CN103314639B - 防止调光器提前重置的装置和方法 - Google Patents

Abstract

一种系统及方法包括控制器，被配置成协调（i）用于调光器电流的低阻抗路径，（ii）在相位切割整流输入电压的前沿将调光器连接至功率转换系统，（iii）控制开关模式功率转换，以及（iv）降低调光器电流并同时允许调光器在交流（AC）供给电压的每个周期正常运行的不活动状态。在至少一个实施方式中，当所述调光器以调光器输入设定所表示的正确相位角导通并避免在导通的同时提前重置时，所述调光器正常运行。在至少一个实施例中，通过协调功能（i）、（ii）、（iii）及（iv），控制器控制与可控硅调光器兼容的功率转换系统。

Description

防止调光器提前重置的装置和方法

相关申请的交叉引用

本申请根据35U.S.C.§119(e)及37C.F.R.§1.78要求于2010年8月24日提交的题为“Multi-Mode Dimmer Interface for Lighting BoostController”的美国临时申请第61/376,504号的权益并通过引用全部并入本文中。本申请根据35U.S.C.§120及37C.F.R.§1.78要求于2010年8月24日提交的题为“Multi-Mode Dimmer Interface for Lighting BoostController”的美国专利申请第13/217,174号的权益，其通过引用全部并入本文中。

技术领域

本发明总体上涉及电子领域，更具体地，涉及一种为调光器提供多模接口的方法及系统，其中为调光器提供多模接口包括在调光器的调光周期的连接状态期间控制调光器的接口。在至少一个实施方式中，对于可控硅调光器，连接状态发生在前沿的最初电荷传输时段内。

背景技术

电子系统利用调光器来改变传送至负载的输出功率。例如，在照明系统中，调光器向照明系统提供输入信号，并且负载包括一个或多个光源例如一个或多个发光二极管(LED)或一个或多个荧光光源。调光器还可以用于改变传送至其他类型负载(例如一个或多个电机或一个或多个便携式电源)的功率。输入信号表示使照明系统对传送至灯的功率进行调整的调光水平，并因此根据调光水平增加或降低灯的亮度。存在许多不同类型的调光器。总的来说，调光器使用指示期望的调光水平的数字或模拟编码调光信号。例如，一些模拟型调光器利用交流用三极管(“三端双向可控硅开关”)器件来调制交流(“AC”)供给电压的每个周期的相位角。对供给电压“调制相位角”通常也称为“截断”或“相位切割”供给电压。相位切割供给电压使供应至照明系统的电压迅速“接通(ON)”或“断开(OFF)”，从而控制传送至照明系统的平均功率。

图1示出了包括前沿调光器102的照明系统100。图2示出了与照明系统100相关联的理想示例性电压曲线200。参照图1和图2，照明系统100从电压源104接收AC供给电压V_SUPPLY。用电压波形202指示的供给电压V_SUPPLY例如是美国标称60Hz/110V的线电压或欧洲标称50Hz/220V的线电压。前沿调光器对供给电压V_SUPPLY的每个半周期的前沿(例如前沿204及206)进行相位切割。由于供给电压V_SUPPLY的每个半周期是供给电压V_SUPPLY的180度，因此前沿调光器以大于0度且小于180度的角对供给电压V_SUPPLY进行相位切割。一般来说，前沿调光器102的电压相位切割范围为10度至170度。前沿调光器102可以是任何类型的前沿调光器，例如从PA，Coopersberg的路创电子公司("路创")可购买到的可控硅前沿调光器。在2010年8月17日提交的题为“Dimmer OutputEmulation”、发明人为John L.Melanson的美国专利申请第12/858,164号的背景部分中描述了可控硅前沿调光器。

理想地，针对供给电压V_SUPPLY的每半个周期，通过调制调光输出电压V_{Ф_DIM}的相位角，前沿调光器102在时间段T_OFF期间有效地断开恒流灯122并在时间段T_ON期间有效地接通恒流灯。因此，理想地，调光器102根据调光器输出电压V_{Ф_DIM}有效地控制供给至恒流灯122的平均功率。然而，在许多情况下，前沿调光器102无法理想地工作。例如，当恒流灯122汲取少量电流i_DIM时，该电流i_DIM在供给电压V_SUPPLY达到大致零伏之前会提前降至保持电流值HC以下。当电流i_DIM提前降至保持电流值HC以下时，可控硅前沿调光器102提前重置，即，提前断开(即，断开并停止导通)，且调光电压V_{Ф_DIM}将提前降至零。如果调光器102在时间t₃时重置且调光电压V_{Ф_DIM}在时间t₃时降至0V，就会出现示例性提前重置。当调光电压V_{Ф_DIM}提前降至零时，调光电压V_{Ф_DIM}不会反映由可变电阻器114的阻值设定的预期的调光值。交流用二极管(“两端交流开关元件”)119、电容器118、电阻器116及可变电阻器114形成重置三端双向可控硅开关106的计时电路116。另外，前沿调光器102的三端双向可控硅开关106可以重置，然后当电流i_DIM低于或接近保持电流值HC时，在供给电压V_SUPPLY的半周期内可以重复导通，即，切断(不导通)，重新连接(导通)，切断(不导通)，以此类推。当调光器102重置，然后在供给电压V_SUPPLY的单个半周期内一次或多次传导供给电压V_SUPPLY时，会出现“重置-导通”序列。

照明系统100包括具有电阻器、电感器、电容器(RLC)网络的功率转换器123，用于将调光电压V_{Ф_DIM}转换至大致恒定的电压，并因此向恒流灯122以给定调光器相位角提供大致恒定的电流i_OUT。具有RLC网络124的功率转换器123是低效的，原因在于基于电阻器的功率损耗。另外，RLC网络124向调光器102所呈现的电抗性负载会导致三端双向可控硅开关106发生故障。

发明内容

在本发明的一个实施方式中，一种方法包括检测调光器输入电压的前沿。所述方法进一步包括在检测到调光器输入电压的前沿之后，主动控制流过可控硅调光器的电流的递减过渡以防止调光器的三端双向可控硅开关提前重置。

在本发明的另一个实施方式中，一种方法包括在调光器输入电压的前沿出现时，生成用于功率转换系统的第一信号。生成第二信号使所述功率转换系统汲取流过所述调光器的电流，以防止所述调光器在继调光器输入电压前沿后的第一部分期间提前重置。

1.在本发明的又一个实施方式中，一种方法，其中至功率转换系统调光电压包括以下所出现的四个状态：

A、调光器的调光电压大致零伏交叉直至调光电压的相位切割前沿；

B、状态A的结束直至调光器电流的稳态值达到预定保持值；

C、状态B的结束直至传送给负载的能量足以满足至少一个能量传输参数；以及

D、状态C的结束直至状态A开始；

所述方法包括：

对于状态A，为调光器的调光器电流启用低阻抗路径，其中，低阻抗路径的阻抗足够低来保持调光器稳定的相位角；

对于状态B，

启用调光器电压的开关模式功率转换的控制；

检测调光器输入电压的前沿；以及

在检测到调光器输入电压的前沿之后，主动控制流过可控硅调光器的电流的递减过渡以防止调光器的三端双向可控硅开关提前重置；

对于状态C，控制开关模式功率转换以保持调光器电流在阈值以上；以及

对于状态D，进入不活动状态，其中在不活动状态期间，禁用所述低阻抗路径及模式功率转换的控制。

在本发明的另一个实施方式中，一种方法包括检测至功率转换系统的调光器输入电压的前沿。所述方法进一步包括根据将能量传送给功率转换系统的分布来控制调光器电流以使调光器中的电感电容电路衰减。

在本发明的另外实施方式中，一种装置包括控制器，被配置成检测调光器输入电压的前沿。所述控制器还被配置成在检测到调光器输入电压的前沿之后，主动控制流过可控硅调光器的电流的递减过渡以防止所述调光器的三端双向可控硅开关提前重置。

在本发明的另一个实施方式中，一种装置包括控制器，被配置成在出现调光器输入电压的前沿时生成用于功率转换系统的第一信号。生成第二信号使所述功率转换系统汲取流过所述调光器的电流，以防止所述调光器在继调光器输入电压的前沿后的第一部分期间提前重置。

