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PERFECTIONNEMENTS AUX BEOEPTEUBS d'ONDES ZIEI1ES,
La présente Invention se rapporte aux dispositifs antiparasites fonctionnant au moment où le rapport parasite-signal dépasse une certaine va-
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leur prédéterminéeo
Elle a pour objet des dispositifs grâce auxquels l'intensité des courants parasites au-dessus de laquelle leur transmission est réduite est automatiquement variable selon la valeur du rapport parasite-amplitude moyenne porteuse. Dans un récepteur destiné par exemple à la radiodiffusion, l'inten- sité admissible du courant parasite varie avec celle des signaux à recevoir.
Si les signaux sont forts, les parasites intenses peuvent n'être pas gênants, alors que si les signaux sont faibles, la même valeur du parasite peut gêner
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considérablement la réception du signal sinon la rendre impossible*
L'invention prévoit aussi un dispositif grâce auquel la valeur de l'intensité au-dessus de laquelle est réduite la transmission des parasites, peut correspondre à l'intensité d'un signal qui module l'onde porteuse, d'un certain pourcentage*
On comprendra mieux les caractéristiques nouvelles et les avanta- ges de l'invention en se référant à la description suivante et aux dessins qui l'accompagnent,
donnés simplement titre d'exemple non limitatif et dans les- quels la Fig.1 représente une diode 1 qui peut être par exemple la détectrice d'un superhétérodyne alimenté par les courants de moyenne fréquence venant du transformateur 2 dont les enroulements sont accordés par des condensateurs 3 et 4 respectivement. La oathode de la diode est connectée à la masse par une résis- tance 5, le retour à l'anode de la diode étant effectué par la résistance 5' et le secondaire du transformateur 2. Les courants de signalisation qui apparais- sent dans la résistance 5 peuvent être fournis au circuit d'utilisation 6 par un condensateur de couplage 7. Le circuit d'utilisation 6 peut par exemple être constitué par un amplificateur de basse fréquence ou par tout autre dispositif approprié tel que téléphone ou haut-parleur.
Au cours du fonctionnement du système décrit, on conçoit que des courants unidirectionnels traversent la résistance 5 avec une intensité qui dé- pend de celle de l'onde porteuse reçue ou de la valeur moyenne redressée des tensions parasites modulées aveo le signal à recevoir. On a donc prévu un tube à décharge 8 dont l'anode est connectée au point 9 de la résistance, la cathode étant reliée en un point intermédiaire 10 de cette résistance et la grille à un point 11 de la même résistance et négatif par rapport au point 10. Le tube 1 décharge peut être d'un type quelconque tel qu'un tube à vapeur ou une diode grand vide à faible impédance,
Un condensateur 12 d'assez forte capacité prévu entre les points 10 et 11, n'offre qu'une faible réactance aux fréquences de signalisation.
Par conséquent, aucune tension à basse fréquence n'apparaît entre la grille et la cathode du tube à décharge 8. Le point 10 est choisi entre les points 9 et 11 de telle sorte que le tube 8 soit pratiquement Inefficace pendant la réception normale des signaux; mais s'il apparaîtedes parasites de forte intensité, l'anc- de du tube! décharge,devient alors si fortement positive par rapport à la ca- thode que l'impédance entre anode et cathode se trouve diminuée indépendamment
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de la polarisation de grille, et d'une quantité telle que les Courante parasi- tes fournis à 6 sont atténués.
On supposera que, pendant la réception normale des signaux, la. tension unidirectionnelle aux bornes de la résistance 5 soit de 20 volts. Si une onde porteuse non modulée (qui produit 20 volts aux bornes de la résistance) est modulée à 100 %, il en résulte que la tension Instantanée sur la résistance de la diode varie entre 0 et 40 volts. La polarisation de grille, qui reste constante par suite de la présence du condensateur 12, peut être choisie de tel- le aorte que le tube n'ait aucun effet sur les signaux dont l'intensité maximum ne dépasse pas 40 volts.
Si les parasites ont une valeur correspondant à un pourcentage de modulation dépassant 100%, le tube à décharge 8 (s'il est du type à vapeur ou à gaz) s'amorce donc et laisse passer le courant, jusqu'à ce que la tension instantanée à ses bornes soit réduite au cours de l'alternance inverse au-dessous de la tension d'ionisation du gaz ou même zéro. Par conséquent, à l'état conducteur, il shunte la résistance de diode et évite que l'impulsion parasite n'atteigne le système de signalisation. Ceci est vrai si le tube à décharge 8 est du type à grand vide, à cette exception prèsque la variation de résistance entre l'anode et la cathode se produit sans ionisation.
On voit que la polarisation appliquée à la grille varie toutefois avec l'intensité de l'onde porteuse du ou la tension moyenne de parasite re- dressée de telle sorte que,'si à un Instant quelconque, le signal faiblit, il en résulte qu'une faible polarisation se trouve appliquée à la grille et le tube à décharge 8 réduit les parasites de plus faible intensité que dans le cas de signaux forts et d'une forte polarisation appliquée à la grille. L'intensité des parasites au-dessus de laquelle ceux-ci sont diminués varie donc conformément àll'intensité du signal et peut être réglée par le curseur 10 par rapport aux points 9 et 11 pour correspondre à un pourcentage défini de modulation de l'ende reçue.
La résistance 5' en série avec la résistance 5 entre l'anode et la cathode de la diode 1, contribue à la réduction des parasites en ce sens que lorsque le courant traverse le tube à décharge 8 au cours de la réception de ceux-ci, ce courant produit une chute de tension sur la résistance 5' qui dimi- nue la tension aux bornes de la résistance 5; c'est-à-dire qu'elle fait varier le réglage de la source, réduisant ainsi la tension sur la résistance 5 quand le tube à décharge 8 devient conducteur.
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Dans la Fig.2, on a représenté une autre variante de l'invention qui comporte une détectrice 1 à laquelle sont appliqués les courants provenant d'un radio-récepteur par l'intermédiaire d'un transformateur 2 et dans les mé- mes conditions que pour la Fig.l. Dans ce cas, l'enroulement secondaire du transformateur 2 est connecté entre l'anode de la diode 1 et la masse par les résistances 13 et 13a en série.
Dans ce cas, le tube limitateur 14 est constitué par une diode dont l'anode est reliée à la résistance au point 15 et dont la cathode est con- nectée à l'anode par les résistances 16 et 17. Par conséquent, les éléments 14, 16 et 17 connectés en série constituant un circuit en dérivation aux bornes de la résistance 13.
Le point 19 situé entre les résistances 16 et 17 est donc à un potentiel unidirectionnel égal à celui d'un point compris entre les extrémi- tés de la résistance 13, Ce point 19 est mis à la masse pour le courant alter- natif par une forte capacité 18, Au cours de la réception d'une onde porteuse normale, les courants de signalisation peuvent traverser la résistance 13, la @ diode 14, la résistance 16 et le condensateur 18, pour arriver à la masse et par conséquent au circuit d'utilisation qui peut être un amplificateur connecté entre la terre et un point de la résistance 16, comme on le voit, par les con- ducteurs 20.
