JPS60501086A - アナログ・チヤネル上の音声及びデ−タの同時送信 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 アナログ・チャネル上の音声及びデータの同時送信本発明はアナログ・チャネル を介して同時に送信されたアナログ音声と変調データとを復元するための技術に 関する。この技術では受信器において、その同時に受信された二つの信号を分離 する能力と、復元されたデータ信号における位相ジッダ及び周波数オフセットを 補償することによシ音声信号からのデミ夕の除去を実質的に改善する能力とが備 えられている。

現在のアナログ送信設備はもし同一のチャネルを介して音声とデータとを同時に 送信できればさらに効率的であろう。好ましくはこのような提案は復元された音 声及びデータの品質を落とすものであってはならないし、帯域幅を広げるような ものであってもならない。同時に、簡素で価格も高くないシステムを提供するこ とが望ましい。

無線結合を介して通信が行なわれる電話システムにおいてデータ及び音声信号を 送信する１つの方法が、１９８１年７月２１日にエル、イー、シュナル（Ｌ、　 Ｅ、５ｃｈｎｕｒｒ）に付与された米国特許第４，２８０，０２０号に開示され ている。データ及び音声信号は周波数領域において分離され、それぞれ別のサイ ドバンド・チャネルで送信される。

データのサイドバンド・チャネルは、そうでなければ連続波である信号を時間符 号化することで発生されるサイドバンドを含んでいる。

音声信号及び非音声信号をマルチプレックスまたはデマルチプレックスするため の分布スペクトル装置が、１９８２年１月２６日にエヌ、エフ、マグゼムチャッ ク（Ｎ、　Ｆ、　Ｍａｘｅｍｃｈｕｋ　）に付与された米国特許第４．３］３１ ９７号に開示されている。ここでは送信器において〕ブロックの音声信号がフー リエ変換によって時間領域から周波数領域に変換される。フーリエ成分はそのよ うな成分の組からほぼランダムに選ぶことができる。その選択された成分に応動 して、該成分の予測値がそれに取って代る。その予測値はその後変調される。例 えば振幅が、論理１または０の非音声信号のマルチプレックスを反映するために 、増加または減少される。変調された予測値は、受信器への送信を行なうために 再び時間領域に変換される。受信器においては、マルチプレックスされた信号に 対して、音声信号及び非音声信号を抽出するために平行デマルチプレックスが生 じる。

最近、短時間高速フーリエ変換ＣＦＦＴ）の特性と音声の統計的特徴とを利用し て音声とデータを同時に送るためにいくつかのシステムが提案されている。例え ばアール、スティール（Ｒ，５ｔｅｅｌｅ）らの「コード・プレイキング技法を 用いる音声及びデータの同時送信Ｊ（”Ｓｉｍ−ｕｌｔａｎｅＯｕｓ　Ｔｒａｎ ｓｍｉｓｓｉｏｎ　ｏｆ　５ｐｅｅｃｈ　ａｎｄ　Ｄａｔａ　ｕｓｉｎｇＣｏｄ ｅ−Ｂｒｅａｋｉｎｇ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ”）、ＢＳＴＪ第６０巻第９号、 １９８１年１１月号、２０８１−２１０５ぺ一’：；にオイて音声がデータ・キ ャリアとして用いられるシステムが３ 提案されている。さらに詳しくは、音声は８　ｋＨｚでサンプリングされ、Ｎサ ンプルのブロックに分割されており、そのサンプルの相関係数と自乗平均値がシ ステムのしきい値を越えるとデータが送画状態となる。データが論理０であれば サンプルは変調なしで送られるが、論理１が存在すればサンプルの周波数反転ス クランプリンク（Ｓｃｒａｍｂｌ　ｉｎｇ　）が起きる。受信器は音声とデータ の両方を復元させるためにその反転工程を遂行する。これらの技法は非常に複雑 であり、慎重なタイミンクと非分散チャネルを必要とする。

残る問題は、アナログ・チャネルによって生み出される様々な効果を受信器側で 補償する一方、アナログ・チャネルを介して音声とデータを同時に送信する技術 であって、簡素で価格も高くなく、かつ帯域幅を広げる必要のない技術を提供す ることである。