在本发明的另一个实施方式中，一种装置，其中至功率转换系统的调光电压包括以下出现的四个状态：

A、调光器的调光电压大致零伏交叉直至调光电压的相位切割前沿；

B、状态A的结束直至调光器电流的稳态值达到预定保持值；

C、状态B的结束直至传送给负载的能量足以满足至少一个能量传送参数；以及

D、状态C的结束直至状态A开始；

所述装置包括：

控制器，被配置成：

对于状态A，为调光器的调光电流启用低阻抗路径，其中所述低阻抗路径的阻抗足够低来保持所述调光器的稳定相位角；

对于状态B：

启用调光电压的开关模式功率转换的控制；

检测调光器输入电压的前沿；以及

在检测到调光器输入电压的前沿之后，主动控制流过可控硅调光器的电流的递减过渡以防止所述调光器的三端双向可控硅开关提前重置；

对于状态C，控制开关模式功率转换以保持调光器电流在阈值以上；以及

对于状态D，进入不活动状态，其中在不活动状态期间，禁用所述低阻抗路径及模式功率转换的控制。

在本发明的另外的实施方式中，一种装置包括控制器，被配置成检测至功率转换系统的调光器输入电压的前沿。所述控制器还被配置成根据将能量传输给功率转换系统的分布(profile)来控制调光器电流以使调光器中的电感电容电路衰减。

附图说明

通过参照附图能够更好地理解本发明，并且使本发明的众多目的、特征和优点对本领域技术人员是显而易见的。在这几个图中，使用相同参考标号表示相同的或相似的元件。

图1(标有现有技术)示出了包括前沿调光器的照明系统。

图2(标有现有技术)示出了与图1的照明系统相关联的示例性电压图。

图3示出了电子系统，其包括用于通过协调胶粘电路、调光器仿真器及开关模式功率转换控制器的功能来控制功率转换系统的控制器。

图4示出了表示图3的电子系统的一个实施方式的电子系统。

图5示出了对于图4的电子系统的控制器功能协调工序。

图6A示出了当使用图5的控制器功能协调工序时，图4的电子系统中的示例性信号。

图6B示出了当使用图5的控制器功能协调工序时，图4的电子系统中的示例性调光电压及调光器电流波形。

图7示出了图4的电子系统的不活动状态控制器的实施方式。

图8A示出了等同于图3的电子系统的实施方式但无连接状态控制器的电子系统。

图8B及图8C示出了与图8A的电子系统相关联的示例性相关波形。

图9示出了图4的连接状态控制器的实施方式。

图10示出了功耗电路。

图11示出了图4的连接状态控制器的实施方式。

图12示出了电流控制器。

图13示出了与图12的电流控制器相关联的示例性波形。

图14示出了数字可控电流源。

具体实施方式

在至少一个实施方式中，一种系统及方法包括控制器，被配置成：协调(i)用于调光器电流的低阻抗路径，(ii)在相位切割整流输入电压的前沿将调光器连接至功率转换系统的接口，(iii)控制开关模式功率转换，以及(iv)例如降低调光器电流并同时允许调光器在交流(AC)供给电压的每个周期正常运行的不活动状态。在至少一个实施方式中，当调光器以调光器输入设定表示的正确相位角导通并避免在导通时提前重置时，该调光器正常运行。在至少一个实施方式中，通过协调功能(i)、(ii)、(iii)及(iv)，控制器控制与可控硅调光器兼容的功率转换系统。在至少一个实施方式中，该控制器响应于由供给至功率转换系统的相位切割整流输入电压指示的特定调光水平来协调功能(i)、(ii)、(iii)及(iv)。在至少一个实施方式中，当调光水平改变时，该控制器对功能(i)、(ii)、(iii)及(iv)的协调进行调整，使得功率转换系统对于每个调光水平都向负载提供恒定电流。在至少一个实施方式中，在控制器的控制下操作的系统减少基于电阻器的功率损耗，同时提供可控硅调光器与接收调光水平下的恒定电流的负载之间的兼容性。

另外，在至少一个实施方式中，当可控硅调光器最初在供给电压的周期内接通，即，导通时，可控硅调光器中的电感器及电容器形成谐振电路。当三端双向可控硅开关最初导通时，谐振电路可以产生突变电压且电流在至功率转换系统的输入端发生改变。在至少一个实施方式中，如果由功率转换系统呈现给可控硅调光器的输入阻抗足够高以抑制在可控硅调光器中的LC谐振电路发生充分衰减，流过可控硅调光器的电感器的电流将降至“保持电流”值以下。“保持电流”值是与可控硅调光器的三端双向可控硅开关相关联的阈值。在供给电压的周期内，如果流过三端双向可控硅开关的电感器电流降至保持电流值以下，则三端双向可控硅开关将提前重置，即，变为不导通。如果三端双向可控硅开关提前重置，则中断至功率转换系统的输入电压，这可能会给开关功率转换器提供的输出功率造成误差和中断。当输出功率无法准确地与调光水平相关时，输出功率中会出现示例性误差。

在至少一个实施方式中，为了防止可控硅调光器提前重置，在感测(例如检测)调光器输入电压的前沿之后，控制器主动控制流过可控硅调光器的三端双向可控硅开关的电流的递减过渡以防止调光器的三端双向可控硅开关提前重置。在至少一个实施方式中，控制器主动控制三端双向可控硅开关电流的递减过渡直至三端双向可控硅开关电流的值达到保持电流值之上的预定稳态值。稳态值可以以各种方式来表达，例如以三端双向可控硅开关电流的平均值或均方根(“RMS”)值或三端双向可控硅开关电流的峰值表示。

在至少一个实施方式中，调光器生成整流的电压，并且该电压作为调光器输出电压提供给功率转换系统。调光器输出电压包括四个状态。在至少一个实施方式中，这四个状态是顺序的且不重叠，即，这四个状态一个接一个地出现，在时间上不重叠。在至少一个实施方式中，至功率转换系统的调光器输出电压包括以下出现的四个状态：

A、调光器的调光电压大致零伏交叉直至调光电压的相位切割前沿；

B、状态A的结束直至调光器电流的值达到预定保持值；

C、状态B的结束直至传输给负载的能量足以满足至少一个能量传输参数；以及

D、状态C的结束直至状态A的开始。

调光器输出电压的其他实施方式例如可以具有附加状态。A、B、C及D中的状态可以细分为子状态。另外，申请号为13/194,808、题为“Coordinated Dimmer Compatibility Functions”、发明人为John L.Melanson及Eric J.King，专利权人为Cirrus Logic公司的美国专利申请描述了与状态A、C及D相关的示例性系统及方法。申请号为13/194,808的美国专利申请通过引用全部并入本文。

假设这四个前述的状态，在至少一个实施方式中，电子系统的控制器被配置成协调如下功能(i)、(ii)、(iii)及(iv)：

对于状态A，为调光器的调光器电流启用低阻抗路径，其中低阻抗路径的阻抗足够低以保持调光器的稳定相位角；

对于状态B：

启用调光电压的开关模式功率转换的控制；

检测调光器输入电压的前沿；以及

在检测到调光器输入电压的前沿之后，主动控制流过可控硅调光器的电流的递减过渡以防止调光器的三端双向可控硅开关提前重置；

对于状态C，控制开关模式功率转换以保持调光器电流在阈值以上；以及

对于状态D，进入不活动状态，其中在不活动状态期间，禁用低阻抗路径及模式功率转换的控制。

图3示出了电子系统300，包括控制器302，该控制器用于通过协调例如低阻抗路径状态控制器310、连接状态(attach state)控制器311、开关模式功率转换控制器312及不活动状态控制器314的功能来控制功率转换系统304，以在调光器306和负载308之间提供兼容性，使得例如调光器306正常运行。在至少一个实施方式中，功率转换系统304包括将来自调光器306的调光电压V_{Ф_DIM}转换为调整的输出电压V_LINK的开关功率转换器318。调光电压V_{Ф_DIM}是至功率转换系统304的输入电压。功率转换系统304还为负载308提供电流i_OUT。负载308可以是包括具有一个或多个发光二极管(LED)的灯的任何负载。在至少一个实施方式中，电流i_OUT为针对调光器306的调光水平的大致恒流。“调光水平的大致恒流”是指对于特定调光水平，电流i_OUT将具有大致恒定的值。调光器306可以是任何类型的调光器，例如与图1的调光器102相同的可控硅调光器。在至少一个实施方式中，调光器306是“智能调光器”，其包括三端双向可控硅开关类型的电源电压相位切割电路。“智能调光器”表示一类调光器，其包括微处理器以控制各种功能，例如，设定调光水平。

