De niet-inverterende ingang van de versterker vormt de omzetteringang en de versterkeruitgang is verbonden met de poortelektrode van een MOS transistor waarvan de uitgangsketen verbonden is tussen een omzetteruitgang en de inverterende ingang van de versterker. Deze omzetter kan echter geen differentiële ingangsspanning in een stroom omzetten.
De onderhavige uitvinding heeft eveneens betrekking op een impedantiesyntheseketen voor de synthese van een impedantie uit weerstanden die uitgangen van versterkers met overeen-
<Desc/Clms Page number 5>
komstige takken van een lus verbinden, waarbij deze impedantie voortgebracht wordt voor signalen die aan deze lus worden gelegd vanuit een ingangssignaalbron en voor signalen ontvangen door deze lus en waarbij deze keten omvat : een wisselstroommeetketen die met deze weerstanden gekoppeld en een meetsignaal verschaft dat functie is van de luswisselstroom, en een combinatieketen die door deze ingang-en meetsignalen wordt bestuurd en balanswisselstroomsignalen verschaft die functie zijn van het verschil van deze ingang-en meetsignalen en rechtstreeks aan ingangen van deze versterkers gelegd worden.
Een dergelijke impedantie-syntheseketen is reeds bekend uit de Britse oktrooiaanvraag nr. 2100949. In deze bekende telecommunicatie-lijnketen bestaat de combinatieketen uit twee stellen individuele weerstanden waaraan het ingangssignaal en het meetsignaal worden gelegd en waarbij de spanningsuitgangen van deze stellen met de inverterende ingangen van overeenkomstige lijn-operationele versterkers zijn gekoppeld, respektievelijk rechtstreeks en via een inverterketen teneinde een balansbesturing in spanning van deze versterkers te verwezenlijken. Deze spanningsbesturing wordt beinvloed door de voorgelijkspanning welke aan de niet-inverterende ingangen van deze versterkers gelegd wordt omdat de stroom die naar de inverterende ingangen vloeit functie is van deze voorspanning.
Een doelstelling van de onderhavige uitvinding bestaat erin een impedantiesyntheseketen van het hierboven beschreven
<Desc/Clms Page number 6>
type te verschaffen, maar waarin de besturing van de versterkers onafhankelijk is van dedaaraan gelegde voorgelijkspanning en die bovendien het gebruik van een bijkomende inverterketen niet vereist.
Volgens de uitvinding wordt deze doelstelling bereikt doordat deze combinatieketen door een spanning-naar-stroomomzettsr zoals hierboven beschreven gevcrmd wordt, waarbij dit ingangssignaal en dit meetsignaal aan respektieve ingangen van de omzetteringangen gelegd worden en deze balansstromen aan respectieve ingangen van eb inverterende ingangen van de versterkers toegevoerd worden, waarbij deze versterkers terugkoppelimpedantieshebben.
Aldus zijn de versterkers stroomgestuurd en door de aanwezigheid van de constante-stroombronnen wordt deze stroomsturing niet beïnvloed door voorgelijkspanningen die aan de niet-inverterende ingangen van deze versterkers worden gelegd.
Anderzijds, door het feit dat de spanning-naar-stroomomzetter rechtstreeks balansstromen verschaft is er geen bijkomende inverterketen vereist.
De hierboven vermelde en andere doeleinden en kenmerken van de uitvinding zullen duidelijker worden en de uitvinding zelf zal het best begrepen worden aan de hand van de hiernavolgende beschrijving van een uitvoeringsvoorbeeld en van de bijbehorende tekening die een gedeelte voorsteltvan een abonneelijntussenketen SLIC, welke een spanning-naar-stroomomzetterketen en een impedantiesyntheseketen waarin deze omzetter wordt gebruikt omvat, waarbij deze beide ketens volgens de uitvinding zijn verwezenlijkt.