前述の問題は本発明によって解決された。本発明はアナログ・チャネルを介して アナログ音声と変調データとを同時に送信するための技術に関している。この技 術ては受信器側において、その同時に受信された２つの信号を分離する能力と、 復元されたデータ信号における位相ジッダと周波数オフセットを補償することに ょシ音声信号からのデータ信号の除去を実質的に改善する能力を備えている。

既定のチャネル帯域幅を含むアナログ送信チャネルから、同時に受信されたアナ ログ音声信号と変調されたデ４　特表昭ＧＯ−５０１Ｑ８Ｇ　（３）−タ信号の それぞれを復元するだめの受信器を提供するコトハ本発明の１つの特徴である。

ここで、アナログ音声信号はアナログ送信チャネルの帯域幅にわたる既定の電力 密度特性を有しており、データ信号はこのアナログ音声信号の電力密度特性が最 小レベルになるアナログ送信チャネル周波数帯域の部分で受信される。受信器に おいて、データは検出され再変調され、その後、適応フィルタを介して、該送信 され受信された信号から減算されて復元された音声を生み出す。適応フィルタ内 で用いられる重みは、最小平均２乗アルゴリズムを実施する装置によって調節さ れ、受信された合成音声・データ信号からのデータ信号の除去を最大限にするよ うに動作する。

データ検出工程においては、位相ジッダ及び周波数オフセットに関連する情報が 形成され、復元された音声信号からのデータ信号の除去を実質的に改善するため にデータを再変調する際に用いられる。

本発明の他の特徴は以下の記載及び添付された図面を参照することにより明らか になるであろう。

図面を参照すると、ここではいくつかの図において同様の部分は同様の番号で示 されており、第１図は音声信号と多レベル移相キー変調（Ｍｕｌｔｉｌｅ−ｖｅ ｌ　Ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆｔ’Ｋｅｙｅｄ　；　ＭＰＳＫ　）データ信号とを同 時に送信するだめの好適な送受信器配置のブロック図；第２図は本発明によって 送信された、男性及び女性の話者により発生された典型的な音声及び既定のポー 速度のデータ信号について平均された周波数に対する電力密度（ｄｂ）をプロッ トした図； 第３図は５００から２５００Ｈｚ（Ｄ範囲のＢＰＳＫデータ・キャリア周波数及 びガウス雑音について、５ｏ。

ビット／秒のデータ・ビット速度の場合の、データ対音声電力率（ｄａｔａ−ｔ ｏ−ｓｐｅｅｃｈ　ｐｏｗｅｒ　ｒａｔｉｏ：　ＤＳＰＲ）に対するビットエラ ー速度（Ｂｉｔ　Ｅｒｒｏｒ　Ｒａｔｅ　：　ＢＥＲ）の典型的曲線を示す図； 第４図はＢＰＳＫデータ・キャリア周波数が２５００Ｈｚの場合に２５０と１０ ００ビット／秒の間のビット速度について典型的なりＥＲ対ＤＳＰＲ曲線をプロ ットした図である。

本発明に従ってアナログ音声及びデータ信号を同時に送信するシステムの好まし い実施例のブロワ−り図が第１図に示されている。このシステムは、不図示の外 部信号源から入力として音声信号及びデータ信号を受信する送信器１０を含んで いる。音声信号は、もし望むなら、任意配設のフィルター２において帯域ろ波し て、例えば２００　Ｈｙ、から３２００Ｈｚの典型的周波数帯にするととができ る。結果の音声信号５（ｔ）はそれから乗算器１４で因子αでスケ−リンクされ 加算器１６に送られる。

入力データ信号は変調器１８において既定のキャリア周波数ｆ。で変調される。

このキャリアは以下、例えば２５００Ｈ２のアナログ信号周波数帯以内の多レベ ル移相キー（Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ　Ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆｔ　Ｋｅｙｅｄ　： 　ＭＰＳＫ　）キャリアの形で典型的にはとる。この変調は増幅された余弦パル ス波形を含み得るＭＰＳＫ変調されたデータ信号Ｄ（ｔ）を発生するために行な われる。結果として得られる典型的なＭＰＳＫ変調データ信号は加算器１６にお いて重み付けされた音声信号に加えられて、アナログ送信チャネル２０上の送信 信号Ｘ（ｔ）を発生する。送信信号はｘ（ｔ）−Ｄ（ｔ）十α５（ｔ）と表わさ れる。