在至少一个实施方式中，控制器302通过抑制调光器306提前重置并支持针对给定调光水平切割的稳定相位角以防止对于设定的调光水平以错误相位角进行相位切割，来支持调光器306的正常操作。在至少一个实施方式中，控制器302还提供与由调光器306设置的调光水平对应的恒定输出电流i_OUT。“错误”相位角是一误差，例如与由计时器115所设置的相位角不同的相位角，如果例如电容器121(图1)提前放电，则这种情况会发生。对于利用较小输出电流i_OUT(特别是处于较低调光水平)的负载(例如一个或多个发光二极管)，负载所使用的输出电流i_OUT可能不足以支持可控硅调光器306的正常操作。

在至少一个实施方式中，控制器302启用低阻抗路径状态控制器310以从调光器306的调光电压V_{Ф_DIM}的大致零伏交叉直至调光电压V_{Ф_R}的相位切割前沿，向调光器306提供低阻抗电流路径316。如随后参照图6A所描述的，当调光电压V_{Ф_R}大致达到0V时，在调光电压V_{Ф_R}的每个周期结束时发生调光电压V_{Ф_R}零交叉。在至少一个实施方式中，当调光电压V_{Ф_R}具有小于或等于0+零交叉电压阈值V_{ZC_TH}的电压值时，调光电压V_{Ф_R}大致达到0V。零交叉电压阈值的特定值为设计选择问题，在至少一个实施方式中为5V。电流路径316的特定阻抗为设计选择问题。在至少一个实施方式中，电流路径316的阻抗值足够低以允许足够的调光器电流i_DIM流过调光器306，从而为调光器306提供稳定的相位角，即，防止调光器306在错误的相位角处导通。在至少一个实施方式中，在调光电压V_{Ф_R}的零交叉启用低阻抗路径316支持调光器306在给定调光水平下切割的相位角的一致定时。因此，给定调光水平下，调光器306切割的相位角保持一致。在至少一个实施方式中，向调光器306提供低阻抗电流路径316防止调光器电流i_DIM降至可控硅调光器306的保持电流(HC)值以下。

在供给电压V_SUPPLY的相位切割结束时，控制器302禁用胶粘电路302，且胶粘电路302释放低阻抗电流路径316，即，低阻抗电流路径316被禁用或置于高阻抗状态下以基本上阻止电流流过电流路径316。

图8A示出了等同于电子系统300的实施方式但无连接状态控制器311的电子系统800。连接状态开始于调光器输入电压V_{Ф_DIM}的前沿并出现在可控硅调光器306的前沿的最初电荷传输期间。(图6及图13示出了以STATE B标识的示例性连接状态)。图8B及图8C示出了与电子系统800相关联的示例性相关波形。参照图8A、图8B及图8C，从时间t₀至时间t₁，三端双向可控硅开关802不导通。在该图示中三端双向可控硅开关802被示意性地表示为简单的开关。在三端双向可控硅开关802不导通时，电容器121两端的电压V_C追踪(track)供给电压V_SUPPLY，且流过三端双向可控硅开关802及电感器120的电流i_DIM为0A。在没有连接状态B的情况下，当胶粘电路302(图3)切断时，功率转换系统304可以呈现出足够大的输入阻抗R_IN，该输入阻抗不足以使由电容器121和电感器120形成的LC谐振电路衰减。

因此，当开关802在时间t₁闭合并导通时，电容器121及电感器120形成谐振的LC电路806，除非被足够高的输入阻抗RIN衰减。图8B及图8C示出了时间窗806。在调光电压V_{Ф_DIM}的前沿805，电容器电压V_C突然下降。如果供给电压V_SUPPLY的相位切割角为90°，则供给电压V_SUPPLY和电容器电压V_C都达到峰值。对于220V的RMS供给电压，90°相位切割角下的V_SUPPLY及电容器电压V_C的峰值大约为+350V。电感器电流i_DIM增加，直至电容器电压V_C在时间t₂时降至零交叉并转变为负电压。电容器电压V_C在时间t₂及t₃之间继续下降至大约-10V至-30V。然后，在时间t₃时，因为电容器电压V_C开始上升，电感器电流i_DIM在与电容器电压V_C达到0V时大约相同的时间达到保持电流值i_HC。当电感器电流i_DIM降至保持电流值i_HC以下时，三端双向可控硅开关802提前重置。对于典型电容值为22nF的电容器120以及典型电感值为1mH的电感器120，t₁及t₃之间的时间大约是50μs。50Hz供给电压V_SUPPLY的四分之一周期是5ms。因此，在50μs之后，供给电压V_SUPPLY将刚好经过90°相位角。然而，当电感器电流i_DIM降至三端双向可控硅开关802的保持电流i_HC以下时，三端双向可控硅开关802将提前重置，由此停止导通。保持电流i_HC的示例性值为50mA。

参照图3及图8，为了防止调光器306提前重置，在调光电压V_DIM的相位切割结束时，控制器302启用连接状态控制器311。连接状态控制器311主动控制流过调光器306的三端双向可控硅开关的调光器电流i_DIM的递减过渡，以抑制LC电路804的谐振。在至少一个实施方式中，连接状态控制器311主动控制调光器电流i_DIM以抑制LC电路804的谐振，使得流过三端双向可控硅开关802及电感器120的调光器电流i_DIM的稳态值(例如RMS值、平均值或峰值)维持在保持电流值i_HC以上并达到预定稳态电流值。

参照图3，当平均调光器电流i_DIM达到稳态电流值时，控制器302启用开关模式功率转换控制器312，并且开关模式功率转换控制器312生成控制信号CS以控制功率转换系统304进行的功率转换。在至少一个实施方式中，控制器302检测链路电压V_LINK，并且当链路电压V_LINK大于链路电压阈值时，控制器302禁用开关模式功率转换控制器312。链路电压阈值的特定值为设计选择问题。在至少一个实施方式中，链路电压阈值被设定为使得链路电压V_LINK可以维持在接近DC值。在至少一个实施方式中，开关模式功率转换控制器312将调光器电流i_DIM维持在一水平，以使得调光器306从调光电压V_{Ф_R}的相位切割前沿的出现直至传输给负载308的能量足以满足至少一个能量传输参数(例如链路电压V_LINK大于目标链路电压V_{LINK_TARGET})期间，保持在导通状态下，并且调光器306处于导通状态直至供给电压V_SUPPLY的零交叉，从而使得调光器306不提前重置。提前重置也会引起调光器306进行的相位切割不稳定，并因此导致调光器306以错误的相位角切割供给电压V_SUPPLY。

在至少一个实施方式中，当控制器302禁用开关模式功率转换控制器312时，控制器302启用不活动状态控制器314。在至少一个实施方式中，不活动状态控制器314使调光器电流i_DIM降至大约0A并确定调光电压V_{Ф_R}的零交叉。在至少一个实施方式中，不活动状态控制器314确定零交叉，使得低阻抗路径状态控制器310可以在零交叉时启用低阻抗路径316并支持调光器306的稳定相位切割角，使得调光器306对于给定调光水平保持稳定。在至少一个实施方式中，不活动状态控制器314生成仿真调光电压V_{Ф_DIM}，例如以确定调光电压V_{Ф_R}的零交叉。在至少一个实施方式中，不活动状态控制器314通过启用电流路径316来生成仿真调光电压，以释放与调光电压V_{Ф_DIM}成反比的电流。在至少一个实施方式中，不活动状态控制器314将放电电流成形为，使得仿真调光电压接近实际调光电压V_{Ф_DIM}。术语“确定”及其派生词考虑了分析确定、通过观察检测或分析确定及通过观察检测的组合。

图4示出了表示电子系统300的一个实施方式的电子系统400。电子系统400包括控制器402，并且控制器402包括低阻抗路径状态控制器404、连接状态控制器405、开关模式功率转换控制器406及不活动状态控制器408。控制器402协调低阻抗路径状态控制器404、连接状态控制器405、开关模式功率转换控制器406及不活动状态控制器408。控制器402表示控制器302的一个实施方式。低阻抗路径状态控制器404表示低阻抗路径状态控制器310的一个实施方式。连接状态控制器405表示连接状态控制器311的一个实施方式。开关模式功率转换控制器406表示开关模式功率转换控制器312的一个实施方式，且不活动状态控制器408表示不活动状态控制器314的一个实施方式。

