CN103904897B - 开关电源控制电路、开关电源、前沿检测电路和方法 - Google Patents
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Abstract
公开了一种开关电源控制电路、开关电源、前沿检测电路和方法。所述开关电源控制电路包括过零检测信号输入端、比例信号获取电路、过零检测电路和前沿检测电路；比例信号获取电路和过零检测信号输入端连接，用于输出第一比例信号和第二比例信号。前沿检测电路根据开关控制信号和第一比例信号获取前一开关周期的母线电压采样信号和当前开关周期的母线电压采样信号，并在当前开关周期的母线电压采样信号与前一开关周期的母线电压采样信号的差值超过预定阈值时，输出前沿检测信号。本发明可以减少具有可控硅调节器的开关电源电路的元器件数量，提高电路集成度。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种开关电源控制电路、开关电源、前沿检测电路和方法。
背景技术
可控硅调光是目前常用的调光方法，可控硅调节器采用相位控制的方法来实现调光，即在正弦波每半个周期控制可控硅调节器导通，获得相同的导通相角。通过调节可控硅调节器的斩波相位，可以改变导通相角大小，实现调光。
图1是现有的具有可控硅调节器的开关电源的电路示意图。开关电源10对母线电压进行采样以检测导通相角的前沿，其包括交流电输入端vin、可控硅调节器11、整流桥12、母线采样电路13、直流-直流变换器14和开关电源控制电路15。其中母线采样电路13为连接在电压母线和接地端之间的分压电路，其将采样得到的母线电压输入到隔离式直流-直流变换器开关电源控制电路15中。由于开关电源控制电路15通常为集成电路，因此，需要设置专门的母线电压输入端管脚。
现有的开关电源需要专门的母线采样电路以及为输入母线电压在开关电源控制电路中专门设置引脚，这使得电路元件数量较多，集成度低，且封装成本较高。
发明内容
有鉴于此，提供一种开关电源控制电路、开关电源、前沿检测电路和方法，可以根据与储能电感两端电压成比例的信号来检测可控硅调节器导通相角的前沿，以减少电路元器件数量，提高集成度。
在第一方面，提供一种开关电源控制电路，用于控制包括可控硅调节器和直流-直流变换器隔离式直流-直流变换器的开关电源，所述开关电源控制电路包括过零检测信号输入端、比例信号获取电路、过零检测电路和前沿检测电路；
所述比例信号获取电路和所述过零检测信号输入端连接，用于输出第一比例信号和第二比例信号，所述第一比例信号与隔离式直流-直流变换器直流-直流变换器的储能电感两端电压成第一比例，所述第二比例信号与所述辅助绕组两端电压成第二比例；
所述前沿检测电路根据开关控制信号和所述第一比例信号获取前一开关周期的母线电压采样信号和当前开关周期的母线电压采样信号，并在所述当前开关周期的母线电压采样信号与前一开关周期的母线电压采样信号的差值超过预定阈值时，输出前沿检测信号；其中，所述前沿检测信号指示可控硅调节器导通相角的前沿；所述母线电压采样信号表征所述第一比例信号在开关控制信号为导通状态期间的值；
所述过零检测电路根据所述第二比例信号进行电流过零检测。
优选地，所述前沿检测电路包括电压寄存电路和阈值比较电路：
所述电压寄存电路根据开关控制信号和第一比例信号获取并寄存前一开关周期的母线电压采样信号和当前开关周期的母线电压采样信号；
所述阈值比较电路在所述当前开关周期的母线电压采样信号与前一开关周期的母线电压采样信号的差值超过预定阈值时，输出前沿检测信号。
优选地，所述电压寄存电路包括信号输入端、第一输出端、第二输出端、第一开关、第二开关、第一电容和第二电容；
所述第一开关连接在信号输入端和第一输出端之间，根据开关控制信号导通和关断；
所述第二开关连接在第一输出端和第二输出端之间，根据开关控制信号的反相信号导通和关断；
所述第一电容连接在第一输出端和接地端之间；
所述第二电容连接在第二输出端和接地端之间；
所述第一输出端输出当前开关周期的母线电压采样信号；
所述第二输出端输出前一开关周期的母线电压采样信号。
优选地，所述阈值比较电路包括电压源和比较器；
所述比较器的第一输入端输入所述当前开关周期的母线电压采样信号；
所述电压源连接在前一开关周期的母线电压采样信号的输入端和所述比较器的第二输入端之间。
优选地，所述比例信号获取电路包括受控电流源、电流镜和转换电阻；
所述电流镜具有基准电流端、第一镜像端和第二镜像端；
所述受控电流源连接在所述基准电流端和接地端之间，生成与所述储能电感两端电压成比例的电流信号；
所述转换电阻连接在所述第一镜像端与接地端之间；
所述第一镜像端输出所述第一比例信号；
所述第二镜像端输出所述第二比例信号。
优选地，受控电流源包括运算放大器、第一晶体管；
所述运算放大器的第一输入端和接地端连接、第二输入端和所述过零检测信号输入端连接、输出端和所述第一晶体管的栅极连接；
所述第一晶体管连接在所述电流镜的基准电流端和所述过零检测信号输入端之间。