En cours de fonctionnement, le courant continu provenant de l'a- node de la diode 1 traverse les résistances 13 et 13a, ainsi que les résistan- ces 17 et 16, la diode 14, la partie inférieure de la résistance 13a, Comme on l'a dit précédemment, le point 19 compris entre les résistances 17 et 16 est donc à un certain potentiel unidirectionnel par rapport à la masse et cor- respondant au potentiel d'un certain point de la résistance 13. Si par exemple le poste reçoit un fort parasite, l'anode de la diode 14 devient négative. Le point 19 ne peut toutefois changer son potentiel par suite de la présence du condensateur 18, avec ce résultat que l'anode de la diode 14 devient négative par rapport au point 19, et le courant cesse de traverser la résistance 16
Par conséquente le parasite ne peut atteindre les conducteurs 20 et le circuit d'utilisation.
A titre d'exemple, on supposera qu'au cours de la réception d'une onde porteuse normale, le potentiel soit de 10 volts sur la résistance 13a et de 20 volts sur la résistance 13. Si les résistances 16 et 17 sont égales et élevées par rapport à celle de la diode 14, le point 19 sera donc à 20 volts
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au-dessous du potentiel de la masse, rendant ainsi l'anode 14 positive par rap- port à sa cathode;
par conséquent, le courant domine de l'anode à la cathode de la diode 14 et une force électromotrice de signalisation apparaît sur les conducteurs 20, Les éléments du circuit étant ainsi proportionnés, si le poste reçoit une impulsion parasite correspondant à une modulation d'au moins 100% de l'onde porteuse, il en résulte que le potentiel instantané sur la résistance 13a augmente jusqu'à 20 volts ou plus, avec ce résultat que le point 15 est né- gatif d'au moins 20 volts par rapport à la masse. Le point 19 ne change pas toutefois au cours de cette impulsion parasite, mais reste à moins 20 volts par rapport à la masse.
Il n'y a donc aucune tension entre les points 15 et 19 ou, s'il y en avait une, elle serait d'une polarité telle que l'anode de la diode 14 soit négative par rapport à la cathode, avec ce résultat que l'impulsion parasi- te ne peut atteindre le circuit 20. Par conséquent, l'impulsion statique qui dépasse l'intensité correspondant à une modulation de 100% n'atteint pas le circuit d'utilisation. Cette valeur du pourcentage de modulation peut'être pré- vue par undtroix approprié des constantes du circuit*
Pour le fonctionnement convenable de la diode 1 en détectrice, il est nécessaire que les résistances 17 et 16 soient de valeur élevée;
il doit en être ainsi également du point de vue de la suppression efficace des bruits, puisqu'on prévoyant la résistance 17 suffisamment grande, on diminue le régime auquel le condensateur 18 se charge quand la diode 14 n'est pas conductrice, Dans le cas supposé, la tension sur le condensateur 18 est donc de 20 volts.
Si la diode 14 est rendue non conductrice consécutivement à l'arrivée d'un pa- rasite, le condensateur 18 tend à se charger par la résistance 17 jusqu'à, plei- ne valeur de la tension sur les tésistances 13 et 13a. Par exemple, plus la tension augmente sur le condensateur 18, moins le système est efficace en ce qui concerne la diminution de l'action des parasites.
En conséquence, il y a lieu de prévoir une valeur élevée de la résistance 17 pour accroître la durée de la charge du condensateur 18,
On a constaté qu'il était désirable, dans le cas où l'on emploie des tubes à déchargée métalliques , que la partie métallique du tube 14 soit connectée à l'extrémité négative de la résistance 16 par un conducteur 21; d'où il résulte que cette partie métallique ne devient jamais positive par rapport à la cathode de la diode et que par conséquent il ne passe aucun courant entre la cathode et la partie métallique de la diode.
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Comme le système décrit ci-dessus réduit seulement les courants dont l'intensité est supérieure à celle qui module l'onde porteuse reque à un inew tant quelconque, il est inefficace pour diminuer les signaux à reoevoir, mené s'ils sont de forte Intensité, en admettant par exemple que l'onde porteuse reque nêest jamais modulée par des courants qui dépassent le pourcentage prédéterminé de modu- la%ion.
De cette manière, au cours de la réception des signaux faibles, les parasites faibles sont atténués, alors qu'au cours des périodes de réception d'une onde porteuse de grande amplitude, seuls les parasites forts sont atténué,.
Sur la Fig.3, on a représenté en 101 une diode détectrice usuelle connectée avec les résistances 102 et 103 et le secondaire du transformateur à haute fréquenoe 1ö4; ce dernier est accordé par le condensateur 105 à la fréquence de l'onde porteuse à appliquer à la détectrice 101, Si le récepteur est du type superhétérodyne, cette onde porteuse peut être la moyenne fréquence utilisée dans un tel récepteur. Si toutefois, on le désire, la haute fréquence reçue par l'an- tenne peut être appliquée directement au primaire du transformateur, ce dernier étant alors accordé sur la fréquence de l'onde porteuse reçue.
Les résistances 102 et 103 comportent celles de la détectrice 101 et sont shuntées par le condensateur 106 à la manière habituellet d'où 11 résulte que la tension aux bornes des résis- tances 102 et 103 varie comme l'enveloppe de l'onde porteuse reçue, Les courants de basse fréquence sont alors prélevés sur la résistance 103 par les conducteurs représentés en 107 et ils sont appliqués à tout dispositifs d'utilisation tel qu'un amplificateur à basse fréquence, un téléphone ou un haut-parleur,
La diode 108 est analogue à la diode 101 et, conformément à l'in- vention, elle réduit les courants parasites.
Son anode est connectée entre les résistances 102 et 103 et sa cathode à un point compris entre une résistance 109 et un condensateur 110, ces derniers éléments étant reliés en série aux bornes des résistances de diode 102 et 103. Le condensateur 110 offre une faible impédance aux courants de la fréquence du signal qui module l'onde porteuse, et par consé- quent la cathode de la diode est maintenue pour de tels courants au potentiel de la masse.
Par rapport au potentiel moyen qui apparaît sur la résistance de diode, toutefois, la cathode de la diode 108 est maintenue au même potentiel que celle de la diode 101. que est
On verra par conséquent/la cathode de la diode 108 polarisée positivément par rapport à l'anode, avec ce résultat que la diode 108 est normale-
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-ment non conductrices Le potentiel d'anode de la diode varie par rapport à la masse comme le potentiel Instantané de la résistance 103 et il un résulte que si l'onde porteuse reque est modulée au-delà d'un certain pourcentage préléterminé, le potentiel de l'anode devient positif par rapport à la cathode de la diode 108.