本システムにおいては送信信号Ｘ（ｔ）はアナログ送信チャネルを伝わる。最初 の近似として、このチャネルは倍信号とのたたみ込み（ｃｏｎｖｏ１ｕｔｉ＋： ＋ｎ　）　と解釈する。即ち、 ｘ（ｔ）　−（Ｄ（ｔ）十α５（ｔ））”Ｈｃｈ（ｔ）−（Ｄ（ｔ）＊Ｈｃｈ（ ｔ）　）＋（α５（ｔ）＊Ｈｃｈ（ｔ）　）　（１）受信器３０は、適切なキャ リア復元装置３２及ｏ：ＭＰＳＫ復調器３３を用いて従来のやり方で受信信号Ｘ （ｔ）のデータ部分を復元する。復調器３３は符号化及び判定部を含み、これは （ａ）受信器第１出力及び再変調器３４の両方に送信するために受信データ信号 を符号化し、（ｂ）受信合成信号Ｘ（ｔ）のデータ信号における位相ジッダと周 波数オフセットに関連する位相誤り情報を発生する能力を持っている。位相誤り 情報信号は例えば長距離マイクロ波または衛星通信キャリアの不整合及び局所電 源周波数とこれのある種の高調波に関連する生情報を含む。米国７ においてはこれらの周波数は例えば６０，１’２０、及び１８０Ｈｚである。ヨ ーロッパにおいてはそのような周波数は例えば５０．１０ｏ及び１５０Ｈｚであ ろう。この生位相誤シ信号は位相誤り追跡回路３８において処理されて適切な位 相誤シ信号を発生する。位相誤り追跡回路３８は当業者に知られた任意の適当な 回路を含むことができることを理解されたい。例えば、対象となる周波数のそれ ぞれに対する別個の帯域フィルタ：例えば５００Ｈ２１でを通過させる低域フィ ルタ；あるいは、例えば１９８２年３月１６日にアール、ディー、ギトリン（Ｒ 。

Ｄ、　Ｇｉｔｌｉｎ）に与えられた米国特許第４，３２０，５２６号に開示され た適応位相ジッタ追跡器である。受信器３ｏのデータ信号復元部の効率はシステ ムパラメータαに大きく依存する。式（１）からデータ信号Ｄ（ｔ）は音声信号 ５（ｔ）が存在するところで検出しなければならないことは明らかである。シス テムパラメータαは、音声電力σ２　を信頼性の高いデータ復元を行なうのに充 分なほどに小さくするよう調整される。

音声信号は適切に同期された合成信号Ｘ（ｔ）からデータ△ 信号Ｄ（ｔ）成分を減することによって復元される。これは最初に、ＭＰＳＫ再 変調器３４でデータ信号Ｄ（ｔ）を発生することによシ行なわれる。３４は送信 器１ｏのＭＰＳＫ変調器１８と機能の点で対応する。ＭＰＳＫ再変調器３４のだ めのタイミングはキャリア復元回路３２から得られる。加えて、位相誤り追跡回 路３８からの位相誤シ情報は再発生されたデータ信号Ｄ（ｔ）内に導かれる。こ れは、再発生されたデータ信号が受信合成信号Ｘ（ｔ）から減算される時、受信 器の第２出力における、結果の復元音声信号内のデータ信号の除去を実質的に改 善するやυ方で行なわれる。再変調器は、次のような任意の適切な回路を含むこ とができる。例えば、該データ信号を、復元された位相誤シ情報によって改変さ れた位相差分符号化信号に変換するための位相変調器を含む第１の位相符号化部 、該第１部からの結果の信号を再発生されたデータ信号Ｄ（ｔ）に変調する第２ の変調部である。データ信号へ Ｄ（ｔ）はチャネル２０の影響が明らかにされてしまうまで、音声信号５（ｔ） を復元するために受信合成信号’５２’（ｔ）から直接に減算されるのではない 。これを行なうためにチャネル応答Ｈｃｈ（ｔ）の見積シを行なわなければなら ない。その後で音声信号５ｃｔ）ｎ次のようにして復元される。