优选地，所述直流-直流变换器为隔离式直流-直流变换器或非隔离式直流-直流变换器。
优选地，所述比例信号获取电路根据与储能电感耦合的辅助绕组的两端电压生成所述第一比例信号和第二比例信号。
优选地，所述开关电源控制电路还包括导通相角获取电路，用于根据所述前沿检测信号和电源良好信号(POK)生成导通相角指示信号。
第二方面，提供一种开关电源，包括可控硅调节器、整流桥和直流-直流变换器和如上所述的开关电源控制电路。
第三方面，提供一种前沿检测电路，用于检测可控硅调节器导通相角的前沿，所述前沿检测电路包括：
电压寄存电路，根据开关控制信号和第一比例信号获取前一开关周期的母线电压采样信号和当前开关周期的母线电压采样信号，所述母线电压采样信号表征所述第一比例信号在开关控制信号为导通状态期间的值，所述第一比例信号与直流-直流转换器储能电感电压成第一比例；
阈值比较电路，在所述当前开关周期的母线电压采样信号与前一开关周期的母线电压采样信号的差值超过预定阈值时，输出前沿检测信号。
优选地，所述电压寄存电路包括信号输入端、第一输出端、第二输出端、第一开关、第二开关、第一电容和第二电容；
所述第一开关连接在信号输入端和第一输出端之间，根据开关控制信号导通和关断；
所述第二开关连接在第一输出端和第二输出端之间，根据开关控制信号的反相信号导通和关断；
所述第一电容连接在第一输出端和接地端之间；
所述第二电容连接在第二输出端和接地端之间；
所述第一输出端输出当前开关周期的母线电压采样信号；
所述第二输出端输出前一开关周期的母线电压采样信号。
优选地，所述阈值比较电路包括电压源和比较器；
所述比较器的第一输入端输入所述当前开关周期的母线电压采样信号；
所述电压源连接在前一开关周期的母线电压采样信号的输入端和所述比较器的第二输入端之间。
优选地，所述前沿检测电路还包括第一比例信号获取电路，用于获取所述第一比例信号。
第四方面，提供一种前沿检测方法，用于检测可控硅调节器导通相角的前沿，所述方法包括：
获取第一比例信号，所述第一比例信号与直流-直流转换器储能电感两端电压成第一比例；
根据开关控制信号和所述第一比例信号获取前一开关周期的母线电压采样信号和当前开关周期的母线电压采样信号，所述母线电压采样信号表征所述第一比例信号在开关控制信号为导通状态期间的值；
在所述当前开关周期的母线电压采样信号与前一开关周期的母线电压采样信号的差值超过预定阈值时，输出前沿检测信号。
本发明根据与储能电感两端电压成比例的信号来检测可控硅调节器导通相角的前沿，可以减少具有可控硅调节器的开关电源电路的元器件数量，提高电路集成度。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是现有的具有可控硅调节器的开关电源的电路示意图；
图2A是本发明第一实施例的开关电源的电路示意图；
图2B是隔离式直流-直流变换器的工作波形图；
图2C是本发明第一实施例的开关电源的工作波形图；
图3A是本发明第一实施例的开关电源控制电路的电路示意图；
图3B是本发明第一实施例中导通相角获取电路的工作波形图；
图4是本发明第二实施例的开关电源控制电路的电路示意图；
图5是本发明第二实施例一优选的比例信号获取电路的电路示意图；
图6A是本发明第三实施例的开关电源的电路示意图；
图6B是非隔离式直流-直流变换器的工作波形图；
图6C是本发明第三实施例的开关电源控制电路的电路示意图；
图7是本发明第三实施例的前沿检测方法的流程图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在如下描述中(除另有说明)，“已知”、“固定”、“给定”和“预定”通常情况下，指的是一个值，数量、参数、约束条件、条件、状态、流程、过程、方法、实施，或各种组合等在理论上是可变的，但是如果提前设定，则在后续使用中是保持不变的。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
在以下的描述中，以反激隔离式直流-直流变换器和降压型直流-直流变换器为例进行说明，但是，本领域技术人员容易理解，本发明可以应用于其它类型的包含直流-直流变换器的开关电源。
图2A是本发明第一实施例的开关电源的电路示意图。如图2A所示，开关电源20包括交流电输入端vin、可控硅调节器21、整流桥22、隔离式直流-直流变换器23、开关电源控制电路24和电压采样电路25。
交流电输入端vin输入交流电。
可控硅调节器21用于对输入的交流电信号进行前沿斩波，输出具有可调的导通相角的交流前沿斩波信号。
整流桥22将交流前沿斩波信号转换为直流前沿斩波信号输出到隔离式直流-直流变换器23。
隔离式直流-直流变换器23对直流前沿斩波信号进行变换，输出与直流前沿斩波信号的导通相角相对应的直流输出电流，驱动负载工作。
其中，隔离式直流-直流变换器23包括变压器T、功率开关S、整流二极管D1、输出电容CO、电流采样电阻RSEN。变压器T包括原边绕组L1、副边绕组L2。原边绕组L1的第一端连接到母线，接收整流桥输出的直流前沿斩波信号。功率开关S和电流采样电阻RSEN串联连接在原边绕组L1的第二端和接地端之间。由整流二极管D1和输出电容CO组成的副边整流滤波电路与副边绕组L2连接，对副边绕组电流整流滤波后输出到负载。