Dans ee cas, la diode devient conductrice et ferme un circuit de dérivation, des- tiné au courant de signalisation, aux bornes de la résistance 103, par la capacité 110 et la masse* Ces courante d'intensité trop forts n'apparaissent donc pas dans la résistance 103 et ne sont pas appliqués par conséquent aux conducteurs 107
La capacité 110 doit donc être suffisamment grande pour que la tension à ses bornes n'augmente pas sous l'action d'une faible impulsion parasite.
Après cessation de l'Impulsion, le condensateur se décharge par la résistance 109.
A titre d'exemple, on supposera que, pendant la réception d'une onde porteuse normale, il apparaît une tension de 10 volts aux bornes de chacune des résistances 102 et 103. La cathode de la diode 108 est par conséquent à + 10 volts par rapport à l'anode, avec ce résultat que le tube à décharge est normale- ment non conducteur et ne peut atténuer les aouranta de signalisation, indépendem- ment de leur Intensité, pourvu que l'onde porteuse ne soit pas modulée à plus de 100 %, Si toutefois une impulsion parasite est reque et a une Intensité telle que la tension Instantanée sur chacune des résistances 102 et 103 s'accroît jusqu'à 20 volts, l'anode de la-diode atteint alors un potentiel égal à celui de la catho- de,
puisque le potentielde cette dernière ne peut changer Instantanément du fait de la présence du condensateur 110. Par conséquent, pour un tel parasite ou un parasite d'intensité plus forte ou toute autre Impulsion Indésirable, la diode 108 est conductrice et l'impulsion parasite se trouve shuntée sur la résistance 103 par le condensateur 110 et la masse.
On supposera maintenant que l'onde porteuse reçue est d'une in- tensité telle qu'il apparaisse une quinzaine de volts aux bornes de chacune des résistances 102 et 103, L'impulsion parasite doit être d'une Intensité telle qu' elle augmente la tension instantanée sur chacune de ces résistance à environ 30 volts avant que le tube à décharge 108 ne devienne conducteur. D'autre part, si l'onde porteuse est de faible Intensité et telle qu'elle produise seulement 5 volts sur chacune des résistances 102 et 103, le tube à décharge 108 devient conducteur si la tension Instantanée sur ces résistances dépasse 10 volts.
On conçoit que la tension Instantanée sur les résistances 102 et 103 est celle produite par le redressement de l'onde porteuse modulée et augmentée
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de celle produite par le parasite. La composante de cette tension obtenue par le redressement de l'onde porteuse varie aveo le signal. Si on suppose un pourcentage de modulation inférieur à 0,01 %, la valeur Instantanée de cette composante varie d'un minimum au cours des pointes négatives de modulation, à un maximum légèrement inférieur au double de l'amplitude de l'onde porteuse au cours des pointes positives de modulation.
Par conséquent, l'Intensité du parasite, qui est suffisante pour provoquer la conductibilité du tube 108,dé- pend de l'Instant auquel il se produit par rapport à la modulation par le si- gnal de l'onde porteuse; mais dans le système décrit dans lequel les résistan- ces 102 et 103 sont prévues égales il doit être tel que la tension totale ins- tantanée sur la résistance de la diode ait une valeur correspondant à au moins 0,01 % de modulation de l'onde porteuse,
Par'conséquent, s'il y a une persistance suffisante du parasite ou de tous autres courants Indésirables qui rendent la diode 108 conductrice, la charge du condensateur peut pratiquement augmenter ce qui accroît la va- leur de la tension instantanée nécessaire pour rendre la diode 108 conductrice.
La fig.4 est une vue analogue à celle de la fig.3, avec cette différence que la diode 108 est inversée par rapport à celle de la fig.3, la résistance 109 et le condensateur 110 étant interohangés quant à leurs posi- tions, Dans ce cas, la cathode de la diode 101 est à la masse.
Le fonctionne- ment est identique à celui exposé à propos de la figure précédente. La valeur moyenne de la force électromotrice sur la résistance 102 est fournie par la résistance 10@ à l'anode de la diode 108 et avec une polarité telle qu'elle rende l'anode négative par rapport à la cathode. Le potentiel de la cathode de la diode 108 varie selon la valeur instantanée de la force électromotrice sur la résistance 103, la tension instantanée sur cette dernière étant direc- tement aux bornes de la diode 108.
Quand cette tension instantanée atteint la valeur moyenne de l'onde porteuse, c'est-à-dire dépasse une valeur oorrespon- dant à 100% de modulation de l'onde porteuse, le tube 108 a alors une impé- dance faible et produit une dérivation efficace aux bornes de la résistance 103. Le signal peut alors être pris à partir de la résistance 103, comme in- diqué par les conducteurs 107.
La fig.5 représente une forme de l'invention dans laquelle les éléments éliminateurs de parasites 108-109-110 des fig. 3 et 4 sont appliqués à une seule résistance de diode 111, Quand les dispositifs éliminateurs de
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parasites des fig.3 et 4 sont tous les deux appliquas à la même résistance de diode, avec des tubes à décharge disposés de manière à devenir conducteurs sous l'action des mêmes courants, il en résulte que des courants égaux et op- posés se dirigent vers le point milieu de la résistance de diode, de telle sorte que cette connexion peut être supprimée.
Les deux diodes 108 sont donc en effet connectées en série entre les deux points des deux branches compor- tant les éléments 109 et 110, les deux diodes remplissant alors plutôt la fonction d'une seule diode et pouvant être remplacées par celle de la fig,5 représentée en 108.
Dans ce dispositif, on peut toutefois obtenir certains avantages en ce sens que le rôle des deux diodes des fig,3 et 4 est joué par une seule, et de plus cette dernière est polarisée par la totalité de la tension aux bornes de la résistance, la tension instantanée sur la totalité de la résistance lui étant appliquée. En outre, le signal de sortie peut être prélevé sur la totalité de la résistance 111 de la diode 101, alors que dans les fig,3 et 4, il n'est pris que sur une partie de cette résistance, c'est- à-dire la résistance 103, car, dans ces figures, les parasites qui traversent la diode 108 apparaissent aussi dans la résistance 102. Le dispositif de la fig.5 possède donc des avantages certains sur ceux des fig.3 et 4.
Dans ce dispositif toutefois, les condensateurs 110 et 110' sont en série aux bornes de la résistance de diode et doivent avoir par conséquent une capacité corrélativement plus grande dans le but d'éviter un accroisse- ment du régime auquel elles se chargent au cours de parasistes persistants.
La fig.6 représente la réalisation de l'invention de la fig.3 appliquée à un circuit connu de diode d'un superhétérodyne muni de disposi- tits de commande de volume automatique et de réglage automatique de fréquence de l'oscillateur local. La partie de ce récepteur en amont du dernier étage de moyenne fréquence est représentée par le rectangle 112. Ce dernier trans- formateur à moyenne fréquence comporte un primaire 113 et un secondaire 114, ces enroulements étant accordés, par les condensateurs respectifs 115 et 116, sur la moyenne fréquence. L'enroulement primaire est relié en un point situé entre le point milieu de l'enroulement'secondaire 114 et la masse, par les condensateurs 117 et 118.