De abonneelijntussenketen SLIC maakt deel uit van een telecommunicatielijnketen, die in een centrale verbonden is tussen een schakelnetwerk (niet getoond) daarvan en een telefoonlijn.
Deze omvat laagohmige voedingsweerstanden Ro en Rl en geleiders LIO en LIl en is zelf verbonden met een abonneetoestel TSS die voorzien is van een haakschakelaar HS. De SLIC is ingericht
<Desc/Clms Page number 7>
om door synthese uit deze 50 ohms voedingsweerstanden RO en Rl een gewenste impedantie te verwezenlijken.
De SLIC werkt met de volgende voedingsspanningen : V+ die op grondpotentiaal is ; V-die op-48 of-60 Volts is ; VAUX die een hulpspanning is welke 15 Volts hoger is dan V- ; VAG die een spanning is welke 7.5 Volts hoger is dan V-.
De SLIC omvat de lijn operationele versterkers LOAO en LOA1 met terugkoppelweerstanden R3 en R4 en met"tip"en "ring"uitgangen TP en RG, die met de lijngeleiders LIO en LIl via respektievelijk de voedingsweerstanden RO en Rl verbonden zijn. LOAO en LOA1 hebben verder respektieve niet-inverterende ingangen TDC en RDC en respektieve inverterende ingangen TAC en RAC, die bestuurd worden door een spanning-naar-stroomomzetter welke later beschreven zal worden. LOAO en LOA1 worden gevoed tussen V+ en een geregelde spanning VEET (niet getoond) verkregen op de wijze beschreven in de Belgische oktrooiaanvraag die tezamen met de onderhavige Belgische oktrooiaanvraag is ingediend onder de titel"TeJ.lecommunic. at-Lelijnketen en bijbehorende spanningsomzetter".
De klemmen STA en STB van de voedingsweerstand RO en SRA en SRB van de voedingsweerstand Rl zijn verbonden met een lusstroommeet-of aftastketen SENC, die een uitgang C01 heeft en van het type is welke beschreven is in de Belgische oktrod- aanvraag, die tezamen met de onderhavige aanvraag is ingediend onder de titel"Koppelketen en bijbehorende stroommeetinrichtingen"
Zoals daarin beschreven verschaft de SENC aan zijn uitgang C01 een spanningssignaal, dat evenredig is met de afgetaste lusstroom die tussen TP en RG vloeit als de haakschakelaar HS in TSS gesloten is. Deze lusstroom bestaat uit een voedingsgelijkstroom waarop eventueel een spraakstroom en gebeurlijk ook een taxatiestroom zijn gesuperponeerd.
Het uitgangsspanningssignaal van de SENC wordt via de condensator C, die de
<Desc/Clms Page number 8>
gelijkspanning blokkeert, gelegd aan een versterkertrap, welke de wisselspanningsversterking regelt. Deze versterkertrap bestaat uit een weerstand R5 die verbonden is met de inverterende ingang van een operationele versterker OA1 welke voorzien is van een terugkoppelweerstand R6 en waarvan de niet-inverterende ingang met VAG verbonden is. Het signaal dat aan de uitgang van OA1 verschaft wordt is daarom evenredig met het wisselstroomgedeelte van de lusstroom, d. w. z. met de spraakstroom en eventueel met een taxatiestroom. Dit gemeten spraak/taxatiesignaal wordt toegevoerd aan de niet-inverterende ingang VFB van een operationele versterker OA3, die van de hierboven vermelde spanning-naar-stroomomzetter deel uitmaakt.
Het spraak/taxatie ingangssignaal SMIl dat vanuit de centrale wordt gestuurd, wordt op de gelijknamige ingangsklem SMIS ontvangen en wordt gelegd aan een versterkertrap die bestaat uit een weerstand R7 die verbonden is met de inverterende ingang van een operationele versterker OA2, welke voorzien is van een terugkoppelweerstand R8 en waarvan de nietinverterende ingang met VAG verbonden is. Het signaal SMI, dat aan de uitgang van SMI van OA2 wordt verschaft, wordt toegevoerd aan de niet-inverterende ingang van een operationele versterker OA4 die ook van de hierboven vermelde spanning-naarstroomomzetter deel uitmaakt. Deze omvat verder PMOS transistors PM1 en PM2 aan de poortelektroden en waarvan de uitgangen van respektievelijk OA3 en OA4 verbonden zijn.