电子系统400包括用于将调光电压V_{Ф_DIM}转换为用于负载308的调整的接近DC输出电压V_LINK的功率转换系统410。电压源412通过串联连接的可控硅调光器414向全桥式二极管整流器416提供交流(AC)输入电压V_SUPPLY。在至少一个实施方式中，调光器414与调光器306(图3)相同。电压源412例如是公共设施，并且AC供给电压V_SUPPLY例如是美国标称60Hz/110V的线电压或欧洲标称50Hz/220V的线电压。调光器414提供调光电压V_DIM。在至少一个实施方式中，调光器414是前沿调光器，并且当调光器414生成大约0％-100％的调光水平时，调光电压V_DIM具有前沿相位切割。全桥式整流器416向功率转换系统410提供整流的AC调光电压V_{Ф_R}。因此，调光电压V_{Ф_R}表示调光电压V_{Ф_DIM}的整流形式。

电容器418将整流调光电压V_{Ф_R}中高频分量滤除。电容器418及420建立分压器以为源极跟随器场效应晶体管(FET)422设定节点452处的栅偏置电压V_g。电阻器409减少流过二极管426的峰值电流。在至少一个实施方式中，电容器418及420的特定电容值为设计选择问题。在至少一个实施方式中，电容器418的电容是22-47nF，电容器420的电容是47nF。二极管424防止栅电流i_g传导至参考电压V_REF，例如接地基准。栅电流i_g传导通过二极管426，这防止栅电流i_g的反向电流流动至源极跟随器FET422的栅极。齐纳二极管428将源极跟随器FET 422的栅极箝位到栅电压V_g。

FET 422的栅偏置电压V_g减去源电压V_s大于FET 422的阈值电压。在功率转换系统410启动过程中，FET 422传导电流i_R而流过二极管430以将电容器432充电至操作电压V_DD。在至少一个实施方式中，在启动之后，辅助电源434为控制器402提供工作电压V_DD。在于2011年3月31日提交的申请号为13/077,421，题为“Multiple Power Sources for a SwitchingPower Converter Controller”，发明人为John L.Melanson及Eric J.King，专利权人为Cirrus Logic公司的美国专利申请(本文中称为“Melanson I”)中描述了示例性辅助电源434。由此通过引用将的Melanson I全部并入本文。

电容器432的电容例如是10μF。启动时，电容器432两端的操作电压V_DD等于齐纳电压V_z减去FET 422的阈值电压V_T422减去二极管430两端的二极管电压V_d，即，启动时，V_DD＝V_z-V_T422-V_d。FET 422是高压FET，其还用于控制升压型开关功率转换器436，FET 422的阈值电压V_T422例如大约为3V。

功率转换系统410还包括用于消耗来自功率转换系统410的过多功率的可选功耗电路446。调光器输入电压V_{Ф_DIM}的前沿的突然上升导致至功率转换系统410的调光器电流i_DIM超过保持负载308用链路电压V_LINK所需的电流。为了消耗过多电流，功耗控制器445生成功耗控制信号PDISP以接通FET 448，直至功耗电路消耗流过电阻器450及FET 448的过多电流。

图5示出了控制器功能协调工序500，其表示控制器402(图4)用来协调低阻抗路径状态控制器404、连接状态控制器405、开关模式功率转换控制器406及不活动状态控制器408的功能并由此在调光器414和负载308之间提供兼容性的工序的一个实施方式。图6A示出了当控制器402使用控制器功能协调工序500时的电子系统400中调光电压V_{Ф_R}及调光器电流i_DIM的示例性信号及状态。在至少一个实施方式中，控制器402包括存储器(未示出)，该存储器包括执行控制器功能协调工序500的一个或多个操作的代码。在至少一个实施方式中，控制器402还包括与存储器连接并执行代码以及控制器功能协调工序500的操作的处理器(未示出)。在至少一个实施方式中，控制器功能协调工序500使用模拟组件、数字组件、模拟数字组件和/或微处理器组件的任意组合来实现。特定的实施方式为设计选择问题。在至少一个实施方式中，控制器功能协调工序500被实现为可由控制器402操作的状态机。

参照图4、图5及图6，在至少一个实施方式中，控制器功能协调工序500启动于调光电压V_{Ф_R}的最初零交叉的状态A开始处。在至少一个实施方式中，控制器402在整流调光电压V_{Ф_R}大致零交叉，例如0-5V的零交叉开始操作502。操作502启用低阻抗路径状态控制器404。当启用低阻抗路径状态控制器404时，FET 422导通，并且FET 422的漏源阻抗极低，例如几欧姆。另外，整流输入电流i_R的频率极低，因此电感器438的阻抗极低。因此，电流i_DIM的低阻抗路径的整体阻抗为几欧姆，例如0-100欧姆。

在至少一个实施方式中，对于整流输入电压V_{Ф_R}的新周期，操作502开始于零交叉602，其是状态A的开始。当操作502开始时，整流输入电压V_{Ф_R}小于操作电压VDD加上二极管430的正向偏置电压。因此，二极管430反向偏置，源节点407上的源电压V_s约等于节点444上的整流调光电压V_{Ф_R}。启用的低阻抗路径状态控制器404将源电压V_s保持在接近0V并创建通过电感器438及FET 422的低阻抗电流路径403来供整流输入电流i_R流动。因此，供给电流i_SUPPLY是由状态A期间非零调光器电流i_DIM所指示的非零。因此，供给电流i_SUPPLY在操作502过程中继续流至调光器414，以在至少一个实施方式中对于给定调光水平稳定调光器414的每个周期的相位切割角。

当在操作502中启用低阻抗路径状态控制器404时，控制器功能协调工序500执行操作506。操作506确定低阻抗路径状态控制器404是否已检测到整流调光电压V_{Ф_R}的前沿，例如前沿604。如果尚未检测到整流输入电压V_{Ф_R}的上升沿，则调光器414仍然对供给电压V_SUPPLY进行相位切割且没有电压可用于提升链路电压V_LINK。因此，操作502继续启用低阻抗路径状态控制器404。在于2010年8月17日提交的申请号为12/858,164，题为“Dimmer Output Emulation”，发明人为John L.Melanson，专利权人为Cirrus Logic公司的美国专利申请中描述了用于检测相位切割的示例性系统及方法，包括检测整流调光电压V_{Ф_R}的前沿，该申请在本文中称为“Melanson I”并通过引用将其全部内容并入本文中。在于2011年3月31日提交的申请号为13/077,483，题为“Dimmer Detection”，发明人为RobertT.Grisamore、Firas S.Azrai、Mohit Sood、John L.Melanson及Eric J.King，专利权人为Cirrus Logic公司的美国专利申请中描述了用于检测整流调光电压V_{Ф_R}的前沿的另一种示例性系统及方法，该申请在本文中称为“Grisamore I”并同样通过引用全部内容并入本文中。

如果检测到调光电压V_{Ф_R}的前沿，则操作508禁用低阻抗路径状态控制器404。当检测到调光电压V_{Ф_R}的前沿时，状态A结束，状态B开始。在状态B开始时，操作509启用连接状态控制器405。在操作509中，连接状态控制器405主动控制调光器电流i_DIM的递减过渡(decreasingtransition)以防止调光器414的三端双向可控硅开关提前重置。主动控制调光器电流i_DIM抑制了三端双向可控硅开关的LC谐振电路。因此，在至少一个实施方式中，连接状态控制器405主动控制状态B下功率转换系统410的输入电阻。“主动控制”的使用是与“被动控制”相对的。当使用电路(例如电阻器)且电路的特征(例如电阻)不受控制器的控制时，出现“被动控制”。

操作509继续直至操作510确定调光器电流i_DIM的稳态值(例如平均值、RMS值或峰值)等于预定保持值。在至少一个实施方式中，调光器电流i_DIM的稳态平均值及RMS值约等于或大于三端双向可控硅开关的保持电流值以防止三端双向可控硅开关提前重置。在至少一个实施方式中，调光器电流i_DIM的稳态峰值大于三端双向可控硅开关的保持电流值。一旦调光器电流i_DIM达到预定保持值，调光器电流i_DIM就会由开关模式功率转换控制器406保持，而不会发生调光器414的三端双向可控硅开关提前重置。