La borne gauche de l'enroulement 114 est connectée à la masse, pour des courants de moyenne fréquence, par la diode 119, et la borne droite à la masse par la diode 120 et le condensateur 121. Les cathodes de ces deux diodes sont reliées ensemble par les résistances 122, 123 et 124,
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le point milieu des résistances étant connecta au point milieu de l'enroule- ment 114 par une bobine de choc 125.
Les tensions de signalisation sont préle- vées sur la résistance 122 par l'intermédiaire d'un pontentiomètre comportant le condensateur 126 et la résistance 127, le curseur de cette dernière étant connecté par le condensateur 128 et la résistance 129 à la grille de commande de l'amplificateur à basse fréquence 130* La grille est également connectée à un point compris entre les résistances 123 et 124 pour le courant redressé, a l'intermédiaire d'un circuit comportant les résistances 129, 131 et 109 pour la commande automatique de volume. Le tube 130 est du type à amplification variable et comporte un oondensateur 132 entre son anode et sa grille de com- mandes il en résulte que la capacité d'entrée varie avec la tension redresssée sur la grille de commande.
Cette capacité peut coopérer avec la résistance 129 pour constituer un filtre capacité-résistance destiné à atténuer les courants de la partie haute fréquence de la gamme musicale ou vocale.
Bien que le primaire 113 et le secondaire 114 soient tous deux accordés sur la moyenne fréquence, la tension sur le secondaire est déphasée de 90 par rapport à celle du primaire. Par conséquent, la tension sur une moitié de ces enroulements se trouve décalée en arrière de la tension primaire de 90', alors que sur l'autre moitié elle est déphasée en avant, de 90 de la tension primaire grâce à la connexion décrite; la tension sur le primaire, augmentée de la moitié de celle du secondaire, est appliquée à la diode 119 pour être redressée, et la tension sur le primaire, augmentée de l'autre moi- tié de la tension sur le secondaire 114, est appliquée à la diode 121. Ces relations de phase existant uniquement lorsque la moyenne fréquence est exac- tement celle sur laquelle sont accordés le primaire et le secondaire.
La ten- sion secondaire varie dans un sens ou dans l'autre suivant le sens dans le- quel varie la fréquence; en conséquence, si la fréquence diminue et selon le montage décrit, la tension appliquée à l'une des diodes 119 ou 121 diminue, tandis que celle appliquée à l'autre augmente; alors que si la fréquence aug- mente, il se produit le phénomène inverse.
Les courants qui traversent la diode 119 parcourent les résistan- ces 122 et 123 dans un sens opposé à celui dans lequel le courant de la diode 121 traverse la résistance 124. Si ces courants sont égaux, aucune tension n'apparaît entre les cathodes des tubes à décharge 119 et 121, L'extrémité gauche de la résistance 122 est reliée à la masse, avec ce résultat que l'er- @
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-trémie droite de la résistance 125 détient positive ou négative par rapport à la masse selon les variations de la moyenne fréquence.
En conséquence, la tension à l'extrémité droite de la résistance 124 peut êtrehappliquée par l'in termédiaire d'un conducteur 133 à tous appareil% (non représentés) tel qu'un tube à décharge destiné à commander automatiquement la fréquence de l'oscilla- teur looal, dans le but de maintenir cette dernière constante.
La tension sur le point compris entre les résistances 123 et 124 est négative par rapport à la masse au cours de la réception du signal et sa valeur absolue dépend de l'intensité de l'onde porteuse reçue et par consé- quent peut être appliquée par un filtre résistance-capacité 134-135, aux gril- les des amplificateurs utilisés dans le récepteur 112 pour la commande automa- tique du volume. La résistance 109 correspond à la résistance 109 de la fig.4 et le condensateur 110 est analogue au condensateur 110 de la même figure.
De même que dans la fig.4, on a connecté la diode 108, la résistance 109 et . le condensateur 110 aux résistances 122 et 123 de la diode 119, et le fonc- tionnement du dispositifest analogue à celui décrit à propos de la fig.4.
Dans les formes de l'invention représentées fig.3 à 5, le dispo- sitif d'atténuation des parasites fonctionne de manière à shunter les courants
Indésirables sur la partie de la résistance aux bornes de laquelle est appli- qué le signal. On décrira maintenant, au sujet de la fig.7, une forme de l'in- vention dans laquelle le circuit de signal est pratiquement ouvert au cours de l'apparition des courants Indésirables ayant une intensité correspondant à une certaine valeur qui dépasse un pourcentage prédéterminé de modulation de l'onde porteuse.
Dans la réalisation de la tige 7, la partie 102 de la -résistance de diode 102-103 est shuntée pour les courants continus par des résistances
137 et 138 et la diode 139; le point 140 compris entre les résistances 137 et
138 est connecté à la masse par le condensateur 140 dont la réactance est faible pour les courants ayant la fréquence du signal. Comme indiqué ci-des- sus, pendant la réception de l'onde porteuse, l'anode de la diode 139 est con- nectée par les résistances 138 et 137 à un point de la résistance 102 qui est positif par rapport à la cathode de la diode 139, avec ce résultat que le courant traverse la dite diode 139 et le point 142 se trouve porté à un poten- tiel qui dépend des valeurs des résistances 137 et 138.
Si ces dernières sont égales, le point 142 est positif par rapport à la cathode de la diode 139 et d'une valeur égale à la moitié de la tension sur la résistance 102.
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Le condensateur 140 est donc chargé au potentiel de la résistance 103 plus la moitié du potentiel de la résistance 102 .Par conséquent, la diode 139 four- nit normalement un courant qui traverse les résistances 137 et 138. La résis- tance de sortie peut alors être connectée aux bornes de la partie voulue de la résistance 138, comme indiqué par les conducteurs 141, et par conséquent en série avec la diode 139.
On supposera maintenant que le poste reqoive une Impulsion para- site dont l'intensité correspondant à un certain pourcentage de modulation dépasse une certaine valeur prédéterminée. La cathode de la diode est rendue positive par le parasite et prend une tension dont la valeur est au moins deux fois celle de la tension moyenne aux bornes de la résistance 103. La borne inférieure de la résistance 137 ne peut toutefois varier à ce régime parasite, par suite de la constante de temps de la dite résistance et du condensateur 140 avec ce résultat que le potentiel de la cathode de la diode 139 atteint celui du point 142, alors que la tension disparaît aux bornes de la résistance 138.
La diode 137 ne demeure pas plus longtemps conductrice. Sans ces conditions, aucun courant n'apparaît dans la résistance 138 et l'impulsion parasite ne peut alors atteindre le circuit d'utilisation. tans un exemple particulier, on supposera que la résistance 102 soit de @500.000 ohms, la résistance 103 de 250.000 ohms et les résistances 107 et 138 de 2 mégohms chacune. On supposera également qu'une onde porteuse normale produit une tension de 10 volts sur la résistance 103 et 20 volts sur la résistance 102. Ceci signifie qu'au cours de la réception, le point 142 est à +10 volts par rapport à la cathode de la diode 139, et le conden- sateur 140 est chargé à 20 volts.