De bronelektroden Jl, J2 van PM1 en PM2 zijn onderling door een weerstand R9 verbonden en verder verbonden met de inverterende ingangen van OA3 en OA4 en met de cdlectors van respektieve PNP transistors Tl en T2 die een constante-stroombron vormen. De emitters van deze transistoren zijn verbonden met VAUX en hun verenigde basissen ontvangen vanaf een klem X een zodanige voorspanning dat eenzelfde stroom, bv. I, in de emitters van deze transistoren Tl en T2 vloeit. Deze klem is van geen nut voor de onderhavige
<Desc/Clms Page number 9>
uitvinding, maar wordt gebruikt in de uitvinding geopenbaard in de Belgische oktrooiaanvraag die tezamen met de onderhavige Belgische octrooiaanvraag is ingediend onder de titel"Telecommunicatielijnketen en bijbehorende polariteitomkeerketen".
EMI9.1
De afvoer (drain) elektroden van PMl en PM2 zijn verbonden met V-via als diode geschakelde NPN transistors T3 en T4, die in stroomspiegelschakeling verbonden zijn met respektieve NPN transistoren T5 en T6 waarvan de emitters ook met Vverbonden zijn en waarvan de collectors rechtstreeks verbonden zijn met de inverterende ingangen RAC en TAC van respektievelijk LOA1 en LOAO.
De ingangswisselspanning SMI, die aan OA4 gelegd wordt, is groter dan VFB omdat laatstgenoemde spanning een afgetaste spanning is, zodat de spanning die aan de poortelektrode van PM2 gelegd wordt groter is dan deze die aan de poortelektrode van PMl toegevoerd wordt. Als gevolg hiervan is de wisselstroom in PM2 kleiner dan deze in PMl. Gezien er een constante stroom I vanuit Tl en T2 toegevoerd wordt aan de verbindingspunten Jl en J2 van de bronelektroden van PMl en PM2 en de gemeenschappelijke weerstand R9 moet er noodzakelijkerwijs een verschilwisselstroom, bv. i, die evenredig is met het verschil tussen de ingangssignalen SMI en VFB, doorheen deze weerstand R9 vloeien en dit van J2 naar Jl. De bronstromen van PMl en PM2 zijn daarom respektievelijk gelijk aan I + i en I-i.
Nagenoeg dezelfde stromen vloeien ook in de afvoerelektroden van PMI en PM2 en daarom ook in de transistoren T3 en T4 van waaruit ze in de collectors van de transistoren, respektievelijk T5 en T6, gespiegeld worden. Op deze wijze worden de samengestelde gelijk/ wisselstromen I + i en I-i afgevoerd van de inverterende ingangen RAC en TAC respektievelijk van LOA1 en LOAO. Omdat dezelfde gelijkstroom I uit de beide inverterende ingangen van LOAO en LOA1 afgevoerd wordt, heeft hij geen invloed op de voorgelijkspanning van deze versterkers aan de ingangen TDC en RDC waarvan gelijkspanningen worden gelegd.
Dit betekent dat de gelijkstroom
<Desc/Clms Page number 10>
i op een balanswijze aan de inverterende ingangen van LOAO en LOA1 en van daaruit aan de lijngeleiders LIO en LIl toegevoerd wordt, waarbij de amplitude van i evenredig is met het verschil tussen de spraak/taxatiesignalen die werden afgetast en deze die verschijnen aan de ingang. Door een geschikte instelling van de lusversterking door middel van OA1 kan deze amplitude daarom gewijzigd worden. Een dergelijke wijziging heeft dus hetzelfde effect als het wijzigen van de impedantie van de lijn.