↑（ｔ）−［（Ｄ（ｔ）＊ａｃｈ（ｔ））＋（α５（ｔ）％ｒｃｈ〔ｔ））〕− ｉ（を辻１ｃｈ（ｔ））（２）データ信号Ｄ（１）が判っていて任意に変化する 音声信号５（ｔ）が判らない状況でチャネル応答Ｈｅ　ｈ　（ｔ）の見積りを行 なう問題は本発明に従い適応フィルタ３５を用いることで解決される。現在、重 み付けが装置３６を介して最小平均２乗（Ｌｅａｓｔ　Ｍｅａｎ　５ｑｕａｒｅ 　：　ＬＭＳ　）アルゴリズムによって調節される適応有限インパルス応答（Ｆ ｉｎｉｔｅ　ＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐＯｎｓｅ　：　Ｆ　Ｉ　Ｒ）フィルタが適 応フィルタ３５に用いられている。典型的な装置はビー、ウィドロウ（Ｂ、　Ｗ ｉ　ｄ　ｒ　（ＩＷ　）らの文献「適応ノイズ除去：原理と応用Ｊ　（”　Ａｄ ａｐｔ　１ｖｅＮＯ４ｓｅ　Ｃａｎｃｅｌｌｉｎｇ　：Ｐｒ１ｎｃｉｐｌｅｓ　 ａｎｄ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ−プロシーデイングズ　オブ　シ　アイイー イーイー（ＰｒＯｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＩＥＥＥ　）、第６３巻第 １２号、１９７５年１２月号１７０９頁の第２９図に示されている。

キャリア復元回路３２及びＭＰＳＫ復調器３３を含むＭＰＳＫ受信器の効率はガ ウス干渉とともによく理解できる。しかしながら干渉が音声である時は受信器の 効率には特別な注意が必要である。白色ガウス雑音の周波数分布は均一であるか ら、データのビット誤シ率（Ｂｉｔ−Ｅｒｒｏｒ　−Ｒａｔｅ　：　ＢＥＲ）に ついてはＭＰＳＫキャリア周波数は重要でない。音声の電力密度は周波数に対し て均一ではなく、むしろ、第２図の曲線４０に示すように周波数が大きくなるに つれて急速に減少する。この場合、ＭＰＳＫキャリア周波数はＢＥＲ効率におい て重要な役割を果たすものと思われる。というのは、それは損害を及ぼすデータ 信号と同一の帯域内にある干渉の部分のみであるからである。二進移相キー（Ｂ ｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆｔＫｅｙｅｄ　：　ＢＰＳＫ　）キャリア周 波数が２５００Ｈｚ、ポー速度が例えば２５０の典型的なデータ信号が第２図に おいて音声信号曲線４０に重畳した曲線４０として示されている。