On supposera maintenant que l'impulsion parasite est reçue et provoque l'apparition de tensions sur les résistances 102 et 103 de valeur au moins double. Dans ces conditions, le potentiel de la cathode de la diode 139 atteint ou dépasse le potentiel du point 142, avec ce résultat que la cathode de la diode 139 ne reste pas plus longtemps négative par rapport au point 142, elle devient donc non conductrice, et les Impulsions parasites ne peuvent atteindre le circuit 141.
On voit qu'avec le dispositif représenté tig.7, au cours des in- tervalles pendant lesquels sont reçues des impulsions parasites, le tube à décharge n'est pas conducteur et le condensateur 140 tend à se charger par
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la résistance 137, à la totalité de la tension de la résistance de diode 102- 103, avec ce résultat que si les impulsions parasites persistent suffisamment, le condensateur 140 est chargé dans des conditions telles qu'il y a réduction considérable des parasites. Pour le fonctionnement'convenable de la diode 101, il est toutefois nécessaire que les résistances 137 et 138 soient suffisamment élevées, (2 mégohms par exemple), bien qu'on ait employé en 137 une résistance de 1,2 mégohm, et en 138 une résistance de 0,33 mégohm.
La capacité du con- densateur 140 peut être choisie, par rapport à la résistance 137, de telle sorte que le temps nécessaire à la charge du condensateur 140 soit assez con- sidérable, Le dispositif est donc particulièrement efficace pour réduire les parasites et spécialement les "elles" ou les impulsions de courte durée.
Le dispositif de la fig.7 possède par conséquent des avantages marqués sur ceux des fig.3 et 4. Par exemple, dans la fig.3,quand la diode 108 devient conductrice, le condensateur 110 commence à se charger par la résis- tance 102 qui peut être de 250.000 ohms, et par la faible résistance de la diode. Plis il se charge, moins est efficace le dispositif en ce qui concerne l'élimination des parasites. Quand l'impulsion parasite cesse, il est désira- ble que le condensateur se décharge aussi rapidement que possible par la ré- sistance 109, Par conséquent, cette résistance doit être choisie aussi faible que possible et être'appropriée à la diode 101 au cours de la réception de signaux fortement modulés, mais elle doit être quatre ou cinq fois la somme des résistances 102 et 103.
Ceci est absolument nécessaire pour qu'il existe un rapport élevé entre l'Impédance et la résistance en continu de la diode 101; pour éviter ainsi la distorsion qui apparaîtrait au cours de la récep- tion d'ondes porteuses à fort pourcentage de modulation, si ce rapport élevé entre impédances n'existait pas.
D'autre part, dans le système de la fig,7, au cours d'une impul- sion parasite, le condensateur 140 se charge par la résistance 137 qui doit être de 2 mégohms. Dès que l'impulsion parasite cesse, le condensateur se décharge par la résistance 138 qui peut être de 2 méghoms. Par conséquent, la constante de temps du circuit de décharge est égale à celle du circuit de charge, avec le dispositif de la fig,7 alors qu'elle est p@ls grande avec ce- lui de la fig.3. Le dispositif de la fig,7 a été trouvé plus efficace pour la réduction des parasites,,
La fig,8 (d'ailleurs Identique à la fig.2) diffère uniquement de
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fig.7 en ce sens que la cathode de la diode 101 est mise directement à la terre, l'anode étant connectée à la masse par les résistances 102 et 103.
La diode 139 est polarisée par la tension aux bornes de la résistance 102 de telle sorte qu'elle soit normalement conductrice et devienne non conductrice quand la tension sur la résistance 103 atteint une valeur instantanée dépas- sant la valeur moyenne du potentiel de cathode par rapport à la masse, Le dispositif d'utilisation (un circuit de grille à haute impédance par exemple) peut être connecté à la résistance 135, comme indiqué ci-dessus, par les con- ducteurs 141.
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EMI1.1
IMPROVEMENTS TO ZIEI1ES BEOEPTEUBS,
The present invention relates to interference suppression devices operating when the interference-signal ratio exceeds a certain value.
EMI1.2
their predeterminedo
It relates to devices thanks to which the intensity of the parasitic currents above which their transmission is reduced is automatically variable according to the value of the parasite-average carrier amplitude ratio. In a receiver intended for example for broadcasting, the permissible intensity of the parasitic current varies with that of the signals to be received.
If the signals are strong, strong noise may not be a problem, while if the signals are weak, the same amount of noise may be a problem.
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signal reception considerably, otherwise make it impossible *
The invention also provides a device thanks to which the value of the intensity above which the transmission of parasites is reduced can correspond to the intensity of a signal which modulates the carrier wave, by a certain percentage *
The novel features and advantages of the invention will be better understood by referring to the following description and the accompanying drawings,
given simply by way of non-limiting example and in which FIG. 1 represents a diode 1 which can be for example the detector of a superheterodyne supplied by the medium frequency currents coming from the transformer 2, the windings of which are tuned by capacitors 3 and 4 respectively. The oathode of the diode is connected to the mass by a resistor 5, the return to the anode of the diode being effected by the resistor 5 'and the secondary of the transformer 2. The signal currents which appear in the resistor 5 can be supplied to the utilization circuit 6 by a coupling capacitor 7. The utilization circuit 6 can for example be constituted by a low frequency amplifier or by any other suitable device such as telephone or loudspeaker.
During the operation of the system described, it is conceivable that unidirectional currents flow through resistor 5 with an intensity which depends on that of the carrier wave received or on the rectified average value of the parasitic voltages modulated with the signal to be received. A discharge tube 8 has therefore been provided, the anode of which is connected to point 9 of the resistance, the cathode being connected to an intermediate point 10 of this resistance and the grid to a point 11 of the same resistance and negative with respect to the point 10. The discharge tube 1 can be of any type such as a vapor tube or a low impedance high vacuum diode,
A capacitor 12 of fairly high capacity provided between points 10 and 11 offers only a low reactance at the signal frequencies.
Therefore, no low frequency voltage appears between the grid and the cathode of the discharge tube 8. Point 10 is chosen between points 9 and 11 so that the tube 8 is practically inefficient during normal signal reception. ; but if high intensity parasites appear, the tube anchor! discharge, then becomes so strongly positive with respect to the cathode that the impedance between anode and cathode is independently reduced
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of the gate bias, and an amount such that the parasitic currents supplied to 6 are attenuated.
It will be assumed that, during normal signal reception, the. unidirectional voltage across resistor 5 is 20 volts. If an unmodulated carrier wave (which produces 20 volts across the resistor) is modulated at 100%, the instantaneous voltage across the resistance of the diode will vary between 0 and 40 volts. The grid bias, which remains constant due to the presence of capacitor 12, can be chosen such that the tube has no effect on signals whose maximum intensity does not exceed 40 volts.