Uit hetgeen voorafgaat volgt dat een dergelijke impedantiesynthese verkregen wordt, met behulp van een servobesturingssysteem, door de versterkers LOAO en LOA1 op een balanswijze en rechtstreeks, d. w. z. zonder het gebruik van condensatoren, te voeden met een stroom i die evenredig is met het verschil tussen een ingangssignaal SMI en een terugkoppelsignaal VFB dat via de aftastketen SENC van de uitgang van deze versterkers wordt verkregen.
Hoewel de principes van de uitvinding hierboven zijn beschreven aan de hand van een bepaalde uitvoeringsvorm, is het duidelijk dat de beschrijving slechts bij wijze van voorbeeld is gegeven en de uitvinding niet daartoe is beperkt.
<Desc / Clms Page number 1>
BELL TELEPHONE MANUFACTURING COMPANY
Limited company
<Desc / Clms Page number 2>
The present invention relates to a voltage-to-current converter for converting a differential input voltage into an output current into a reference impedance, this converter having two inputs between which this input voltage is applied and having first and second transistors whose output circuits are connected between corresponding first and second converter outputs and corresponding first and second constant current sources which produce a first and second constant current respectively, the connection points of these output circuits and these constant current sources being interconnected via this reference impedance,
and wherein this converter on these first and second outputs, first and second, respectively
EMI2.1
provides balance currents which are equal to r the sum of this first constant current and this output current and the difference of this second constant current and this output current.
Such a converter is already known from fig. 2 of the Dutch patent application no. 7407953. The inputs of this converter are formed by the bases of two PNP
<Desc / Clms Page number 3>
third transistors the collectors of which are combined and connected to the emitters of which the respective ends of the reference impedance are connected via the base-to-emitter junctions of corresponding diode-switched NPN fourth transistors. These fourth transistors are connected in current mirror circuit to corresponding NPN fifth transistors, the collectors of which are connected to corresponding constant current sources. These sources are also connected to the bases of the respective first and second transistors which are NPN transistors and the collectors of which are the converter outputs.
A drawback of this known converter is that the differential
EMI3.1
input voltage is only correctly reproduced across the reference impedance if the two thirds n transistors are the same as the two fourth transistors and if the base currents of the first and second transistors are neglected.
An object of the present invention is to provide a voltage-to-current converter of the type described above, but in which the conversion is more precise.
According to the invention, this object is achieved in that control electrodes of these first and second transistors are connected to the outputs of respective first and second operational amplifiers, the non-inverting
<Desc / Clms Page number 4>
inputs form these converter inputs, the inverting inputs of which are connected to the respective ends of this reference impedance.
Due to the presence of the operational amplifiers, the differential input voltage is reproduced with greater accuracy over the reference impedance, so that the output current in this impedance is also a more correct conversion of this voltage.
A further feature of the present converter is that at least these first and second transistors are MOS transistors.
Since such transistors have a negligible gate current, the input voltage is reproduced even more accurately over the reference impedance.
It should be noted that European Patent Application No. 0072705 discloses a voltage-to-current converter, which has one single input and one single output and which includes an operational amplifier. The non-inverting input of the amplifier forms the converter input and the amplifier output is connected to the gate electrode of an MOS transistor whose output circuit is connected between a converter output and the inverting input of the amplifier. However, this converter cannot convert differential input voltage into a current.
The present invention also relates to an impedance synthesis circuit for the synthesis of an impedance from resistors that output amplifiers with corresponding
<Desc / Clms Page number 5>
connect upcoming branches of a loop, generating this impedance for signals applied to this loop from an input signal source and for signals received by this loop, and this circuit comprising: an alternating current measuring circuit coupled to these resistors and providing a measuring signal that is function loop AC current, and a combination circuit which is controlled by these input and measurement signals and provides AC balance signals that are function of the difference of these input and measurement signals and are applied directly to inputs of these amplifiers.