ある与えられたデーター音声電力率（Ｄａ’ｔａ−ｔｏ−８ｐｅｅｃ）ＰＯｗｅ ｒ　ＲａｔｉＯ：　ＤＳＰＲ）に対しては整合されたフイＪレタ受信器を用いて 、第３図に示すようにより高いキャリア周波数を選択した場合により良いＢＥＲ 効率が得られることが判っている。第４図は異なるデータ速度が用いられた時の 、異なるＤＳＰＨに対するＢＥＲ効率を示す。第４図において、用いられたＢＰ ＳＫキャリア周波数は典型的な２．５　ｋＨｚであり、図示されたように、与え られたＢＥＲに対してはよシ高いデータ速度にはよシ高いＤＳＰＲが必要である 。前述したように、パラメータαは音声電力を信頼度の高いデータ復元を行なう のに充分なほどに小さくするように調整される。αの値はＤＳＰＲから容易に決 められる。即ち、 音声信号が受信器３０において受信されたデータ及び音声の合成信号から復元さ れる度合は主に、チャネル２０の応答Ｈｃｈ（ｔ）を式（２）を用いていかにう まく見積る乙とができるかによって制限される。適応ＦＩＲフィルタ３５は、適 応除去のために備えられているのであるが、再変調器３４からの再発生されたデ ータ信号Ｄ（ｔ）が任意に変化するインパルス応答Ｈ（ｔ）とたたみ込まれる場 合にはそのような問題を解決する上で非常に有効であることが判っている。その 結果の信号はその後減算器３ｔにおいて、任意の適切な手段によってＤ（ｔ）に 同期された合成／＼ 信号Ｘ（ｔ）から減算されて復元された音声Ｓ　（ｔ）を残す。その適切な手段 は例えば、第１図の減算器３７の十入力端子における遅延である。復元された音 声の見積りを改するために最小平均２乗（Ｌｅａｓｔ　Ｍｅａｎ　５ｑｕａｒｅ 　：　ＬＭＳ　）ア１１ だ後、Ｈ（ｔ）は任意に変化する応答Ｈ（ｔ）がらＨｃｈ（ｔ）へ収束する。そ して減算器３７の出力における復元された音声には、データ信号Ｄ（ｔ）による 雑音は全くあるいはほとんど含まれない。位相誤り情報を再変調データ信号Ｄ（ ｔ）内に再導入すると、位相誤シを補償する能力を持たない適応フィルタ３５を 補助することができる。

パラメータμはフィルタ３５が収束する速さを制御する。大きくなると適応が早 くなるが、μの値が大きすぎると不安定になる。加えてμが小さいと最終的な’ ９（ｔ）とＨｃｈ（ｔ）の誤差がよシ小さくなる。適応フィルタの理論はウィド ロウ（Ｗｉｄｒｏｗ）らの前述の文献（１９７５年１２月号のプロシーデインダ ス　オフ゛　シ　アイイーイーイ（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　Ｉ ＥＥＥ　）　）に記載されている。

典型的な例として、長さ６４のＦＩＲフィルタ及び１ｏ−９０μが用いられて３ ３ｄｂ近辺のデータ除去が達成された。

ここに記載された適応フィルタ３５の応用は、入力データ信号Ｄ（ｔ）の帯域幅 が全アナログ送信チャネル帯域幅を占有しない場合の特別な例である。この場合 は適応フ１２　７８表昭ＧＯ−５０１０８６（６）一群の解が存在する。回路３ ６からのＬＭＳアルゴリズムが収束した後、Ｈ（ｔ）は特殊なリードウェアを用 いる際に算術誤シを生むそれらの解の１つに達するまで変化し続ける。この問題 に対する簡単な解決案は受信器３０に配置されたＭＰＳＫ変調器３４内の変調フ ィルタを取り除くことである。その結果の信号Ｄ（ｔ）は広い帯域を狩ってあろ う。適応フィルタの解はただ１つとなり、ＲＣフィルタ応答とたたみ込まれたチ ャネル応答Ｈｅ　ｈ　（ｔ）から成るであろう。

復元された音声はチャネル応答、付加チャネル雑音及びデータ信号の不完全力除 去により劣化することを理解されたい。復元音声の品質を測るために音声の信号 対雑音比（Ｓｉｇｎａｌ−ｔ、：＋−Ｎｏｉ＋８ｅ　Ｒａｔｉｏ：　ＳＮＲ）が 用いられる。

ＳＮＲは次のように表わされる。

Ｎｃｈは付加チャネル雑音の電力、ＮＤは除去されたデータ信号Ｄ（ｔ）によっ て生じた雑音の電力、そしてσ８　は音声信号の電力である。以前に、より小さ いαの値により、よシ良いＢＥＲが得られると記した。しかしながら式（５）か ら復元音声のＳ　Ｎ　Ｒｉｉαと共に減少し、さらに、もしαが非常に小さい値 で・力ければならないとすると復元音声の品質は劣化すると“言える。従ってα は復元データと音声の効率間の最良の妥協点を決定する上で重要なシステム・パ ラメータの１一つである。

３ 前述の実施例は単に本発明の詳細な説明するためのものであることを理解された い。本発明の原理を具体化し、本発明の精神と範囲に属する他の種々の改良及び 変形が当業者によってなされるであろう。アナログ送信チャネル２０は様々な形 、例えば未知の振幅と周波数歪みを有し０−４０００Ｈｚの範囲で動作する一般 の電話チャネルを含み得ることを理解されたい。