If the parasites have a value corresponding to a modulation percentage exceeding 100%, the discharge tube 8 (if it is of the vapor or gas type) therefore starts up and lets the current flow, until the instantaneous voltage across it is reduced during reverse half-wave below the ionization voltage of the gas or even zero. Consequently, in the conductive state, it bypasses the diode resistor and prevents the parasitic pulse from reaching the signaling system. This is true if the discharge tube 8 is of the high vacuum type, with the exception that the variation of resistance between the anode and the cathode occurs without ionization.
It can be seen that the polarization applied to the grid varies, however, with the intensity of the carrier wave or the average voltage of the rectified parasite so that, 'if at any instant the signal weakens, the result is that A weak bias is applied to the grid and the discharge tube 8 reduces the interference of lower intensity than in the case of strong signals and a strong bias applied to the grid. The intensity of the interference above which these are reduced therefore varies according to the signal strength and can be adjusted by slider 10 relative to points 9 and 11 to correspond to a defined percentage of end modulation. received.
The resistor 5 'in series with the resistor 5 between the anode and the cathode of the diode 1, contributes to the reduction of the parasites in the sense that when the current passes through the discharge tube 8 during the reception of these , this current produces a voltage drop across resistor 5 'which decreases the voltage across resistor 5; that is, it varies the source setting, thereby reducing the voltage across resistor 5 when discharge tube 8 becomes conductive.
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In FIG. 2, another variant of the invention has been shown which comprises a detector 1 to which the currents coming from a radio-receiver are applied via a transformer 2 and under the same conditions. than for Fig.l. In this case, the secondary winding of transformer 2 is connected between the anode of diode 1 and ground by resistors 13 and 13a in series.
In this case, the limiter tube 14 consists of a diode whose anode is connected to the resistor at point 15 and whose cathode is connected to the anode by resistors 16 and 17. Consequently, elements 14 , 16 and 17 connected in series constituting a branch circuit across resistor 13.
Point 19 located between resistors 16 and 17 is therefore at a unidirectional potential equal to that of a point between the ends of resistor 13. This point 19 is earthed for the alternating current by a high capacitance 18, During the reception of a normal carrier wave, the signal currents can flow through the resistor 13, the @ diode 14, the resistor 16 and the capacitor 18, to reach the mass and consequently the circuit d Use which can be an amplifier connected between earth and a point of resistor 16, as seen, by conductors 20.
During operation, the direct current from the node of diode 1 passes through resistors 13 and 13a, as well as resistors 17 and 16, diode 14, the lower part of resistor 13a, As we As stated previously, point 19 between resistors 17 and 16 is therefore at a certain unidirectional potential with respect to ground and corresponding to the potential of a certain point of resistance 13. If, for example, the station receives a strong parasite, the anode of diode 14 becomes negative. However, point 19 cannot change its potential due to the presence of capacitor 18, with the result that the anode of diode 14 becomes negative with respect to point 19, and the current stops flowing through resistor 16
Consequently, the parasite cannot reach the conductors 20 and the user circuit.
As an example, assume that during reception of a normal carrier wave, the potential is 10 volts on resistor 13a and 20 volts on resistor 13. If resistors 16 and 17 are equal and high compared to that of diode 14, point 19 will therefore be at 20 volts
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below ground potential, thereby making anode 14 positive with respect to its cathode;
consequently, the current dominates from the anode to the cathode of the diode 14 and a signaling electromotive force appears on the conductors 20, the elements of the circuit being thus proportioned, if the station receives a parasitic pulse corresponding to a modulation of at least 100% of the carrier wave, it follows that the instantaneous potential on resistor 13a increases to 20 volts or more, with this result that point 15 is negative by at least 20 volts with respect to the mass. Point 19 does not change during this parasitic pulse, however, but remains at minus 20 volts with respect to ground.
So there is no voltage between points 15 and 19 or, if there was one, it would be of such a polarity that the anode of diode 14 is negative with respect to the cathode, with this result that the parasitic pulse cannot reach the circuit 20. Consequently, the static pulse which exceeds the intensity corresponding to a modulation of 100% does not reach the use circuit. This value of the modulation percentage can be predicted by an appropriate three of the circuit constants *
For the proper functioning of the diode 1 as a detector, it is necessary that the resistors 17 and 16 be of high value;
this must also be the case from the point of view of effective noise suppression, since by providing the sufficiently large resistance 17, the speed at which the capacitor 18 is charged when the diode 14 is not conducting is reduced. assumed, therefore, the voltage on capacitor 18 is 20 volts.
If the diode 14 is made non-conductive following the arrival of a parasite, the capacitor 18 tends to charge through the resistor 17 to the full value of the voltage on the resistors 13 and 13a. For example, the more the voltage increases on capacitor 18, the less efficient the system is in terms of reducing the action of parasites.
Consequently, it is necessary to provide a high value of the resistor 17 to increase the duration of the charge of the capacitor 18,
It has been found to be desirable, in the case of employing metallic discharge tubes, that the metallic portion of tube 14 be connected to the negative end of resistor 16 through a conductor 21; from which it follows that this metallic part never becomes positive with respect to the cathode of the diode and that consequently no current passes between the cathode and the metallic part of the diode.
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As the system described above only reduces the currents whose intensity is greater than that which modulates the carrier wave received at any inew, it is ineffective in reducing the signals to be received, carried out if they are of high intensity. , assuming for example that the required carrier wave is never modulated by currents which exceed the predetermined percentage of modulation% ion.
In this way, during reception of weak signals, weak interference is attenuated, while during periods of reception of a large amplitude carrier wave, only strong interference is attenuated.
In Fig.3, there is shown at 101 a usual detector diode connected with resistors 102 and 103 and the secondary of the high frequency transformer 1ö4; the latter is tuned by the capacitor 105 to the frequency of the carrier wave to be applied to the detector 101. If the receiver is of the superheterodyne type, this carrier wave can be the medium frequency used in such a receiver. However, if desired, the high frequency received by the antenna can be applied directly to the transformer primary, the latter then being tuned to the frequency of the carrier wave received.
The resistors 102 and 103 comprise those of the detector 101 and are shunted by the capacitor 106 in the usual manner, whereby the voltage at the terminals of the resistors 102 and 103 varies as the envelope of the carrier wave received. , The low frequency currents are then taken from the resistor 103 by the conductors shown at 107 and they are applied to any device for use such as a low frequency amplifier, a telephone or a loudspeaker,
Diode 108 is analogous to diode 101 and, in accordance with the invention, reduces stray currents.
Its anode is connected between resistors 102 and 103 and its cathode at a point between a resistor 109 and a capacitor 110, the latter elements being connected in series across the terminals of the diode resistors 102 and 103. The capacitor 110 offers a low impedance. to currents of the frequency of the signal which modulates the carrier wave, and therefore the cathode of the diode is held for such currents at ground potential.
With respect to the average potential that appears on the diode resistor, however, the cathode of diode 108 is held at the same potential as that of diode 101.
We will therefore see / the cathode of the diode 108 polarized positively with respect to the anode, with the result that the diode 108 is normal.