电压采样电路25用于采样原边绕组L1两端的电压，生成与储能电感两端电压成比例的信号，包括辅助绕组L3和分压电路FB。辅助绕组L3与原边绕组L1以及副边绕组L2磁耦合，分压电路FB与辅助绕组L3连接，输出与辅助绕组L3两端电压相关的反馈参量。由于辅助绕组L3两端电压与储能电感两端电压成比例，因此，分压电路FB输出的反馈参量可以与储能电感两端电压成比例。反馈参量可以用于进行电流过零检测。通过控制功率开关S的导通/关断的开关周期和/或占空比，可以控制功率级电路输出与直流前沿斩波信号的导通相角相对应的输出电流，驱动负载工作。对于隔离式变换器，电流过零检测用于检测变压器中所有绕组的总电流过零点。
开关电源控制电路24包括电流采样信号输入端SEN和过零检测信号输入端ZCS。电流采样信号输入端SEN和电流采样电阻RSEN的非接地端连接，输入原边绕组的电流采样信号。过零检测信号输入端ZCS和电压采样电路25的输出端连接，输入反馈参量作为过零检测信号。辅助绕组L3两端电压与隔离式直流-直流变换器23的储能电感成比例，因此过零检测信号输入端ZCS输入的信号是与隔离式直流-直流变换器23的储能电感(也即原边绕组L1)的电压成比例的信号。
本领域技术人员容易理解，上述电路结构并非唯一，可以采用其它任何可以实现利用与隔离式直流-直流变换器23的储能电感(也即原边绕组L1)的电压成比例的信号来进行电流过零检测的电路结构，例如，部分现有的隔离式直流-直流变换器不使用辅助绕组，而是原边绕组通过电压采样电路输出信号到过零检测信号输入端。
图2B是隔离式直流-直流变换器的工作波形图。由于原边绕组L1两端电压vL1在功率开关导通期间等于母线电压vbus，在功率开关S关断期间等于-kTvo，kT为原边绕组L1与副边绕组L2的匝数比，由此，如图2B所示，辅助绕组L3的两端电压vL3在开关控制信号指示功率开关S导通期间等于-k1vbus，其中k1为辅助绕组L3与原边绕组L1的线圈匝数比，vbus为输入到隔离式直流-直流变换器的母线电压，在本实施例中为直流前沿斩波信号。
同时，在开关控制信号指示功率开关S关断期间，原边绕组电流为零，副边绕组电流不断降低，在降低为0之前，vL3维持k2vO附近变化，副边绕组电流降低至0后会继续在0附近振荡，vL3会迅速下降至0，k2为辅助绕组L3与副边绕组L2的线圈匝数比。在功率开关S关断期间，通过检测辅助绕组L3的两端电压vL3下降至零的时刻，可以获得变压器电流过零点。
由于原边绕组L1两端电压vL1在功率开关导通期间等于母线电压vbus，因此，可以基于原边绕组L1两端电压vL1或与其成比例的辅助绕组L3的两端电压vL3来进行导通相角的前沿检测。本实施例以辅助绕组L3的两端电压vL3为例进行说明。
图2C是本发明第一实施例的开关电源的工作波形图。如图2C所示，母线电压vbus为具有一导通相角的斩波信号，其在前沿时刻t0由零突变。对应地，如果对于辅助绕组L3的两端电压vL3在每个开关周期中功率开关导通期间的电压进行采样，可以得到随母线电压vbus同步变化的母线电压采样信号vs，母线电压采样信号vs以开关电源20的开关周期Ts为最小时间间隔变化。由于，在可控硅调节器导通相角的前沿时刻t0前后，母线电压vbus突变，而其在其它时刻均连续变化。故而，前沿时刻t0前后，相邻两个开关周期的母线电压采样信号vs的差值较大。因此，通过检测相邻两个开关周期的母线电压采样信号vs的差值是否大于预定阈值vth，可以实现前沿检测。
而由于辅助绕组L3的两端电压vL3在功率开关S关断期间与输出电压以及电流过零点相关，因此，可以利用其来反馈功率级电路的状态，生成开关控制信号。对于隔离式变换器，电流过零点为变压器中所有绕组的总电流过零点，也即，在电流过零点，变压器T所有绕组的电流均为零。
因此，开关电源控制电路24可以根据过零检测信号输入端的信号同时进行导通相角的前沿检测和电流过零检测。
根据检测到的可控硅调节器导通相角的前沿，也即，直流前沿斩波信号的导通前沿，开关电源控制电路24可以生成与导通相角相对应的导通相角指示信号vLEAD，并进而将导通相角指示信号vLEAD作为控制参量之一，控制开关控制信号的产生。在一个优选的实施方式中，开关电源控制电路24可以根据导通相角的大小生成对应的参考电压vREF。参考电压vREF表征开关电源输出电流的期望值。通常来说，导通相角越大，参考电压vREF越大，以输出更高的期望电流。
同时，开关电源控制电路24根据电流采样信号获取原边电流相关信息。
在获取上述参量后，开关电源控制电路24根据电流过零检测结果、原边电流相关信息和导通相角指示信号(或优选地，根据该信号生成的参考电压)生成开关控制信号Q，控制功率开关S导通和关断，进而使得功率级电路输出与直流前沿斩波信号的导通相角相对应的输出电流。