主动控制流过调光器414的调光器电流i_DIM的递减过渡以防止调光器414的三端双向可控硅开关提前重置的特定工序为设计选择问题。在至少一个实施方式中，连接状态控制器405使功率转换系统操作在连续导通模式(“CCM”)下，直至调光器电流i_DIM达到稳态保持值。在CCM下，电感器438的回扫时间在电感器438中的电流i_R降至零之前结束。在至少一个实施方式中，连接状态控制器405通过控制流过FET 422的源电流i_R来主动控制调光器电流i_DIM的递减过渡。在至少一个实施方式中，连接状态控制器405使用可变阻抗(例如可控数模转换器(“DAC”))主动控制源电流i_R。调光器电流i_DIM的特定“递减过渡”形状与设计选择相关。在至少一个实施方式中，递减过渡是光滑的抛物线型形状，其有效抑制了调光器414的三端双向可控硅开关的L-C电路。在至少一个实施方式中，连接状态控制器405主动控制FET 422的栅电压V_g以控制调光器电流i_DIM的递减过渡。在至少一个实施方式中，控制调光器电流i_DIM的递减过渡的参数可编程到控制器402中且可由连接状态控制器405存取。示例性参数是低通滤波器的滤波系数。在至少一个实施方式中，连接状态控制器405使功率转换系统操作在连续导通模式(“CCM”)下，直至调光器电流i_DIM达到稳态保持值。

一旦操作510确定调光器电流i_DIM已达到稳态值，控制器402就开始在状态C下操作。在状态C下，操作511启用开关模式功率转换控制器406。开关模式功率转换控制器406通过生成开关控制信号CS来控制开关功率转换器436以调整链路电压V_LINK，如于2009年6月30日提交的申请号为12/496,457，题为“Cascode Configured Switching Using At Least OneLow Breakdown Voltage Internal,Integrated Circuit Switch To Control AtLeast One High Breakdown Voltage External Switch”，发明人为John L.Melanson，专利权人为Cirrus Logic公司的美国专利申请中所记载，该申请由此通过引用全部并入本文。在至少一个实施方式中，开关模式功率转换控制器406在状态C下使开关功率转换器436操作在临界导通模式(CRM)。在CRM下，当电感器电流i_R等于零时，电感器438的回扫时间结束。在CRM下，当电感器电流i_R等于0时，开关模式功率转换控制器406生成开关控制信号CS以使FET 422导通，输入电流i_R使电感器438通电以增加电感器438两端的电压。当开关模式功率转换控制器406生成开关控制信号CS以使FET 422停止导通时，输入电流i_R使链路电容器440两端的链路电压的电压值上升。二极管442防止电流从链路电容器440流入电感器438或FET 422。在操作511的过程中，调光器电流i_DIM大致恒定，如由608处的调光器电流i_DIM所指示。

当在操作511中启用开关模式功率转换控制器406时，操作512确定传输给负载308的能量是否大于能量传输参数ET_TH或调光电压V_{Ф_R}是否小于调光器阈值电压V_{Ф_R_TH}。在至少一个实施方式中，操作512通过确定自状态C开始后的时间量，来确定从调光器414传输的能量是否大于能量传输参数ET_TH。如果时间超过特定阈值，则调光器414已将足量的能量传输给功率转换系统410。在至少一个实施方式中，时间量足以允许电容器121(图1)放电，使得调光器414在调光电压V_{Ф_R}的每个周期内连续地操作。示例性时间量是100-300μs。在至少一个实施方式中，能量参数ET_TH是目标链路电压V_{LINK_TARGET}。在该实施方式中，操作512通过确定链路电压V_LINK是否大于目标链路电压V_{LINK_TARGET}来确定从调光器414传输的能量是否大于能量传输参数ET_TH，然后使链路电容器440充分升压。如果链路电压V_LINK不大于目标链路电压V_{LINK_TARGET}，则在调光电压V_{Ф_R}大于整流调光器阈值电压V_{Ф_R_TH}的情况下，链路电压V_LINK应进一步升高。在至少一个实施方式中，如果调光电压V_{Ф_R}小于调光器阈值电压V_{Ф_R_TH}，则调光电压V_{Ф_R}太低而无法有效将能量从电压源412传输给负载308。

因此，如果尚未将足够能量传输给负载308或整流调光电压V_{Ф_R}大于整流调光器阈值电压V_{Ф_R_TH}，则操作511继续启用开关模式功率转换控制器406，并因此继续提升链路电压V_LINK。

在操作512中，如果已经将足够能量传输给负载308或整流调光电压V_{Ф_R}小于整流调光器阈值电压V_{Ф_R_TH}，则操作515使开关模式功率转换控制器406停止使链路电压V_LINK上升，状态C结束，状态D开始，并且操作516启用不活动状态控制器408。“不活动”状态控制器408本身不是不活动的。在至少一个实施方式中，不活动状态控制器408使调光器电流i_DIM下降至大约0A并确定调光电压V_{Ф_R}的零交叉及前沿。

整流调光器电流i_R与整流调光电压V_{Ф_R}成反比。在状态D下，当启用不活动状态控制器408时，不活动状态控制器408控制整流调光器电流i_R的流动，使得对于链路电压V_LINK小于目标链路电压V_{LINK_TARGET}时以及在检测整流调光电压V_{Ф_R}的前沿之后出现的整流调光电压V_{Ф_R}的周期的一部分，节点444的电压仿真实际整流调光电压V_{Ф_R}。在不活动状态控制器408仿真整流调光电压V_{Ф_R}时，不活动状态控制器408有效将功率转换系统410与调光器414隔离，并且所仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}允许功率转换系统410及负载308以等同于调光器414理想地继续导通直至供给电压VSUPPLY达到大约0V时的正常模式运行。结合图7及Melanson I描述使用模拟电路的示例性不活动状态控制器408。在至少一个实施方式中，整流调光电压V_{Ф_R}通过不活动状态控制器304数字合成，如MelansonII所述。如用虚线所表示的，整流调光电压V_{Ф_R}的峰值被整流为大致调光器阈值电压V_{Ф_R_TH}，直至整流输入电压周期V_{Ф_R}结束。对于不活动状态控制器的数字实施方式，在整流输入电压周期V_{Ф_R}结束时，将整流调光电压V_{Ф_R}降至0V。

操作518确定整流的输入电压V_{Ф_R}是否是或接近下一个零交叉，例如零交叉606。如果整流的输入电压V_{Ф_R}不是或不接近下一个零交叉，不活动状态控制器408继续生成仿真的调光电压V_{Ф_R}。如果整流的输入电压V_{Ф_R}是或接近下一个零交叉，则操作520禁用不活动状态控制器408，并且控制器功能协调工序500返回操作502并重复进行。

启用/禁用状态610描述何时启用和何时禁用低阻抗路径状态控制器404、开关模式功率转换控制器406及不活动状态控制器408。逻辑1表示启用，逻辑0表示禁用。因此，启用/禁用状态608描述控制器402如何协调低阻抗路径状态控制器404、不活动状态控制器408及开关模式功率转换控制器406的功能的一个实施方式。

图6B示出了示例性调光电压及调光器电流波形650。在状态A下，低阻抗路径状态控制器404将调光器电流i_DIM及调光电压V_{Ф_DIM}分别保持在大约为0A及0V。在状态B开始时，调光电压的前沿导致调光器电流i_DIM在“较高连接峰”处达到峰值。在状态B下，连接状态控制器405主动控制调光器电流i_DIM的递减过渡，直至调光器电流i_DIM达到稳态值，例如大致恒定的稳态峰值、RMS值或平均值。大致恒定的稳态峰值例如在25-75mA的范围内。在至少一个实施方式中，状态B下的电流峰值(称为“峰值连接电流”)在300-800mA的范围内。叠加曲线652示出了电流i_R的示例性递减过渡分布，其对应于调光器电流i_DIM，在状态B下，因为流过电感器238的电流i_R从峰值过渡至大致恒定的稳态峰值。调光器电流i_DIM的实际分布(profile)开始于相同的峰值电流值，这是因为电流i_R符合状态B下由曲线652表示的相同递减过渡分布，除了状态C下的大致恒定稳态峰值调光器电流i_DIM的值等于状态C下的大致恒定稳态电流i_R的二分之一左右之外。电流i_R以及调光器电流i_DIM的示例性分布将能量传输给功率转换系统410(图4)并使调光器801中的LC电路804(图8)衰减。在状态C下，开关模式功率转换控制器406使链路电压V_LINK上升，直至调光电压V_{Ф_DIM}达到调光器阈值电压V_{Ф_R_TH}。在状态D下，数字不活动状态控制器408使调光器电流i_DIM降至大约0A，并将调光电压V_{Ф_DIM}保持在调光器阈值电压V_{Ф_R_TH}左右，并同时数字合成调光电压V_{Ф_DIM}。