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-ment non-conductive The anode potential of the diode varies with respect to the ground like the Instantaneous potential of the resistor 103 and it results that if the carrier wave required is modulated beyond a certain predetermined percentage, the potential of the anode becomes positive with respect to the cathode of diode 108.
In this case, the diode becomes conductive and closes a branch circuit, intended for the signaling current, at the terminals of resistor 103, by capacitor 110 and ground * These currents of excessively high intensity do not therefore appear. in resistor 103 and are therefore not applied to conductors 107
The capacitor 110 must therefore be large enough so that the voltage at its terminals does not increase under the action of a weak parasitic pulse.
After cessation of the Pulse, the capacitor discharges through resistor 109.
As an example, it will be assumed that, during the reception of a normal carrier wave, a voltage of 10 volts appears across each of the resistors 102 and 103. The cathode of the diode 108 is therefore at + 10 volts. compared to the anode, with the result that the discharge tube is normally non-conductive and cannot attenuate the signaling aouranta, independently of their Intensity, provided that the carrier wave is not modulated at more than 100%, If however a parasitic pulse is required and has an Intensity such that the Instantaneous voltage on each of the resistors 102 and 103 increases up to 20 volts, the anode of the diode then reaches a potential equal to that of cathode,
since the potential of the latter cannot change Instantly due to the presence of the capacitor 110. Consequently, for such a parasite or a parasite of stronger intensity or any other Unwanted Impulse, the diode 108 is conductive and the parasitic impulse is found shunted on resistor 103 by capacitor 110 and ground.
It will now be assumed that the received carrier wave is of an intensity such that about fifteen volts appear at the terminals of each of the resistors 102 and 103. The parasitic pulse must be of such an intensity that it increases the instantaneous voltage across each of these resistors to about 30 volts before the discharge tube 108 becomes conductive. On the other hand, if the carrier wave is of low intensity and such that it produces only 5 volts on each of the resistors 102 and 103, the discharge tube 108 becomes conductive if the Instantaneous voltage on these resistors exceeds 10 volts.
It is understood that the Instantaneous voltage on the resistors 102 and 103 is that produced by the rectification of the modulated and increased carrier wave
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of that produced by the parasite. The component of this voltage obtained by the rectification of the carrier wave varies with the signal. Assuming a modulation percentage of less than 0.01%, the Instantaneous value of this component varies from a minimum during negative modulation peaks, to a maximum slightly less than twice the amplitude of the carrier wave at positive modulation peaks.
Therefore, the Intensity of the parasite, which is sufficient to cause conductivity of tube 108, depends on the Time at which it occurs with respect to the modulation by the signal of the carrier wave; but in the system described in which the resistances 102 and 103 are provided equal it must be such that the total instantaneous voltage across the resistance of the diode has a value corresponding to at least 0.01% modulation of the diode. carrier wave,
Therefore, if there is sufficient persistence of the parasite or any other unwanted currents which make diode 108 conductive, the charge of the capacitor can practically increase which increases the value of the instantaneous voltage necessary to make the diode. 108 driver.
Fig. 4 is a view similar to that of fig. 3, with the difference that the diode 108 is inverted compared to that of fig. 3, the resistor 109 and the capacitor 110 being interchanged as to their positions. In this case, the cathode of diode 101 is grounded.
The operation is identical to that explained in connection with the previous figure. The average value of the electromotive force on resistor 102 is provided by resistor 10 @ at the anode of diode 108 and with a polarity such as to make the anode negative with respect to the cathode. The potential of the cathode of diode 108 varies according to the instantaneous value of the electromotive force on resistor 103, the instantaneous voltage on the latter being directly across the terminals of diode 108.
When this instantaneous voltage reaches the average value of the carrier wave, that is to say exceeds a value corresponding to 100% modulation of the carrier wave, the tube 108 then has a low impedance and produces an effective shunt across resistor 103. The signal can then be taken from resistor 103, as indicated by conductors 107.
Fig. 5 shows one form of the invention in which the noise eliminating elements 108-109-110 of Figs. 3 and 4 are applied to a single diode resistor 111, When the eliminating devices of
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parasites of fig. 3 and 4 are both applied to the same diode resistor, with discharge tubes arranged so as to become conductors under the action of the same currents, it follows that equal and opposite currents are point to the midpoint of the diode resistor, so that this connection can be removed.
The two diodes 108 are therefore connected in series between the two points of the two branches comprising the elements 109 and 110, the two diodes then rather fulfilling the function of a single diode and being able to be replaced by that of FIG. 5 shown at 108.
In this device, however, certain advantages can be obtained in that the role of the two diodes of FIGS, 3 and 4 is played by only one, and in addition the latter is polarized by the totality of the voltage across the resistor, the instantaneous voltage on the totality of the resistance being applied to it. In addition, the output signal can be taken from the entire resistor 111 of diode 101, while in figs, 3 and 4, it is only taken from a part of this resistor, that is to say say the resistor 103, because, in these figures, the parasites which pass through the diode 108 also appear in the resistor 102. The device of fig.5 therefore has certain advantages over those of fig.3 and 4.
In this device, however, the capacitors 110 and 110 'are in series across the diode resistor and therefore must have a correspondingly larger capacitance in order to avoid an increase in the rate at which they charge during operation. persistent parasists.
FIG. 6 represents the embodiment of the invention of FIG. 3 applied to a known diode circuit of a superheterodyne provided with devices for automatic volume control and automatic frequency adjustment of the local oscillator. The part of this receiver upstream of the last medium frequency stage is represented by the rectangle 112. This last medium frequency transformer comprises a primary 113 and a secondary 114, these windings being tuned, by the respective capacitors 115 and 116, on the medium frequency. The primary winding is connected at a point between the midpoint of the secondary winding 114 and ground, by capacitors 117 and 118.
The left terminal of winding 114 is connected to ground, for medium frequency currents, by diode 119, and the right terminal to ground by diode 120 and capacitor 121. The cathodes of these two diodes are connected. together by resistors 122, 123 and 124,
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the midpoint of the resistors being connected to the midpoint of the winding 114 by a shock coil 125.
The signal voltages are taken from resistor 122 by means of a pontentiometer comprising capacitor 126 and resistor 127, the cursor of the latter being connected by capacitor 128 and resistor 129 to the control gate of the low frequency amplifier 130 * The gate is also connected to a point between resistors 123 and 124 for the rectified current, through a circuit comprising resistors 129, 131 and 109 for automatic volume control . The tube 130 is of the variable amplification type and comprises an oondensator 132 between its anode and its control grid. As a result, the input capacitance varies with the voltage rectified on the control grid.
This capacitor can cooperate with resistor 129 to constitute a capacitance-resistance filter intended to attenuate the currents of the high frequency part of the musical or vocal range.
Although primary 113 and secondary 114 are both mid-tuned, the voltage on the secondary is 90 out of phase with that of the primary. Consequently, the voltage on one half of these windings is shifted back from the primary voltage by 90 ', while on the other half it is phase-shifted forward by 90 from the primary voltage thanks to the connection described; the voltage on the primary, increased by half that of the secondary, is applied to the diode 119 to be rectified, and the voltage on the primary, increased by the other half of the voltage on the secondary 114, is applied to diode 121. These phase relationships exist only when the medium frequency is exactly that to which the primary and the secondary are tuned.