图3A是本发明第一实施例的开关电源控制电路的电路示意图。如图3A所示，本实施例的开关电源控制电路24包括比例信号获取电路24a、前沿检测电路24b、过零检测电路24c、导通相角获取电路24d和开关控制信号生成电路24e。
比例信号获取电路24a和过零检测信号输入端ZCS连接，用于输出第一比例信号和第二比例信号。第一比例信号与隔离式直流-直流变换器23的原边绕组L1(也即，储能电感)的两端电压vL1成第一比例，第二比例信号与辅助绕组L3的原边绕组L1的两端电压vL1成第二比例。在本实施例中，第一比例和第二比例可以相同，也可以不同，第一比例信号和第二比例信号互不干扰。第一比例信号可以是电流信号也可以是电压信号，同样的，第二比例信号可以是电流信号也可以是电压信号，两者可以具有不同的类型。
前沿检测电路24b根据开关控制信号Q和第一比例信号获取前一开关周期的母线电压采样信号vs_Last和当前开关周期的母线电压采样信号vs_Now，并在当前开关周期的母线电压采样信号vs_Now与前一开关周期的母线电压采样信号的差值vs_Last超过预定阈值vth时，输出前沿检测信号vFRONT，前沿检测信号vFRONT指示可控硅调节器导通相角的前沿。
过零检测电路24c根据第二比例信号进行电流过零检测，输出过零点指示信号vZ。
导通相角获取电路24d根据前沿检测信号vFRONT、电源良好信号(POK)生成导通相角指示信号vLEAD。导通相角指示信号vLEAD指示导通相角的大小。导通相角获取电路24d可以使用各种现有的电路结构实现。具体地，可以包括通过RS触发器来获取导通相角，其置位端输入前沿检测信号，复位端输入周期结束信号，在一个优选实施例中，可以利用电源良好信号(POK)信号作为周期结束信号指示直流前沿斩波信号的周期结束时刻。如图3B所示，由于母线电压，也即，直流前沿斩波信号为周期信号，且其在每个周期有一段时间为零，因此，通过辅助绕组或者其他方式从母线电压生成的为开关电源控制电路供电的供电信号vcc会在每个直流前沿斩波信号周期上升和下降一次，在其上升到或下降到预定电压值时会输出电源良好信号(POK)信号，其可以作为每个直流前沿斩波信号周期结束的标志。由此，RS触发器输出在导通相角前沿至周期结束点附近为高电平的信号，其可以用于表征导通相角的相位范围。当然，本领域技术人员可以理解，周期结束信号可以使用其他信号替代，导通相角获取电路24d也可以使用其它现有的电路结构实现。
开关控制信号生成电路24e根据过零点指示信号vZ、导通相角指示信号vLEAD和从电流采样信号输入端SEN输入的电流采样信号vSEN生成开关控制信号Q。开关控制信号生成电路24e可以使用各种现有的电路结构实现。
本实施例根据与储能电感两端电压成比例的信号来检测可控硅调节器导通相角的前沿，可以减少具有可控硅调节器的开关电源电路的元器件数量，提高电路集成度。
同时，本实施例的开关电源控制电路可以形成在同一集成电路中。由于前沿检测和电流过零检测的引脚可以共用过零检测信号输入端，因此，可以减少集成电路的引脚，降低集成电路封装成本。
图4是本发明第二实施例的开关电源控制电路的电路示意图。如图4所示，开关控制电路40包括比例信号获取电路41、前沿检测电路42、过零检测电路43、导通相角获取电路44和开关控制信号生成电路45。
比例信号获取电路41和过零检测信号输入端ZCS连接，用于输出第一比例信号和第二比例信号。其包括受控电流源I1、电流镜MIR和转换电阻Rs。
和第一实施例中的分析类似，本实施例以辅助绕组L3两端电压为例进行说明，但是，与储能电感成比例的电压均可应用于本实施例。
电流镜MIR具有基准电流端r、第一镜像端m1和第二镜像端m2。电流镜MIR的第一镜像端m1连接到前沿检测电路42，向其提供第一比例信号。电流镜MIR的第二镜像端m2连接到过零检测电路43，向其提供第二比例信号。
受控电流源I1连接在基准电流端r和接地端之间，生成与储能电感两端电压成比例的电流信号。通常来说，可以通过设置辅助绕组L3，在辅助绕组L3上产生与储能电感(也即本实施例中隔离式直流-直流变换器的原边绕组L1)成比例的电压，受控电流源I1通过接受来自辅助绕组L3的信号控制，生成与储能电感两端电压成比例的电流信号。
转换电阻Rs连接在所述第一镜像端与接地端之间,将经由电流镜复制的电流信号转换为电压信号。
第一镜像端m1输出所述第一比例信号。
第二镜像端m2输出所述第二比例信号。
由于受控电流源I1的控制端电压与辅助绕组L3两端电压成比例，使得受控电流源I1施加在电流镜MIR的镜像端的电流与辅助绕组L3两端电压成比例，因此，电流镜MIR的第一镜像端m1和第二镜像端m2的电路也均和辅助绕组L3两端电压成比例，由此，可以在第一镜像端m1和第二镜像端m2分别获得第一比例信号和第二比例信号。
图5是本发明第二实施例一优选的比例信号获取电路的电路示意图。在该优选的实施方式中，如图5所示,受控电流源I1包括运算放大器OP、第一晶体管M1。
第一晶体管M1连接在电流镜的基准电流端r和过零检测信号输入端ZCS之间。