不活动状态控制器408可以实施为数字电路、模拟电路或数字模拟电路。图7示出了表示不活动状态控制器408的一个实施方式的不活动状态控制器700。不活动状态控制器700部分用作控制电流i_R的电流源。不活动状态控制器700包括在调光器414的三端双向可控硅开关断开之后使电流i_R降低的下拉电路702；以及用于将仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}保持在大约0V直至三端双向可控硅开关106在调光电压V_DIM的下个半周期内导通的保持或“胶粘”电路704。

在至少一个实施方式中，由于供给电压V_SUPPLY是余弦波，并且电流i_R直接与仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}的导数相关，因此电流i_R与仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}在供给电压V_SUPPLY的半周期内的理想关系是四分之一正弦波。然而，电流i_R与仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}之间的线性递减关系是接近四分之一正弦波。电流i_R与仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}的关系使功率转换系统410生成椭圆形仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}，其非常接近相位切割供给电压V_SUPPLY。

一般情况下，下拉电路702建立电流i_R与仿真的调光器输出电压V_{Ф _R}之间的线性递减关系。下拉电路702包括运算放大器705，该运算放大器包括用于接收下拉参考电压V_{REF_PD}的同相输入端子“+”。在仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}端子711与节点712的电压V_B之间具有分压器R1及R2的反馈回路建立电压V_B与仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}之间的倒相关系。因此，随着仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}降低，运算放大器705驱动n沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(NMOSFET)708的栅极以使电压V_B增加，从而使反相端子“-”处的电压V_A与同相端子“+”处的参考电压V_{REF_PD}匹配。类似地，随着仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}增加，运算放大器705驱动n沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(NMOSFET)708的栅极以使电压V_B降低，从而使反相端子“-”的电压V_A与同相端子“+”的参考电压V_{REF_PD}继续匹配。

NMOSFET 706的栅极电压V_DRIVE将NMOSFET 706维持在饱和模式。在至少一个实施方式中，电压V_DRIVE为+12V。电阻器714两端的电压V_B确定电流i_R的值，即，i_R＝V_B/R3，并且“R3”是电阻器714的电阻值。因此，电流i_R与电压V_B成正比，并因此与仿真的调光器输出电压V_{Ф _R}成反比。从下拉电路702的拓扑结构来看，电压V_B根据式子1与参考电压V_{REF_PD}相关：

$V_B=V_{REF\_PD}\·\frac{R1+R2}{R1}-\frac{R2\·V_{\mathrm{\Φ}\_R}}{R1}---\[1\]$

R1是电阻器707的电阻值，R2是电阻器709的电阻值。如果R1>>R2，则电压V_B由式子2来表示：

$V_B\≈V_{REF\_PD}-\frac{R2\·V_{\mathrm{\Φ}\_R}}{R1}---\[2\]$

由于i_R＝V_B/R3，如果R1是10M欧姆，R2是42k欧姆且R3是1k欧姆，根据式子[2]，i_R用式子3来表示：

$i_R{\≈}_{0.8}(1-\frac{V_{\mathrm{\Φ}\_R}}{190})mA---\[3\]$

一旦下拉电路702将仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}降至胶粘下拉参考电压V_{REF_GL}，胶粘电路704将仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}保持在等于或低于阈值电压，例如约0伏，直到三端双向可控硅开关106接通并升高仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}。胶粘下拉参考电压V_{REF_GL}表示结合图3所讨论的零交叉电压阈值V_{ZC_TH}的一个实施方式。胶粘下拉电路704的比较器716将仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}与胶粘下拉参考电压V_{REF_GL}进行比较。胶粘下拉参考电压V_{REF_GL}的具体值与设计选择相关。在至少一个实施方式中，电压V_{REF_GL}被设置成使得胶粘下拉电路704在电压V_{Ф_R}接近0伏时将电压V_{Ф_R}保持在约0伏。在至少一个实施方式中，胶粘下拉参考电压V_{REF_GL}被设置为5伏。由于NMOSFET 706操作在饱和模式下，所以节点710处的电压与仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}大致相等。当仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}大于胶粘下拉参考电压V_{REF_G}L时，比较器716的输出电压V_COMP为逻辑0。在至少一个实施方式中，比较器输出电压V_COMP直接作为信号GLUE_ENABLE被传送至开关718的控制端子。开关718可以是任何类型的开关，例如NMOSFET。当比较器输出电压V_COMP为逻辑0时，开关718断开，NMOSFET 720和722也断开。比较器输出电压V_COMP从逻辑1改变为逻辑0表示所确定的调光电压V_{Ф_R}的零交叉，其由控制器功能协作工序500(图5)的操作518所使用。

当仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}从大于胶粘参考电压V_{REF_GL}转变到小于胶粘参考电压V_{REF_GL}时，比较器输出电压V_COMP由逻辑0变为逻辑1。比较器输出电压V_COMP从逻辑0变为逻辑1表示确定出的调光电压V_{Ф_R}的前沿，其被控制器功能协作工序500(图5)的操作518所使用。当比较器输出电压V_COMP为逻辑1时，NMOSFET 720和722导通。NMOSFET720和722被配置为共用公共栅极端子724的电流镜。电流源726生成通过NMOSFET 720而被镜像的胶粘电流i_GLUE。在至少一个实施方式中，当仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}小于胶粘参考电压V_{REF_GL}时，电流i_R与胶粘电流i_GLUE近似相等。在至少一个实施方式中，胶粘电流i_GLUE被设定为足够大的值以将仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}保持在约0伏直至调光器414的三端双向可控硅开关再次接通。在至少一个实施方式中，胶粘电流i_GLUE足够低以将调光器414中的电容器上的误差最小化，例如图2的电容器121。在至少一个实施方式中，电容器的误差是电容器两端的电压与调光电压V_{Ф_DIM}之间的差。因此，从下拉电路702将仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}降低至胶粘参考电压V_{REF_GL}一直到三端双向可控硅开关106接通并升高仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}的时段期间，胶粘电路704从功率转换系统410汲取稳态胶粘电流i_GLUE，以将仿真的调光器输出电压V_{Ф_R}维持在等于或小于阈值电压，例如大约0V。

在至少一个实施方式中，胶粘电路704还包括下拉、胶粘逻辑(“P-G逻辑”)728。P-G逻辑728生成信号GLUE_ENABLE以控制开关718的导通。P-G逻辑728的具体功能与设计选择相关。例如，在至少一个实施方式中，P-G逻辑728启用和禁用胶粘下拉电路704。在至少一个实施方式中，为了启用和禁用胶粘下拉电路704，P-G逻辑728确定调光器输出电压V_{Ф_DIM}是否包含任何相位切割，例如如Grisamore I中所述。如果调光器输出电压V_{Ф_DIM}未显示出任何相位切割，那么P-G逻辑728通过生成信号GLUE_ENABLE来禁用胶粘下拉电路704，以使开关718不论比较器输出电压V_COMP的值为多少都不导通。在至少一个实施方式中，P-G逻辑728包括确定比较器输出电压V_COMP改变逻辑状态的频率的计时器(未示出)。如果逻辑状态变化之间的时间与相位切割不一致，则P-G逻辑728就禁用胶粘下拉电路704。另外，Melanson I中描述了不活动状态控制器700的示例性讨论。确定调光电压V_{Ф_R}的零交叉的特定系统及方法与设计选择相关。申请号为61/410,269的美国临时专利申请描述了确定调光电压V_{Ф_R}的零交叉的另一示例性系统及方法。于2010年11月4日提交的、申请号为61/410,269、题为“Digital Resynthesis of Input SignalDimmer Compatibility”、发明人为John L.Melanson及Eric J.King，代理人案号为1883-EXL的美国临时专利申请由此通过引用全部并入本文并且在本文中称为“Melanson II”。

图9示出了表示连接状态控制器405(图4)的一个实施方式的连接状态控制器900。连接状态控制器900包括控制可变阻抗904的可变阻抗控制器902。电流控制器902在状态B下控制可变阻抗904，以使电流i_R向下过渡至预定稳态保持值以防止调光器提前重置。在至少一个实施方式中，可变阻抗904是数字可控电流数模转换器(“DAC”)。