The secondary voltage varies in one direction or the other depending on the direction in which the frequency varies; consequently, if the frequency decreases and according to the assembly described, the voltage applied to one of the diodes 119 or 121 decreases, while that applied to the other increases; whereas if the frequency increases, the reverse phenomenon occurs.
The currents flowing through diode 119 flow through resistors 122 and 123 in a direction opposite to that in which the current from diode 121 passes through resistor 124. If these currents are equal, no voltage appears between the cathodes of the tubes. discharge 119 and 121, the left end of resistor 122 is connected to ground, with the result that the er- @
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- right hopper of the resistor 125 holds positive or negative with respect to the mass according to the variations of the medium frequency.
Accordingly, the voltage at the right end of resistor 124 can be applied through a conductor 133 to any apparatus (not shown) such as a discharge tube for automatically controlling the frequency of the. looal oscillator, in order to keep the latter constant.
The voltage at the point between resistors 123 and 124 is negative with respect to ground during signal reception and its absolute value depends on the intensity of the received carrier wave and therefore can be applied by a resistor-capacitor filter 134-135, at the grills of the amplifiers used in receiver 112 for automatic volume control. Resistor 109 corresponds to resistor 109 in fig.4 and capacitor 110 is analogous to capacitor 110 in the same figure.
As in fig.4, we have connected the diode 108, the resistor 109 and. the capacitor 110 to the resistors 122 and 123 of the diode 119, and the operation of the device is analogous to that described in connection with fig.4.
In the forms of the invention shown in Figs. 3 to 5, the interference attenuation device operates so as to bypass the currents
Unwanted on the part of the resistance across which the signal is applied. With reference to Fig. 7, a form of the invention will now be described in which the signal circuit is substantially open during the occurrence of the unwanted currents having an intensity corresponding to a certain value which exceeds a percentage. predetermined modulation of the carrier wave.
In the embodiment of the rod 7, the part 102 of the diode resistor 102-103 is shunted for direct currents by resistors
137 and 138 and diode 139; point 140 between resistors 137 and
138 is connected to ground by capacitor 140, the reactance of which is low for currents having the frequency of the signal. As indicated above, during reception of the carrier wave, the anode of diode 139 is connected by resistors 138 and 137 to a point of resistor 102 which is positive with respect to the cathode of. diode 139, with the result that the current passes through said diode 139 and point 142 is brought to a potential which depends on the values of resistors 137 and 138.
If the latter are equal, point 142 is positive with respect to the cathode of diode 139 and of a value equal to half the voltage on resistor 102.
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The capacitor 140 is therefore charged to the potential of resistor 103 plus half the potential of resistor 102. Therefore, diode 139 normally supplies a current which flows through resistors 137 and 138. The output resistor can then be be connected across the desired part of resistor 138, as indicated by leads 141, and therefore in series with diode 139.
It will now be assumed that the station receives a Parasitic Pulse whose intensity corresponding to a certain percentage of modulation exceeds a certain predetermined value. The cathode of the diode is made positive by the parasite and takes a voltage the value of which is at least twice that of the average voltage at the terminals of resistor 103. The lower terminal of resistor 137 cannot, however, vary at this parasitic regime. , as a result of the time constant of said resistor and capacitor 140 with the result that the potential of the cathode of diode 139 reaches that of point 142, while the voltage disappears across resistor 138.
Diode 137 does not remain conductive any longer. Without these conditions, no current appears in resistor 138 and the parasitic pulse cannot then reach the utilization circuit. In a particular example, assume that resistor 102 is @ 500,000 ohms, resistor 103 is 250,000 ohms, and resistors 107 and 138 are 2 megohms each. Assume also that a normal carrier wave produces a voltage of 10 volts on resistor 103 and 20 volts on resistor 102. This means that during reception point 142 is +10 volts from the cathode. of diode 139, and capacitor 140 is charged to 20 volts.
It will now be assumed that the parasitic pulse is received and causes the appearance of voltages on resistors 102 and 103 of at least double value. Under these conditions, the potential of the cathode of the diode 139 reaches or exceeds the potential of the point 142, with the result that the cathode of the diode 139 does not remain negative any longer with respect to the point 142, it therefore becomes non-conductive, and parasitic pulses cannot reach circuit 141.
It can be seen that with the device shown in tig. 7, during the intervals during which parasitic pulses are received, the discharge tube is not conductive and the capacitor 140 tends to charge by
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resistor 137, to the full voltage of diode resistor 102-103, with the result that if parasitic pulses persist sufficiently, capacitor 140 is charged under conditions such that there is considerable reduction in interference. For the proper operation of the diode 101, however, it is necessary that the resistors 137 and 138 be sufficiently high, (2 megohms for example), although a 1.2 megohm resistor has been used in 137, and in 138 a resistance of 0.33 megohms.
The capacitance of the capacitor 140 can be chosen, with respect to the resistor 137, so that the time required for the charging of the capacitor 140 is quite considerable. The device is therefore particularly effective in reducing noise and especially noise. "they" or short-lived pulses.
The device of fig. 7 therefore has marked advantages over those of figs. 3 and 4. For example, in fig. 3, when the diode 108 becomes conductive, the capacitor 110 begins to charge by the resistor. 102 which can be 250,000 ohms, and by the low resistance of the diode. The more time it loads, the less efficient the device is in terms of eliminating parasites. When the parasitic pulse ceases, it is desirable for the capacitor to discharge as quickly as possible by resistor 109, therefore this resistance should be chosen as low as possible and be suitable for diode 101 during of receiving heavily modulated signals, but it should be four or five times the sum of resistors 102 and 103.
This is absolutely necessary for there to be a high ratio between Impedance and DC resistance of diode 101; so as to avoid the distortion which would appear during the reception of carrier waves with a high percentage of modulation, if this high ratio between impedances did not exist.
On the other hand, in the system of FIG. 7, during a parasitic pulse, the capacitor 140 is charged by the resistor 137 which must be 2 megohms. As soon as the parasitic pulse ceases, the capacitor is discharged through resistor 138 which can be 2 meghoms. Consequently, the time constant of the discharge circuit is equal to that of the charge circuit, with the device of fig, 7 while it is p @ ls large with that of fig.3. The device of fig, 7 has been found to be more effective in reducing parasites ,,
Fig, 8 (incidentally Identical to Fig. 2) differs only from
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fig.7 in that the cathode of diode 101 is directly earthed, the anode being connected to earth by resistors 102 and 103.
Diode 139 is biased by the voltage across resistor 102 such that it is normally conductive and becomes non-conductive when the voltage across resistor 103 reaches an instantaneous value exceeding the average value of the cathode potential relative to to ground. The user device (a high impedance gate circuit for example) can be connected to resistor 135, as shown above, through leads 141.