运算放大器OP的第一输入端和接地端连接、第二输入端和过零检测信号输入端ZCS连接、输出端和第一晶体管M1的栅极连接。在图5中，第一输入端为同相输入端，而第二输入端为反相输入端。但是，本领域技术人员容易理解，根据电路设置情况不同，上述第一输入端和第二输入端连接关系可以互换。
电流镜MIR具有基准电流端r、第一镜像端m1和第二镜像端m2。
如图5所示，电流镜MIR包括第二晶体管M2、第三晶体管M3和第四晶体管M4。第二晶体管M2、第三晶体管M3和第四晶体管M4均为PMOS晶体管，其源极与上拉电压端连接，三者的栅极相互连接，第二晶体管M2的栅极与漏极连接，第二晶体管M2的漏极作为基准电流端，第三晶体管M3的漏极连接到第一镜像端m1，第四晶体管M4的漏极连接到第二镜像端m2。通过设置第三晶体管M3、第四晶体管M4与第二晶体管M2的尺寸，可以使得第一镜像端m1和第二镜像端m2分别输出与基准电流端r成比例的电流。
当然，本领域技术人员可以理解，电流镜MIR还可利用其它本领域技术人员熟知的或现有技术已披露的电路结构实现。第二晶体管M2、第三晶体管M3和第四晶体管M4也并不限于PMOS晶体管。例如，可以将第二晶体管M2、第三晶体管M3和第四晶体管M4设置为NMOS晶体管，将上拉电压端替换为接地端。
第一晶体管M1连接在电流镜MIR的基准电流端r和过零检测信号输入端ZCS之间，检测电阻Rs连接在电流镜MIR的第一镜像端m1和接地端之间。电流镜MIR的第一镜像端输出第一比例信号。在第二晶体管M2、第三晶体管M3和第四晶体管M4为PMOS晶体管时，第一晶体管M1为NMOS晶体管。
为了方便对本实施例的原理进行说明，图5中还示出了功率级电路的辅助绕组L3和电压采样电路FB。电压采样电路FB包括串联在辅助绕组L3一端和接地端之间的分压电阻RF1和RF2。电路工作时，运算放大器OP使得过零检测信号输入端ZCS的电压被箝位为零，由此，过零检测信号输入端ZCS的流出电流为IZCS＝-vL3/RF1,其中，vL3为辅助绕组L3的两端电压。
经过电流镜MIR的复制，由第一镜像端m1流向接地端的电流等于k3IZCS，其中，k3为电流镜第一镜像端的电流复制系数。因此，检测电阻Rs两端电压，也即，第一镜像端m1的电压值为-k3vL3Rs/RF1，在本实施例中，其作为第一比例信号使用。
同样，第二镜像端m2流出的电流等于k4IZCS，其中，k4为电流镜MIR第二镜像端的电流复制系数，其与辅助绕组L3两端电压vL3成第二比例，可以作为第二比例信号供过零检测电路使用。
根据在前分析，辅助绕组L3两端电压vL3在功率开关S导通期间和母线电压vbus成比例，由此可知，第一镜像端m1的电压值也和母线电压vbus成比例。通过在功率开关S导通期间对第一镜像端m1的电压值采样，即可获得与母线电压vbus同步变化的母线电压采样信号。
如图4所示，前沿检测电路42包括电压寄存电路42a和阈值比较电路42b。
电压寄存电路42a根据开关控制信号Q和第一比例信号获取前一开关周期的母线电压采样信号vs_Last和当前开关周期的母线电压采样信号vs_Now，母线电压采样信号表征所述第一比例信号在开关控制信号Q为导通状态期间的值。
在图4所示电路中，电压寄存电路42a包括信号输入端in、第一输出端out1、第二输出端out2、第一开关S1、第二开关S2、第一电容C1和第二电容C2。
第一开关S1连接在信号输入端in和第一输出端out1之间，根据开关控制信号Q导通和关断。
第二开关S2连接在第一输出端out1和第二输出端out2之间，根据开关控制信号的反相信号Q非导通和关断。
第一电容C1连接在第一输出端out1和接地端之间；第二电容C2连接在第二输出端和接地端之间。
第一输出端out1输出当前开关周期的母线电压采样信号vs_Now。
第二输出端out2输出前一开关周期的母线电压采样信号vs_Last。
在开关控制信号Q指示功率开关导通期间，第一开关S1导通，第二开关S2关断。输入到信号输入端in的第一比例信号对第一电容C1充电，由于第一比例信号等于-k3vL3Rs/RF1，而此时功率开关S导通，vL3等于-k1vbus，由此可得，第一输出端out1的电压vout1为：
vout1＝(k1k3Rs/RF1)vbus
其可以代表当前开关周期的母线电压采样信号vs_Now。
在开关控制信号Q指示功率开关关断期间，第一开关S1关断，第二开关S2导通，第一电容C1对第二电容C2充电，在第二电容C2的电容值小于第一电容C1的电容值时，充电完成后，第二输出端out2的电压vout2＝vout1，并且对于第一输入端out1的电压影响不大。
在新的开关周期开始后，第一开关S1再次导通，第二开关S2再次关断。此时，第二输出端out2的电压保持不变，为前一开关周期的母线电压采样信号vs_Last，而第一输出端out1的电压被充电等于第一比例信号，也即等于当前开关周期的母线电压采样信号vs_Now。
阈值比较电路42b在当前开关周期的母线电压采样信号vs_Now与前一开关周期的母线电压采样信号vs_Last的差值超过预定阈值vth时，输出前沿检测信号。
如图4所示，阈值比较电路42b包括电压源和比较器CMP。