图10示出了生成功耗控制信号PDISP并控制功耗电路446(图4)的功耗电路1000。功耗控制器1002将链路电压V_LINK与耗散阈值链路电压V_{LINK_DISSIPATE}做比较。如果链路电压V_LINK大于耗散阈值链路电压V_{LINK_DISSIPATE}，则功耗控制器1002生成逻辑值1的功耗控制信号PDISP，以接通FET 448并使过多电流被电阻器450消耗。当链路电压V_LINK小于耗散阈值链路电压V_{LINK_DISSIPATE}时，没有过多电流要消耗，并且功耗控制器1002生成逻辑0的功耗控制信号PDISP以断开FET 448。在至少一个实施方式中，耗散阈值链路电压V_{LINK_DISSIPATE}被设置为比目标链路电压高并且在提供可接受链路电压V_LINK的电压范围内的电压值。链路电压V_LINK随着负载308汲取功率而下降，由此使链路电压V_LINK降低。设定比目标链路电压高的耗散阈值链路电压V_{LINK_DISSIPATE}允许链路电压V_LINK在循环功耗控制信号PDISP之前有下降的裕度。在至少一个实施方式中，耗散阈值链路电压V_{LINK_DISSIPATE}在目标链路电压的3％内。特定目标链路电压与设计选择相关，并且在至少一个实施方式中取决于负载308(图4)的电压参数。在至少一个实施方式中，目标链路电压为400V。

图11示出了表示连接状态控制器405(图4)的一个实施方式的连接状态控制器1100。连接状态控制器1100包括提供可变参考电压V_{REF_VAR}以控制FET 422的栅极的可变参考电压控制器1102。可变参考电压控制器1102在递减过渡过程中改变可变参考电压V_{REF_VAR}，以使得调光器电流i_DIM向下过渡至稳态值，而不使调光器411的三端双向可控硅开关提前重置。

比较器1104将可变参考电压V_{REF_VAR}与FET 422的源电压V_s做比较。如果源电压V_s降至可变参考电压V_{REF_VAR}以下，则比较器1104生成逻辑1输出信号。如果源电压V_s大于可变参考电压V_{REF_VAR}，则比较器1104生成逻辑0输出信号。升压CCM/CRM引擎1106接收比较器1104的输出并在FET 422的栅极生成栅电压V_g以控制FET 422的导通。在至少一个实施方式中，升压CCM/CRM控制器1106将FET 422作为开关来操作，即，使FET 422工作在饱和模式下的导通或断开。在至少一个实施方式中，升压控制器1106控制FET 422的栅电压V_g，以在连接状态下使开关功率转换器436操作在CCM模式下，并同时响应于比较器1104的比较输出信号，以将FET 422的源电压V_s驱动至可变参考电压V_{REF_VAR}水平。控制FET 422的栅电压V_g，从而控制源电流i_R。控制源电流i_R，还从而控制调光器电流i_DIM。因此，连接状态控制器1104控制FET 422的栅电压V_g，以主动控制调光器电流的递减过渡，从而防止调光器414的三端双向可控硅开关提前重置。可变电压源1102的特定实现方式与设计选择相关且可以实施为例如可变电压电阻梯。

图12示出了表示可变阻抗控制器902的一个实施方式的电流控制器1200。图13示出了与电流控制器1200相关联的示例性波形1300。参照图12及图13，升压CCM/CRM控制器1202生成选择信号SEL，以选择状态A及状态D下的连接电流值i_ATTACH并选择状态B及状态C下的峰值电流值i_PEAK。连接电流值i_ATTACH表示整流输入电压V_{Ф_R}的前沿处期望的调光器电流i_DIM峰值。峰值电流值i_PEAK表示调光器电流i_DIM的期望稳态峰值电流值。在状态D下，升压引擎生成数字控制信号I_VAR以断开电流DAC1203。在从状态A转变至状态B时，即，在整流输入电压V_{Ф_R}的前沿，升压CCM/CRM控制器1202使2:1多路复用器1204选择峰值电流值i_PEAK作为至低通滤波器1206的输入值F_IN。在状态B及状态C下，低通滤波器1206生成具有递减值的滤波输出信号F_OUT，该递减值追踪递减功能，例如与曲线652(图6B)对应的功能。在至少一个实施方式中，低通滤波器1206是具有传递函数的数字低通滤波器，该传递函数具有在状态B(连接状态)下提供电流i_R的递减分布并因此提供调光器电流i_DIM的系数。在至少一个实施方式中，传递函数是以将能量传输给负载308以达到在特定时间量(例如大致50μs)内调光器电流i_DIM的稳态的大致恒定的值为基础。在至少一个实施方式中，传递函数是以将能量传输给负载308以保持功率转换系统410、负载308或调光器414中的特定电压为基础的。在至少一个实施方式中，传递函数以时间和电压为基础。在至少一个实施方式中，系数可编程至控制器402(图4)并根据与测试调光器相关联的测试数据以经验进行确定。升压CCM/CRM控制器1202将滤波输出信号F_OUT转换为数字控制信号I_VAR的相应值。电流DAC 1203通过控制电流i_R的递减过渡对数字控制信号I_VAR的递减过渡作出响应，这控制如图6B中所示的调光器电流i_DIM的递减过渡。在状态D开始时，升压CCM/CRM控制器1202使选择信号SEL循环以选择连接电流值i_ATTACH，以为整流输入电压V_{Ф_R}的下一个周期做准备。

在至少一个实施方式中，升压CCM/CRM控制器1202生成控制信号I_VAR，来使开关功率转换器436以CCM模式操作，同时主动控制电流i_R的递减过渡，并因此控制调光器电流i_DIM的递减过渡，直至调光器电流达到大致恒定的稳态值，例如大致恒定的峰值、RMS值或平均值。在至少一个实施方式中，当调光器电流达到大致恒定的稳态值时，开关模式功率转换控制器406操作升压CCM/CRM控制器1202，以控制前述开关功率转换器436。

图14示出了表示DAC 1203及可变阻抗904的一个实施方式的数字可控电流源1400。在操作过程中，电流源1400从源电压节点407获得电流。从源电压节点407获得电流使源电压节点407放电至大致等于参考电压V_REF的电压。因此，在操作过程中，电流源1400为电流i_R提供低阻抗路径。

电流源1400包括生成偏置电流I_BIAS的偏置电流源1402。FET 1404的漏极及栅极连接在一起以形成“二极管连接的”构造。N+1个串联连接的FET对1405.0/1406.0至1405.N/1406.N分别配置成具有FET 1404的电流镜结构以使偏置电流I_BIAS镜像。“N”是整数，N的值与设计选择相关。每个FET 1405.X/1406.X对的大小被设计为使得每个后继对获得的电流是前一对的两倍，例如，FET对1405.1/1406.1获得的电流是1405.0/1406.0的两倍，以此类推。“X”是0至N范围内的整数索引。在至少一个实施方式中，N的值决定能够通过电流源1400获得的最大电流水平。

在至少一个实施方式中，可变阻抗控制信号I_VAR是具有N+1位的数字值，即，I_VAR＝[B₀,B₁,...,B_N]。每个位B₀,B₁,...,B_N施加于各个FET对1405.0/1406.0，1405.1/1406.1，…，1405.N/1406.N，以控制FET对的导通。为了操作电流源1400，升压控制器CCM/CRM控制器1202(图12)设定逻辑值I_VAR，以设定位[B₀,B₁,...,B_N]。例如，为了接通所有FET对，升压控制器CCM/CRM控制器1202设定[B₀,B₁,...,B_N]＝[1,1,...,1]，以使每个FET对1405.0/1406.0，1405.1/1406.1，…，1405.N/1406.N导通，并且设定逻辑值I_VAR的位[B₀,B₁,...,B_N]＝[0,0,...,0]，以使每个FET对1405.0/1406.0，1405.1/1406.1，…，1405.N/1406.N断开，即，不导通。在至少一个实施方式中，升压控制器CCM/CRM控制器1202降低位[B₀,B₁,...,B_N]的值，使得电流i_R符合通过滤波输出信号F_OUT设置的递减过渡，且开关功率转换器436(图4)以CCM模式操作。

因此，电子系统包括控制器，该控制器协调(i)用于调光器电流的低阻抗路径，(ii)在相位切割整流输入电压的前沿将调光器连接至功率转换系统的接口，(iii)控制开关模式功率转换，以及(iv)在调光器和负载之间提供兼容性，防止调光器在连接状态下提前重置并降低调光器电流，同时允许调光器在交流(AC)供给电压的每个周期正常运行的不活动状态。

尽管已经详细描述了实施方式，但应当理解的是，在不背离所附权利要求限定的本发明的精神和范围的前提下，可以进行各种改变、代替和替换。

Claims (32)