Such an impedance synthesis circuit is already known from British patent application no. 2100949. In this known telecommunication line chain, the combination chain consists of two sets of individual resistors to which the input signal and the measuring signal are applied, and the voltage outputs of these sets with the inverting inputs of corresponding line operational amplifiers are coupled, respectively, directly and through an inverter chain to achieve voltage balance control of these amplifiers. This voltage control is influenced by the DC voltage applied to the non-inverting inputs of these amplifiers because the current flowing to the inverting inputs is a function of this bias voltage.
An object of the present invention is an impedance synthesis chain of the above described
<Desc / Clms Page number 6>
type, but in which the control of the amplifiers is independent of the DC voltage applied thereto and, moreover, does not require the use of an additional inverter chain.
According to the invention, this object is achieved in that this combination circuit is formed by a voltage-to-current converter as described above, wherein this input signal and this measuring signal are applied to respective inputs of the converter inputs and these balancing currents to respective inputs of the inverting inputs of the amplifiers supplied, these amplifiers have feedback impedances.
Thus, the amplifiers are current-controlled, and due to the presence of the constant current sources, this current control is not affected by the DC voltages applied to the non-inverting inputs of these amplifiers.
On the other hand, due to the fact that the voltage-to-current converter directly provides balance currents, no additional inverter chain is required.
The above-mentioned and other objects and features of the invention will become more apparent and the invention itself will be best understood from the following description of an exemplary embodiment and from the accompanying drawing which represents a portion of a subscriber line intermediate circuit SLIC, which has a voltage to-current converter chain and an impedance synthesis circuit in which this converter is used, wherein both of these chains are implemented according to the invention.
The subscriber line intermediate circuit SLIC is part of a telecommunication line chain, which is connected in an exchange between a switching network (not shown) thereof and a telephone line.
This comprises low-resistance power resistors Ro and Rl and conductors LIO and LIl and is itself connected to a subscriber terminal TSS which is equipped with a hook switch HS. The SLIC is set up
<Desc / Clms Page number 7>
to achieve a desired impedance by synthesis from these 50 ohm supply resistors RO and R1.
The SLIC works with the following supply voltages: V + which is at ground potential; V-which is at -48 or -60 Volts; VAUX which is an auxiliary voltage which is 15 Volts higher than V-; VAG which is a voltage which is 7.5 Volts higher than V-.
The SLIC comprises the line operational amplifiers LOAO and LOA1 with feedback resistors R3 and R4 and with "tip" and "ring" outputs TP and RG, which are connected to the line conductors LIO and LI1 via the power resistors RO and R1, respectively. LOAO and LOA1 further have respective non-inverting inputs TDC and RDC and respective inverting inputs TAC and RAC, which are controlled by a voltage-to-current converter to be described later. LOAO and LOA1 are fed between V + and a regulated voltage VEET (not shown) obtained in the manner described in the Belgian patent application filed together with the present Belgian patent application under the title "TeJ.lecommunic. At-Lelijnchain and associated voltage converter".
The terminals STA and STB of the supply resistor RO and SRA and SRB of the supply resistor R1 are connected to a loop current measuring or sensing circuit SENC, which has an output C01 and is of the type described in the Belgian oktrod application, which together with the present application was filed under the title "Torque chain and associated current measuring devices"
As described therein, the SENC provides at its output C01 a voltage signal proportional to the sensed loop current flowing between TP and RG when the hook switch HS in TSS is closed. This loop current consists of a supply direct current on which a speech current and possibly also a valuation current are superimposed.
The output voltage signal from the SENC is sent through the capacitor C, which is the
<Desc / Clms Page number 8>
DC voltage, applied to an amplifier stage, which controls the AC voltage gain. This amplifier stage consists of a resistor R5 which is connected to the inverting input of an operational amplifier OA1 which is provided with a feedback resistor R6 and whose non-inverting input is connected to VAG. The signal provided at the output of OA1 is therefore proportional to the AC portion of the loop current, d. w. z. with the speech flow and possibly with a valuation flow. This measured speech / appraisal signal is applied to the non-inverting input VFB of an operational amplifier OA3, which is part of the above-mentioned voltage-to-current converter.