比较器CMP的第一输入端输入当前开关周期的母线电压采样信号vs_Now，也即，与电压寄存电路42a的第一输出端out1连接。
电压源连接在前一开关周期的母线电压采样信号vs_Last的输入端和比较器CMP的第二输入端之间，也即，连接在电压寄存电路42a的第二输出端out2和比较器CMP的第二输入端之间。电压源的电压值为预定阈值vth。
在图4中，比较器CMP的第一输入端为同相输入端，第二输入端为反相输入端。由此，其输出的前沿检测信号有效值为高电平。
过零检测电路43根据第二比例信号进行副边电流过零检测，输出过零点指示信号vZ。
导通相角获取电路44根据前沿检测信号vFRONT获得导通相角指示信号vLEAD。导通相角获取电路44可以使用各种现有的电路结构实现。
开关控制信号生成电路45根据过零点指示信号vZ、导通相角指示信号vLEAD和从电流采样信号输入端SEN输入的电流采样信号vSEN生成开关控制信号。开关控制信号生成电路45可以使用各种现有的电路结构实现。
本实施例根据与储能电感两端电压成比例的信号来检测可控硅调节器导通相角的前沿，可以减少具有可控硅调节器的开关电源电路的元器件数量，提高电路集成度。
同时，本实施例的开关电源控制电路可以形成在同一集成电路中。由于前沿检测和电流过零检测的引脚可以共用过零检测信号输入端，因此，可以减少集成电路的引脚，降低集成电路封装成本。
图6A是本发明第三实施例的开关电源的电路示意图。如图6A所示，开关电源60包括交流电输入端vin、可控硅调节器61、整流桥62、非隔离式直流-直流变换器63、开关电源控制电路64和电压采样电路65。在本实施例中，以降压型拓扑的非隔离式直流-直流变换器为例进行说明。但是，本领域技术人员可以理解，其它类型的非隔离式直流-直流变换器也均适用于本实施例。
交流电输入端vin输入交流电。
可控硅调节器61用于对输入的交流电信号进行前沿斩波，输出具有可调的导通相角的交流前沿斩波信号。
整流桥62将交流前沿斩波信号转换为直流前沿斩波信号通过电压母线输出到非隔离式直流-直流变换器63。
非隔离式直流-直流变换器63连接到电压母线，对直流前沿斩波信号进行变换，输出与直流前沿斩波信号的导通相角相对应的直流输出电流，驱动负载工作。
其中，非隔离式直流-直流变换器63包括整流二极管D2、功率开关S、输出电容CO、储能电感LB。整流二极管D2连接在电压母线和中间端i之间。功率开关S连接在中间端i和接地端之间。储能电感LB连接在中间端i和输出端之间。输出电容CO连接在输出端和电压母线之间。
电压采样电路65用于对储能电感LB两端电压进行采样，获取与储能电感LB两端电压成比例的信号。该信号可以提供给开关电源控制电路64以进行前沿检测和电流过零检测。
优选地，电压采样电路65包括辅助绕组L3’以及对辅助绕组L3’两端电压进行分压的分压电路FB’，其与储能电感LB磁耦合，生成与储能电感LB两端电压成比例的电压信号。当然，本领域技术人员容易理解，也可以采用其它各种方式采集储能电感LB两端电压以适用于本发明。
开关电源控制电路64包括过零检测信号输入端ZCS。过零检测信号输入端ZCS和分压电路FB’的输出端连接，输入反馈参量作为过零检测信号。辅助绕组L3’两端电压与非隔离式直流-直流变换器23的储能电感两端电压成比例，因此过零检测信号输入端ZCS输入的信号是与非隔离式直流-直流变换器63的储能电感的电压成比例的信号。
图6B是非隔离式直流-直流变换器的工作波形图。如图6B所示，功率开关S根据开关控制信号Q的控制导通和关断，在功率开关S导通期间，也即，t0-t1时间区间内，储能电感LB的电流线性上升，此时，储能电感LB两端电压vL等于vbus-vO，而由于非隔离式直流-直流变换器输出电压vO在短时间内基本不变，因此，储能电感LB两端电压vL在功率开关S导通期间为随母线电压vbus变化的参量，也即，通过在多个开关周期中的功率开关S导通期间对储能电感LB两端电压vL采样，获得的采样信号是可以表征母线电压vbus变化状况的参量。因此，该信号在导通相角前沿处会出现跃变。因此，通过比较两个相邻开关周期的储能电感电压采样信号的差值是否大于预定阈值，可以实现检测导通相角前沿。
在功率开关S关断期间，储能电感LB的电流线性下降(t1-t2时间区间内)，在下降到零后开始振荡(t2-t3时间区间内)。在t1-t2时间区间内，储能电感LB两端电压vL等于输出电压vO，在t2-t3时间区间内，储能电感LB两端电压vL振荡，通过检测该振荡到达最高点后的下降到零可以进行电流过零检测。对于非隔离式直流-直流变换器而言，电流过零检测用于检测变换器的储能电感LB电流过零点。
由此，基于储能电感LB两端电压vL在功率开关S导通期间和关断期间的不同属性，可以利用与其成比例的信号(例如利用辅助绕组L3产生的感应电压)实现同时进行前沿检测和电流过零检测。
图6C是本发明第三实施例的开关电源控制电路的电路示意图。如图6C所示，本实施例的开关电源控制电路64包括比例信号获取电路64a、前沿检测电路64b、过零检测电路64c、导通相角获取电路64d和开关控制信号生成电路64e。