図面の簡単な説明 Ｆ／に、　／ ビット誤り率 ビット誤り率

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　あらかじめ決められた帯域幅にわたってあらかじめ決められた電力密度特 性を有するアナログ音声信号と、該アナログ音声信号が存在し、該アナログ音声 信号の該電力密度特性が低い値になる、受信されたアナログ音声信号の帯域幅の 一部で受信された変調されたデータ信号とを同時に受信する能力を持っ入力端子 と；第１及び第２の出力端子と； 受信され°たアナログ音声及び変調データの合成信号から該データ信号を復調し て該第１出力端子へ送信し、かつ該受信データ信号において検出された位相誤り 信号を発生する能力を持つ手段（３３）と；該復調及び復元手段の出力において 復元された該データ信号を再変調する一方、該位相ジッダ及び周波数オフセット 情報信号を導入して該受信器の入力端子において受信された該データ信号に実質 的に対応し該位相誤多信号を含む出力信号を発生する能力を持つ手段（３４）と ； 該受信器の入力端子に接続されたチャネルのインパルス応答の見積シを表わす第 １の信号を発生し、該第１信号を該再変調手段からの該再変調データ出力信号と たたみ込ませて結果的出力信号を発生する能力を有する適応フィルタ手１９（３ ５）と； 該適応フィルタ手段（３５）によって発生された該結果的出力信号を該受信器の 入力端子において受信されたアナログ音声と変調データの該合成信号から減算し て該合成受信信号の一部を成す該データ信号を除去し、さらに該受信器の該第２ 出力端子において該復元アナログ音声信号を含む結果的出力信号を発生する能力 を持つ手段（３７）と； を含むことを特徴とする受信器。 ２、請求の範囲第１項記載の受信器において、該復調手段からの該位相誤多信号 に応動して、該受信器の入力端子に接続された該チャネルを伝わる該合成信号に 位相誤りをもたらす干渉信号に関連した選択された周波数の１つあるいは選択さ れた周波数帯域のどちらかにおいて該位相誤りを追跡する能力を持つ位相誤シ追 跡手段（３８）によって特徴付けられる受信器。 ３、請求の範囲第２項記載の受信器において、該再変調手段（３４）は、 該復調手段（３３）の出力における該復調データ信号を位相差分符号化信号に変 換し、該位相誤り信号を該符号化信号に再導入する能力を持つ位相符号化手段と 、 該位相符号化手段の出力における位相差分符号化信号に応動して該再変調手段の 該出力信号を発生する変調手段とを含むことを特徴とする受信器。 ４、請求の範囲第１項記載の受信器において、該適応フィルタ手段（３５）は、 ｌ６ 該第１信号を発生し１．該第１信号を該再変調手段（３４）からの該再変調デー タ出力信号とたたみ込ませる能力を持つ手段と、 該減算手段（３γ）からの結果的出力信号と該再変−調手段からの該再変調デー タ出力信号とに応動して該発生・たたみ込み手段によって発生された第１信号を 改変し、該受信器の該第２出力端子において該データ信号を最大に除去する該適 応フィルタ手段の結果的出力データ信号を形成する手段とを含むことを特徴とす る受信器。 ５　請求の範囲第４項記載の受信器において、該適応フィルタ手段（３５）の該 改変手段は、該再変調手段及び該減算手段の両方の出力信号の連続する同期サン プルに最小平均２乗アルゴリズムを施して該発生・たたみ込み手段に対して制御 信号を発生し、該受信器の入力端子に接続された該チャネルのインパルス応答の 見積り値を実際のチャネル・インパルス応答に収束させる装置（３６）を含むこ とを特徴とする受信器。 ６、請求の範囲第１項記載の受信器において、該適応フィルタ手段（３５）はア ナログ送信チャネルのインパルス応答の見積りである第１の信号を発生するよう 適用されていることを特徴とする受信器。 ７、　請求の範囲第１項記載の受信器において、該入力端子における該受信変調 データ信号は多レベル移相キー　データ信号であることを特徴とする受信器。