1.一种防止调光器提前重置的方法，包括以下步骤：

检测调光器输出电压的前沿；以及

在检测到所述调光器输出电压的所述前沿时，主动控制流过可控硅调光器的电流的递减过渡以防止所述调光器的三端双向可控硅开关提前重置。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，主动控制电流的递减过渡包括：

改变可变阻抗的阻抗，使得流过所述可控硅调光器的电流追踪由低通滤波器设定的递减函数。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，改变阻抗包括改变来自数控电流数模转换器的电流。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，负载包括一个或多个发光二极管。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述检测步骤包括：

在出现调光器输入电压的前沿时，生成用于功率转换系统的第一信号，

以及，所述控制步骤包括：

生成第二信号使所述功率转换系统汲取流过所述调光器的所述电流，以防止所述调光器在继调光器输入电压的所述前沿后的第一部分期间提前重置。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述调光器输入电压的边沿是所述调光器输入电压的前沿。

7.根据权利要求5所述的方法，其中，所述第一信号是表示所述调光器输入电压的检测信号。

8.根据权利要求5所述的方法，其中，所述第二信号包括用于控制开关功率转换器的开关的导通的控制信号；或用于使所述功率转换器系统操作在连续导通模式直至调光器电流达到稳态保持值的控制信号，其中，在所述连续导通模式下，所述功率转换器系统的电感器的回扫时间在电感器中的电流降至零之前结束。

9.一种防止调光器提前重置的方法，其中，至功率转换系统的调光电压包括所出现的以下四个状态：

A、调光器的调光电压零伏交叉直至所述调光电压的相位切割前沿；

B、状态A的结束直至调光器电流的稳态值达到预定保持值；

C、状态B的结束直至传输给负载的能量足以满足至少一个能量传输参数；以及

D、状态C的结束直至状态A开始；

所述方法包括：

对于状态A，为调光器的调光器电流启用低阻抗路径，其中所述低阻抗路径的阻抗低到足以允许保持所述调光器的稳定相位角；

对于状态B：

启用所述调光电压的开关模式功率转换的控制；

检测调光器输入电压的前沿；以及

在检测到所述调光器输入电压的所述前沿时，主动控制流过可控硅调光器的电流的递减过渡以防止所述调光器的三端双向可控硅开关提前重置；

对于状态C，控制开关模式功率转换以保持调光器电流在阈值以上；以及

对于状态D，进入不活动状态，其中在所述不活动状态下，禁用所述低阻抗路径及所述开关模式功率转换的控制。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述调光器电流的稳态值是由调光器电流的稳态平均值、调光器电流的稳态均方根值或调光器电流的稳态峰值组成的组中的成员。

11.根据权利要求9所述的方法，其中，至少一个能量传输参数包括链路电压阈值，所述方法进一步包括：

确定链路电压何时小于所述链路电压阈值，其中，当所述链路电压小于所述链路电压阈值时足够的能量传输给所述负载。

12.根据权利要求9所述的方法，其中，主动控制流过可控硅调光器的电流的递减过渡以防止所述调光器的三端双向可控硅开关提前重置包括：

降低流过可控硅开调光器的电流以使流过可控硅调光器的电流倾斜下降至预定保持值。

13.根据权利要求9所述的方法，其中，所述预定保持值在25mA至75mA的范围内。

14.根据权利要求9所述的方法，其中，主动控制流过可控硅调光器的电流的递减过渡以防止所述调光器的三端双向可控硅开关提前重置包括使调光器电流从峰值连接电流值改变至恒定的稳态电流值。

15.根据权利要求14所述的方法，其中，所述峰值连接电流值在300mA至800mA的范围内，且所述恒定的稳态电流值在25mA至75mA的范围内。

16.一种防止调光器提前重置的装置，包括：

控制器，被配置成：

检测调光器输出电压的前沿；以及

在检测到调光器输出电压的前沿时，主动控制流过可控硅调光器的电流的递减过渡以防止所述调光器的三端双向可控硅开关提前重置。

17.根据权利要求16所述的装置，其中，为了主动控制电流的递减过渡，所述控制器被配置成：

改变可变阻抗的阻抗，以使得流过可控硅调光器的电流追踪由低通滤波器设定的递减函数。

18.根据权利要求16所述的装置，其中，所述控制器包括数控电流数模转换器(DAC)且所述控制器还被配置成通过改变流过数控电流数模转换器的电流来改变阻抗。

19.根据权利要求16所述的装置，其中，所述控制器进一步包括：

具有连接电流值输入端及峰值电流值输入端的多路复用器；

低通滤波器，耦接至所述多路复用器的输出端，并用于生成从连接电流值递减过渡至峰值电流值的输出信号；

升压控制器，耦接至所述低通滤波器，以根据所述低通滤波器的输出信号控制流过所述调光器的电流。

20.根据权利要求16所述的装置，进一步包括：

功率转换系统，耦接至所述控制器，其中所述功率转换系统包括开关功率转换器，且所述控制器被配置成控制所述功率转换系统的功率转换，包括控制开关功率转换器。

21.根据权利要求16所述的装置，其中，负载包括一个或多个发光二极管。

22.根据权利要求20所述的装置，所述控制器被进一步配置为：

在出现调光器输入电压的前沿时生成用于功率转换系统的第一信号，其中生成第二信号使所述功率转换系统汲取流过所述调光器的电流，以防止所述调光器在继调光器输入电压的前沿后的第一部分期间提前重置。

23.根据权利要求22所述的装置，其中，所述调光器输入电压的边沿是所述调光器输入电压的前沿。

24.根据权利要求22所述的装置，其中，所述第一信号是表示所述调光器输入电压的检测信号。

25.根据权利要求22所述的装置，其中，所述第二信号包括用于控制开关功率转换器的开关的导通的控制信号；或用于使所述功率转换器系统操作在连续导通模式直至调光器电流达到稳态保持值的控制信号，其中，在所述连续导通模式下，所述功率转换器系统的电感器的回扫时间在电感器中的电流降至零之前结束。

26.一种防止调光器提前重置的装置，其中，至功率转换系统的调光电压包括所出现的以下四个状态：

A、调光器的调光电压零伏交叉直至所述调光电压的相位切割前沿；

B、状态A的结束直至调光器电流的稳态值达到预定保持值；

C、状态B的结束直至传输给负载的能量足以满足至少一个能量传输参数；以及

D、状态C的结束直至状态A开始；

所述装置包括：

控制器，被配置成：

对于状态A，为调光器的调光器电流启用低阻抗路径，其中所述低阻抗路径的阻抗低到足以允许保持所述调光器的稳定相位角；

对于状态B：

启用所述调光电压的开关模式功率转换的控制；

检测调光器输入电压的前沿；以及

在检测到所述调光器输入电压的所述前沿时，主动控制流过可控硅调光器的电流的递减过渡以防止所述调光器的三端双向可控硅开关提前重置；

对于状态C，控制开关模式功率转换以保持调光器电流在阈值以上；以及

对于状态D，进入不活动状态，其中在所述不活动状态下，禁用所述低阻抗路径及所述开关模式功率转换的控制。

27.根据权利要求26所述的装置，其中，所述调光器电流的稳态值是由调光器电流的稳态平均值、调光器电流的稳态均方根值或调光器电流的稳态峰值组成的组中的成员。

28.根据权利要求26所述的装置，其中，至少一个能量传输参数包括链路电压阈值，所述控制器进一步用于：

确定链路电压何时小于所述链路电压阈值，其中当所述链路电压小于所述链路电压阈值时足够的能量传输给所述负载。

29.根据权利要求26所述的装置，其中，为了主动控制流过可控硅调光器的电流的递减过渡以防止所述调光器的三端双向可控硅开关提前重置，所述控制器被配置成：

降低流过可控硅调光器的电流以使流过可控硅调光器的电流倾斜下降至预定保持值。

30.根据权利要求26所述的装置，其中，所述预定保持值在25mA至75mA的范围内。

31.根据权利要求26所述的装置，其中，为了主动控制流过可控硅调光器的电流的递减过渡以防止所述调光器的三端双向可控硅开关提前重置，所述控制器被配置成：

使调光器电流从峰值连接电流值过渡至恒定的稳态电流值。

32.根据权利要求31所述的装置，其中，所述峰值连接电流值在300mA至800mA的范围内，且恒定的稳态电流值在25mA至75mA的范围内。