比例信号获取电路64a和过零检测信号输入端ZCS连接，用于输出第一比例信号和第二比例信号。第一比例信号与非隔离式直流-直流变换器23的储能电感LB的两端电压vL成第一比例，第二比例信号与储能电感LB的两端电压vL成第二比例。在本实施例中，第一比例和第二比例可以相同，也可以不同，第一比例信号和第二比例信号互不干扰。第一比例信号可以是电流信号也可以是电压信号，同样的，第二比例信号可以是电流信号也可以是电压信号，两者可以具有不同的类型。
优选地，比例信号获取电路64a可以采用第一实施例或第二实施例中所述的电路结构。
前沿检测电路64b根据开关控制信号Q和第一比例信号获取前一开关周期的母线电压采样信号vs_Last和当前开关周期的母线电压采样信号vs_Now，并在当前开关周期的母线电压采样信号vs_Now与前一开关周期的母线电压采样信号的差值vs_Last超过预定阈值vth时，输出前沿检测信号vFRONT，前沿检测信号vFRONT指示可控硅调节器导通相角的前沿。
优选地，比例信号获取电路64b可以采用第二实施例中所述的电路结构。
过零检测电路64c根据第二比例信号进行电流过零检测，输出过零点指示信号vZ。
导通相角获取电路电路64d根据前沿检测信号vFRONT和电源良好信号(POK)生成导通相角指示信号vLEAD。导通相角指示信号vLEAD指示导通相角的大小。导通相角获取电路64d可以使用各种现有的电路结构实现。具体地，通过第一实施例中所述的RS触发器实现。当然，本领域技术人员可以理解，周期结束信号可以使用其他信号替代，导通相角获取电路64d也可以使用其它现有的电路结构实现。
开关控制信号生成电路64e根据过零点指示信号vZ、导通相角指示信号vLEAD生成开关控制信号Q。开关控制信号生成电路64e可以使用各种现有的电路结构实现。
本实施例根据与储能电感两端电压成比例的信号来检测可控硅调节器导通相角的前沿，可以减少具有可控硅调节器的开关电源电路的元器件数量，提高电路集成度。
同时，本实施例的开关电源控制电路可以形成在同一集成电路中。由于前沿检测和电流过零检测的引脚共用过零检测信号输入端，因此，可以减少集成电路的引脚，降低集成电路封装成本。
图7是本发明第三实施例的前沿检测方法的流程图。如图7所示，所述方法包括：
步骤710、获取第一比例信号，所述第一比例信号与储能电感两端电压成第一比例。
步骤720、根据开关控制信号和所述第一比例信号获取并寄存前一开关周期的母线电压采样信号和当前开关周期的母线电压采样信号，所述母线电压采样信号表征所述第一比例信号在开关控制信号为导通状态期间的值。
也即，在开关控制信号为导通状态期间对所述第一比例信号进行采样，获取第一比例信号在开关控制信号为导通状态期间的值，寄存前一开关周期的该值为前一开关周期的母线电压采样信号，将当前开关周期的该值作为当前开关周期的母线电压采样信号。
步骤730、在所述当前开关周期的母线电压采样信号与前一开关周期的母线电压采样信号的差值超过预定阈值时，输出前沿检测信号。
本实施例的方法既可以适用于隔离式直流-直流变换器，也可以适用于非隔离式直流-直流变换器。
本实施例根据与储能电感两端电压成比例的信号来检测可控硅调节器导通相角的前沿，可以减少具有可控硅调节器的开关电源电路的元器件数量，提高电路集成度。
同时，本实施例的开关电源控制电路可以形成在同一集成电路中。由于前沿检测和电流过零检测的引脚共用过零检测信号输入端，因此，可以减少集成电路的引脚，降低集成电路封装成本。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (15)
1.一种开关电源控制电路，用于控制包括可控硅调节器和直流-直流变换器的开关电源，所述开关电源控制电路包括过零检测信号输入端、比例信号获取电路、过零检测电路和前沿检测电路；
所述比例信号获取电路和所述过零检测信号输入端连接，用于输出第一比例信号和第二比例信号，所述第一比例信号与直流-直流变换器的储能电感两端电压成第一比例，所述第二比例信号与所述储能电感电压两端电压成第二比例；
所述前沿检测电路根据开关控制信号和所述第一比例信号获取前一开关周期的母线电压采样信号和当前开关周期的母线电压采样信号，并在所述当前开关周期的母线电压采样信号与前一开关周期的母线电压采样信号的差值超过预定阈值时，输出前沿检测信号；其中，所述前沿检测信号指示可控硅调节器导通相角的前沿，所述母线电压采样信号表征所述第一比例信号在开关控制信号为导通状态期间的值；
所述过零检测电路根据所述第二比例信号进行电流过零检测。
2.根据权利要求1所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述前沿检测电路包括电压寄存电路和阈值比较电路：
所述电压寄存电路根据开关控制信号和第一比例信号获取并寄存前一开关周期的母线电压采样信号和当前开关周期的母线电压采样信号；
所述阈值比较电路在所述当前开关周期的母线电压采样信号与前一开关周期的母线电压采样信号的差值超过预定阈值时，输出前沿检测信号。