The speech / appraisal input signal SMI1, which is sent from the control panel, is received on the input terminal SMIS of the same name and is applied to an amplifier stage consisting of a resistor R7 connected to the inverting input of an operational amplifier OA2, which is provided with a feedback resistor R8 and whose non-inverting input is connected to VAG. The signal SMI, which is provided at the output of SMI of OA2, is applied to the non-inverting input of an operational amplifier OA4 which is also part of the above-mentioned voltage-to-current converter. It further includes PMOS transistors PM1 and PM2 on the gate electrodes, the outputs of which are connected to OA3 and OA4, respectively.
The source electrodes J1, J2 of PM1 and PM2 are interconnected by a resistor R9 and further connected to the inverting inputs of OA3 and OA4 and to the cdlectors of respective PNP transistors T1 and T2 which form a constant current source. The emitters of these transistors are connected to VAUX and their unified bases receive a bias from terminal X such that a similar current, e.g. I, flows into the emitters of these transistors T1 and T2. This clamp is of no use to the present
<Desc / Clms Page number 9>
invention, but is used in the invention disclosed in the Belgian patent application filed together with the present Belgian patent application under the title "Telecommunication line chain and associated polarity reversal chain".
EMI9.1
The drain (drain) electrodes of PM1 and PM2 are connected to V via diode-switched NPN transistors T3 and T4, which are connected in current mirror circuit to respective NPN transistors T5 and T6 whose emitters are also connected to V and whose collectors are directly connected with the inverting inputs RAC and TAC of LOA1 and LOAO, respectively.
The input AC voltage SMI applied to OA4 is greater than VFB because the latter voltage is a sensed voltage, so that the voltage applied to the gate electrode of PM2 is greater than that applied to the gate electrode of PM1. As a result, the alternating current in PM2 is smaller than that in PMl. Since a constant current I from T1 and T2 is applied to the junctions J1 and J2 of the source electrodes of PM1 and PM2 and the common resistor R9, there must necessarily be a differential alternating current, e.g. i, which is proportional to the difference between the input signals SMI and VFB, flow through this resistor R9 and this from J2 to J1. The source currents of PM1 and PM2 are therefore equal to I + i and I-i, respectively.
Virtually the same currents also flow into the drain electrodes of PMI and PM2 and therefore also into the transistors T3 and T4, from which they are mirrored in the collectors of the transistors, T5 and T6, respectively. In this way, the composite DC / AC currents I + i and I-i are removed from the inverting inputs RAC and TAC and LOA1 and LOAO, respectively. Since the same direct current I is drawn from the two inverting inputs of LOAO and LOA1, it has no influence on the pre-DC voltage of these amplifiers at the inputs TDC and RDC from which DC voltages are applied.
This means the direct current
<Desc / Clms Page number 10>
i is applied in a balance manner to the inverting inputs of LOA0 and LOA1 and from there to the line conductors LIO and LI1, the amplitude of i being proportional to the difference between the speech / appraisal signals being scanned and those appearing at the input. This amplitude can therefore be changed by a suitable setting of the loop gain by means of OA1. Thus, such a change has the same effect as changing the impedance of the line.
From the foregoing it follows that such an impedance synthesis is obtained, with the aid of a servo control system, by the amplifiers LOAO and LOA1 in a balance manner and directly, d. w. z. without the use of capacitors, to supply a current i which is proportional to the difference between an input signal SMI and a feedback signal VFB obtained via the output circuit SENC of these amplifiers.
Although the principles of the invention have been described above with reference to a particular embodiment, it is clear that the description is given by way of example only and the invention is not limited thereto.