3.根据权利要求2所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述电压寄存电路包括信号输入端、第一输出端、第二输出端、第一开关、第二开关、第一电容和第二电容；
所述第一开关连接在信号输入端和第一输出端之间，根据开关控制信号导通和关断；
所述第二开关连接在第一输出端和第二输出端之间，根据开关控制信号的反相信号导通和关断；
所述第一电容连接在第一输出端和接地端之间；
所述第二电容连接在第二输出端和接地端之间；
所述第一输出端输出当前开关周期的母线电压采样信号；
所述第二输出端输出前一开关周期的母线电压采样信号。
4.根据权利要求2所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述阈值比较电路包括电压源和比较器；
所述比较器的第一输入端输入所述当前开关周期的母线电压采样信号；
所述电压源连接在前一开关周期的母线电压采样信号的输入端和所述比较器的第二输入端之间。
5.根据权利要求1所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述比例信号获取电路包括受控电流源、电流镜和转换电阻；
所述电流镜具有基准电流端、第一镜像端和第二镜像端；
所述受控电流源连接在所述基准电流端和接地端之间，生成与所述储能电感两端电压成比例的电流信号；
所述转换电阻连接在所述第一镜像端与接地端之间；
所述第一镜像端输出所述第一比例信号；
所述第二镜像端输出所述第二比例信号。
6.根据权利要求5所述的开关电源控制电路，其特征在于，受控电流源包括运算放大器、第一晶体管；
所述运算放大器的第一输入端和接地端连接、第二输入端和所述过零检测信号输入端连接、输出端和所述第一晶体管的栅极连接；
所述第一晶体管连接在所述电流镜的基准电流端和所述过零检测信号输入端之间。
7.根据权利要求1所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述直流-直流变换器为隔离式直流-直流变换器或非隔离式直流-直流变换器。
8.根据权利要求1所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述比例信号获取电路根据与储能电感耦合的辅助绕组的两端电压生成所述第一比例信号和第二比例信号。
9.根据权利要求1所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述开关电源控制电路还包括导通相角获取电路，用于根据所述前沿检测信号和电源良好信号（POK）生成导通相角指示信号。
10.一种开关电源，包括可控硅调节器、整流桥、直流-直流变换器和如权利要求1至9中任一项所述的开关电源控制电路。
11.一种前沿检测电路，用于检测可控硅调节器导通相角的前沿，所述前沿检测电路包括：
电压寄存电路，根据开关控制信号和第一比例信号获取前一开关周期的母线电压采样信号和当前开关周期的母线电压采样信号，所述母线电压采样信号表征所述第一比例信号在开关控制信号为导通状态期间的值，所述第一比例信号与直流-直流转换器储能电感电压成第一比例；
阈值比较电路，在所述当前开关周期的母线电压采样信号与前一开关周期的母线电压采样信号的差值超过预定阈值时，输出前沿检测信号。
12.根据权利要求11所述的前沿检测电路，其特征在于，所述电压寄存电路包括信号输入端、第一输出端、第二输出端、第一开关、第二开关、第一电容和第二电容；
所述第一开关连接在信号输入端和第一输出端之间，根据开关控制信号导通和关断；
所述第二开关连接在第一输出端和第二输出端之间，根据开关控制信号的反相信号导通和关断；
所述第一电容连接在第一输出端和接地端之间；
所述第二电容连接在第二输出端和接地端之间；
所述第一输出端输出当前开关周期的母线电压采样信号；
所述第二输出端输出前一开关周期的母线电压采样信号。
13.根据权利要求11所述的前沿检测电路，其特征在于，所述阈值比较电路包括电压源和比较器；
所述比较器的第一输入端输入所述当前开关周期的母线电压采样信号；
所述电压源连接在前一开关周期的母线电压采样信号的输入端和所述比较器的第二输入端之间。
14.根据权利要求11所述的前沿检测电路，其特征在于，所述前沿检测电路还包括第一比例信号获取电路，用于获取所述第一比例信号。
15.一种前沿检测方法，用于检测可控硅调节器导通相角的前沿，所述方法包括：
获取第一比例信号，所述第一比例信号与直流-直流转换器储能电感两端电压成第一比例；
根据开关控制信号和所述第一比例信号获取前一开关周期的母线电压采样信号和当前开关周期的母线电压采样信号，所述母线电压采样信号表征所述第一比例信号在开关控制信号为导通状态期间的值；
在所述当前开关周期的母线电压采样信号与前一开关周期的母线电压采样信号的差值超过预定阈值时，输出前沿检测信号。
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